DE2449322C2 - Feldeffekttransistorverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Feldeffekttransistorverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegeben ist

Es ist bereits ein Hörverstärker mit einem Feldeffekttransistor bekannt (US-PS 35 12 100), der mit seiner Drain-Source-Strecke mit einem Lastwiderstand in Reihe liegt mit welchem der Ohrhörer einer Hörhilfe verbunden ist. Die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors wird über eine Diodenanordnung vorgespannt, welche den P.etrieb des Verstärkers in dem Fall aufrechterhält daß kurzzeitig ein hohes Eingangssignal dem betreffenden Verstärker zugeführt wird. Ein derartiges, einen hohen Pegel führendes Eingangssignal könnte von dem Hörhilfen-Mikrophon in dem Fall erzeugt werden, daß dieses einen mechanischen Stoß erfährt. Die Diodenvorspannungsanordnung weist zwei antiparallel miteinander verbundene Dioden auf, welche die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors mit dem einen Anschluß der verwendeten Speisespannungsquel-Ic verbinden. Wenn ein mechanischer Stoß auf das Mikrophon ausgeübt wird, wird eine positive Spannung mit hohem Pegel der Gatt-Elektrode des Feldeffekttransistors und damit der Diodenvorspannungsanordnung zugeführt. Dies ermöglicht die Weiterleitung der elektrischen Ladung durch die dabei in Durchlaßrichtung beanspruchte eine Diode der Diodenvorspannungsanordnung. Nach Wegfall des Reizes auf das erwähnte Mikrophon wird dessen Kapazität ein stärker negatives Potential in bezug auf die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors aufweisen als der Minusanschluß der Speisequelle. Damit wird die zuvor erwähnte eine Diode der Diodenvorspannungsanordnung in Sperrichtung vorgespannt sein. Die andere Diode der genannten Diodenvorspannungsanordnung leitet die nunmehr von dem Mikrophon her bereitgestellte Ladung innerhalb einer kurzen Zeitspanne ab, so daß keine merkliche Störung am Ausgang des Verstärkers auftritt. Der Feldeffekttransistor ist dabei jedoch nicht vor einer Überlastung oder vor einem Kurzschluß in seinem Lastkreis geschützt Vielmehr wird das Verstärkerausgangssignal lediglich vor Verzerrung geschützt indem die Eingangsoder Gate-Elektrode auf eine festgelegte Spannung durch die Verwendung der beiden antiparallel geschalteten Dioden geklemmt wird.

Es ist auch eine Verstärkerschutzschaltung bekannt (US-PS 35 36 958), bei der ein Spannungsteilernetzwerk für jeden Transistor eines Gegentaktverstärkers vorgesehen ist Zwei Transistoren schützen dabei die vorgesehenen Ausgangstransistoren. Ein Spannungsteilernetzwerk ist mit dem Basisanschluß des jeweiligen Schutz-Transistors derart verbunden, daß dann, wenn der Emitterstrom eines Ausgangstransistors einen gewissen Pegel überschreitet das betreffende Widerstandsnetzwerk aus dem Gleichgewichtszustand gelangt und den Schutz-Transistor veranlaßt das Eingangssignal direkt zu der Last hin durchzuschalten. Die bekannte Schaltungsanordnung weist jedoch keinerlei Feldeffekttran-

sistoren auf. Überdies ist bei der gerade betrachteten bekannten Schaltungsanordnung kein «Schutz vor übermäßig hohen Steuerpotentialen vorhanden.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, einen Feldeffekttransistorverstärker, von dem im Oberbegriff des Anspruchs 1 ausgegangen wird, so weiterzubilden, daß der jeweilige Feldeffekttransistor sowohl vor übermäßig hohen Steuerpotentialen als auch vor übermäßig hohen Strömen infolge niedriger Impedanz oder kurzgeschlossener Last geschützt ist.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit einem insgesamt relativ geringen schaltungstechnischen Aufwand ein Schutz des jeweiligen Feldeffekttransistors vor übermäßig hohen Steuerpotentialen und vor übermäßig hohen Strömen infolge niedriger Impedanz oder kurzgeschlossener Last erzieh ist. Durch die besondere Ausnutzung der beim Gegenstand vorliegender Erfindung vorgesehenen Schutzschaltung kann in dem Fall, daß das Fließen eines übermäßig hohen Stromes im Aus£?ngszweig des Feldeffekttransistorverstärkers ermittelt ist, das Eingangssignal der Last direkt mittels des vorhandenen Nebenschlußkreises zugeführt werden. Damit ist insgesamt ein wirksamer Schutz des Verstärkers erzielt.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 einen Schnili durch einen als Beispiel gewählten Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, der zur Verwendung bei einem Transistorverstärker mit einei Schutzschaltung nach der Erfindung geeignet ist;

F i g. 2 einen Schnitt durch einen weiteren ds Beispiel gewählten Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, der zur Verwendung bei einem Transistorverstärker mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung geeignet ist;

Fig.3 eine graphische Darstellung mit typischen Ausgangskenrtlinien von Feldeffekttransistoren nach Fig. 1 und 2;

Fig.4 und 5 graphische Darstellungen zur Erläuterung der Wirkungsweise von Verstärkern nach der Erfindung;

F i g. 6 die Schaltung eines Feldeffekltransistorverstärkers mit einer Schutzschaltung nach der Erfindung; F i g. 7 die Schaltung einer grundsätzlichen Einheit ei·

nes Verstärkers mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung und

Fig.8 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Erfindung.

Im folgenden wird zunächst anhand von Fig. 1 ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften beschrieben, der zur Verwendung bei einem Feldeffekttransistorverstärker mit einer Schutzschaltung nach der Erfindung geeignet ist.

Der in F i g. 1 dargestellte Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften kann eine eigenleitende Halbleiterzone 1 mit einer niedrigen Störstoffkonzentration und einem hohen Widerstand aufweisen, auf die eine ringförmige Halbleiterzone 2 vom P-Typ mit Hilfe eines selektiven Diffusionsverfahrens oder dergleichen aufgebracht worden ist. Ferner ist eine Halbleiterzone 3 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration über der eigenleitenden Halbleiterzone 1 und der Halbleitcrzone 2 vom P-Typ ausgebreitet und mit Hilfe eines Epitaxial-Verfahrens oder dergleichen hergestellt. Auf der Unterseite der eigenleitenden Halbleiterzone 1 ist eine Abflußelektrode (Drain-Elektrode) D vorhanden, auf der Halbleiterzone 2 vom P-Typ ist eine Steuerelektrode (Gate-Elektrode) G angeordnet, und auf der Oberseite der Halbleiterzone 3 vom N-Typ ist eine Quellenelektrode (Source-Elektrode) S vorhanden.

In Fig. 2, wo Teile, die in Fig. I dargestellten Teilen entsprechen, jeweils mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind, ist eine bevorzugte Ausführungsart eines Feldeffekttransistors mit Triodeneigenschaften dargestellt, der zur Verw endung bei einem Transistorverstärker mit einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung geeignet ist; bei dem Transistor nach F i g. 2 ist die Haibleiterzone 2 vom P-Typ netz- oder gitterförmig ausgebildet, und eine Halbleiterzone 4 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration ist auf der Unterseite der eigenleitenden Halbleiterzonc 1 angeordnet, um die Durchbruchsspannung zwischen dem Abfluß Z?Und dcF Quelle Szu erhöhen.

Bei den Feldeffekttransistoren nach Fig. I und 2 führt eine Steigerung der Stcucrspannung im negativen Sinne zu einem Wachsen der Sperrschichten von den Teilen der Steuerelektrode aus, welche sich zwischen den Zonen 1 und 3 erstrecken, und der Kanal wird in der Zone 3 zwischen den Teilen der Steuerelektrode gebildet. Da die Zone 3 eine Leitfähigkeit vom N-Typ hat. handelt es sich bei den Feldeffekttransistoren nach F i g. 1 und 2 um N-Kanal-Transistoren, doch liegt es auf der Hand, daß man auch ähnliche Feldeffekttransistoren schaffen kann, bei denen Zonen 2 und 3 vom N-Typ bzw. vom P-Typ vorhanden sind, so daß man P-Kanal-Feldeffekttransistoren erhält

In jedem Fall ist ersichtlich, daß jeder der Feldeffekttransistoren nach F i g. t und 2 nicht wie ein Feldeffekttransistor bekannter Art einen seitlich verlaufenden Kanal, sondern einen senkrechten Kanal besitzt. Wegen des Vorhandenseins eines solchen senkrechten Kanals sind der Abstand zwischen der Quellenelektrode S und dem Kanal sowie die Länge des Kanals sebst sehr klein, so daß der Feldeffekttransistor einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand bzw. eine sehr geringe Ausgangsimpedanz hat, die z. B. in der Größenordnung von 10 Ohm liegt und sich beim Auftreten von Spannungsschwankungfcn nicht ändert. Ein Merkmal von Feldeffekttransistoren nach F i g. 1 und 2 besteht darin, daß ihr AbRuSstrom nicht in Abhängigkeit von einer Steigerung der Spannung zwischen dem Abfluß und der Quelle auf einen Sättigungswert gebracht wird. Gemäß

F i g. 3, wo auf der Abszissenachse die Abflußspannung VD in Volt und auf der Ordinatenachse der AbfluOstrorr ID in Milliampere aufgetragen ist, wobei der Parametei durch die Steuerspannung VG in Volt gebildet wird ähneln die Abflußspannungs-Abflußstrom-Kennlinier eines Feldeffekttransistors mit einem senkrechten Ka nal der in Fig. I und 2 gezeigten Art denjenigen einei Triode, so daß man sagen kann, daß die dargestellter Feldeffekttransistoren Triodeneigenschaften haben Insbesondere ist aus F i g. 3 ersichtlich, daß die Abfluß spannungs-Abflußstrom-Kennlinien, die denjenigen einer Triode ähneln, über einen erheblichen Teil ihrei Länge geradlinig sind, daß diese geradlinigen Ab schnitte eine große Steilheit haben, und daß sie im we sentlichen parallel verlaufen, woraus hervorgeht, daC ein kleiner Ausgangswiderstand vorhanden ist, der siel· bei Spannungsschwankungen im wesentlichen nicht an dert, und daß diese Transistoren geeignet sind, ein star kes Ausgangssignal von hervorragender Linearität be relativ geringer Verzerrung zu liefern.

Im Gegensatz zu den vorstehenden Ausführunger haben bei einem Sperrschichtfeldeffekttransistor be kannter Art mit einem seitlich verlaufenden Kanal dei Widerstand zwischen der Quelle und dem Kanal, dei Widerstand des Kanals selbst und der Widerstand zwischen dem Kanal und dem Abfluß sämtlich einen hoher Wert, was zur Folge hat, daß der Ausgangswiderstanc bzw. die Ausgangsimpedanz eines solchen Feldeffekt transistors bekannter Art sehr hoch ist und z. B. in dei

jo Größenordnung von mehreren Megohm liegt, so daC ein solcher Transistor sogenannte Pentodeneigenschaf ten besitzt. Nimmt bei einem solchen bekannten Feldef fekttransistor mit Pentodeneigenschaften die an der Abfluß angelegte Spannung zu, führt der Verlauf dei Abfiußspannungs-Abflußstrom-Kennlinien eines sol chen Transistors dazu, daß bei einem vorbestiimmter Wert der Abflußspannung ein Sättigungswert des Ab

IIUU3UUII13 CI I cn.llt TTtIU.

Aus F i g. 4. wo auf der Abszissenachsc die Abfluß spannung VD und auf der Ordinatenachse der Abfluß strom ID aufgetragen ist, und wo der Parameter wie ir F i g. 3 ebenfalls durch die Steuerspannung VG gebilde wird, ist ersichtlich, daß die Abflußspannungs-Abfluß strom-Kennlinien für einen Feldeffekttransistor mi Triodeneigenschaften bei seiner Verwendung ais Ver Stärkungselement eines Verstärkers den in F i g. 3 dar gestellten Kennlinien ähneln. Nimmt man an, daß die Steuerspannung VG den Wert VGO hat, und zieht mar eine Belastungslinie mit dem Gradienten MR von einei Basis- oder Normalspannung VDD aus, die an den Ab fluß von einer entsprechenden Quelle aus angelee« wird derart, daß sie die Abflußspannungs-Abflußstrorn-Kur ve für die Steuerspannung VGO in dem Punkt O schnei det, kann man diesen Punkt O als den normalen Be triebspunkt betrachten, der einem Abfluß-Vorspann gleichstrom Io entspricht Nimmt dagegen die von dei Spannungsquelle aus an den Abfluß angelegte Span nung gegenüber dem Basis- oder Normalwert VDD au; z. B. auf einen niedrigeren Wert VDD' ab oder auf einer höheren Wert VDD" zu, verlagert sich die Belastungsli nie mit dem Gradienten MR gemäß Fig.4 derart, dal sich ein Basispunkt VDD' bzw. VDD" ergibt und da£ die Belastungslinie die Kennlinie für die Steuerspan nung VCO in dem Punkt A bzw. dem Punkt B schneidet

d. h, daß der Abfluß-Vorspanngleichstrom den Wert IA bzw. den Wert IB annimmt Dieses Betriebsverhaiter von Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschafter erweist sich bei einem Niederfrequenz-Ausgamgsver

stärker offensichtlich insofern als nachteilig, als es zu Verzerrungen des verstärkten Ausgangssignals in Abhängigkeit von Schwankungen der Spannung der BetricbsspannungsqiHle führt.

Der vorstehend beschriebene Nachteil von FcUlcf- ^r> fek ι transistoren mil Triodcneigensehaflcn macht sich noch stärker bemerkbar, wenn man solche N-Kanal- und P-T-anal-Transistorcn bei einem Niederfrcquenz-Ausgangyverstärker der rein komplementären Gegentaktbauart oder einem AB-Verstärker verwendet. Hierbei wählt man die N-Kanal- und P-Kanal-^Transistoren mit Triodeneigenschaften so, daß ihre Steuerspannungs-Abflußstrom-Kennlinien weit entfernte Abschaltpunkte aufweisen. Beispielsweise können gemäß Fig. 5 die N-Kanal- und die P-Kanal-Transistoren zur Verwendung bei einem solchen Niederfrequenz-Ausgangsverstärker Steuerspannungs-Abflußstromkurven für VG und ID haben, wie sie als Volumen SN und SP eingezeichnet sind. Haben die an die N-Kanal- und die P-Kanal-Transistoren angelegten Steuerspannungen die Werte — VCO und VCO, ergibt sich beispielsweise eine zusammengesetzte Kennlinie, wie sie in Fig.5 als gestrichelte Linie So eingezeichnet ist. Wird jedoch bei jedem der Transistoren der Abfluß-Vorspanngleichstrom von Io auf IA abgeschwächt, da eine Schwankung der Spannungcn aufgetreten ist, die in der unhand von Fig.4 beschriebenen Weise von der Spannungsquelle aus an die Abflüsse angelegt wird, entsteht in der zusammengesetzten Kennlinie So an dem Punkt, an dem sich für den Abflußstrom der Wert Null ergibt, eine Stufe, was zur F ^lge hat, daß eine Überkreuzungs- oder Nullpunktdurchgangsverzerrung hervorgerufen wird.

Es wurde bereits vorgeschlagen, die vorstehend beschriebene Schwierigkeit bei Gegentaktverstärkern vom A B-Typ wie auch bei beliebigen anderen Verstärkern, bei denen zur Verstärkung ein oder mehr Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften benutzt werden, dadurch zu vermeiden, daß auf entsprechende Weise eine Vorspannung in Form einer Gleichspannung, die zwischen der Steuerelektrode und der Quelle eines jeden solchen Transistors angelegt wird, in Abhängigkeit von Änderungen oder Schwankungen der Abflußspannung. d. h. der Betriebsspannung des Transistors zu variieren, so daß trotz dieser Schwankungen der Abfluß-Vorspanngleichstrom konstant gehalten wird. Geht z. B. gemäß Fig.4 die Betriebsspannung infolge einer Schwankung von ihrem normalen Wert VDD auf einen niedrigeren Wert VDD' zurück, so daß der Abflußstrom von dem Wert Io auf den Wert IA zurückgeht, wird der Abflußstrom dadurch wieder auf den Wert Io zurückgeführt, daß die Steuerspannung von dem Wert VCO auf den Wert VGA verringert wird, welcher derjenigen Abflußspannungs-Abflußstrom-Kurve entspricht, welche bei dem Wert Io des Abflußstroms durch die von der Spannung VDD' ausgehende Belastungslinie geschnitten wird. Nimmt dagegen gemäß F i g. 4 die Betriebsspannung infolge einer Schwankung anstelle ihres normalen Wertes VDD einen höheren Wert VDD' an, so daß der Abflußstrom anstelle des Wertes Io den Wert IB annimmt, wird der Abflußstrom dadurch wieder auf den Wert Io zurückgeführt, daß die Steuerspannung von dem Wert VGO auf den Wert VGB erhöht wird, welcher derjenigen Abflußspannungs-Abflußstrom-Kurve entspricht welche bei dem Wert Io des Abflußstroms durch die von der Spannung VDD" ausgehende BeIastungslinie geschnitten wird.

F i g. 6 zeigt einen Verstärker derjenigen Art, bei welcher die Erfindung vorzugsweise anwendbar ist; zu diesem Verstärker kann allgemein eine Treiber- oder Steuerstufe 11 gehören, die z. B. als A-Verstärker bekannter Art ausgebildet ist und eine Eingangsklemme 11 und eine Ausgangsklemmc / 2 besitzt, ferner eine rein komplementäre Gcgcntakl-Ausgangssiiifc 13. bei der zur Verstärkung Sperrschicht fcklcffck I transistoren mn Triodencigenseluiften bcmit/l werden, sowie eine Vorspannschal tung 12, die dazu dient, die Steucrelekt roden-Quellen-Übergänge der Sperrschichtfeldeffekttransistoren in der Gegenrichtung vorzuspannen und die Schwankungen der Betriebsspannung zu kompensieren, welche von einer Spannungsquelle aus an die Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 angelegt wird.

Gemäß Fig. 6 kann ein negatives Rückkopplungssignal vom Ausgang der Ausgangsstufe 13 aus zu dem die Treiberstufe 11 bildenden Verstärker über einen Widerstand 25 und einen damit parallelgeschalteten Kondensator 26 zurückgeleitet werden. Ferner kann ein nicht dargestellter Widerstand zwischen der Ausgangsklemme /2 der Treiberstufe 11 und Masse liegen, um ein Bezugspotential für die Vorspannschaltung 12 festzulegen. Die Treiberslufe 11 wird mit Hilfe entsprechender Spannungen betrieben, die ihr von Spannungsquellenkiemmen +S3 und — Ö3 aus zugeführt werden. Es ist ersichtlich, daß ein Eingangssignal, das der Eingangsklemme M des die Treiberstufe 11 bildcnen A-Verstärkers zugeführt wird, durch die Treiberstufe verstärkt wird, so daß an der Klemme 12 ein Ausgangssignal erscheint, dessen Verstärkung ausreicht, um die Gegentaktausgangsstufe 13 zu steuern.

Zu dem in F i g. 6 dargestellten, rein komplementären Gegentaktausgangsverstärker 13 gehören allgemein zwei N-Kanal-Feldeffekttransistoren Fla und F2a mit Triodeneigenschaften sowie zwei P-Kanal-Feldeffekttransistoren Fib und F2b mit Triodeneigenschaften, wobei zwischen diesen Transistoren parallele Gegentaktschaitungsverbindungen vorhanden sind. Genauer gesagt sind gemäß Fig.6 die Abflüsse der N-Kanal-Transistoren F1 aund F2aan eine Klemme +Bi einer Spannungsquelle angeschlossen, deren andere Klemme geerdet ist, während die Quellen der Transistoren F\a und F2a mit einer Ausgangsklemme f 3 der Ausgangsstufe 13 und jenseits dieser Ausgangsklemme über eine Last ZL, bei der es sich um einen Lautsprecher handeln kann, geerdet sind. Die Abflüsse der P-Kanal-Transistoren Fib und F2b sind an eine Klemme -Bi einer Spannungsquelle angeschlossen, deren andere Klemme geerdet ist, während die Quellen der Transistoren Fib und F2b mit der Ausgangsklemme 13 und jenseits dieser Klemme über die Last ZL mit Masse verbunden sind.

Die Vorspannschaltung 12 setzt sich gemäß Fig.6 aus einem ersten Vorspannkreis 12a zum Zuführen einer Vorspannung zu den Steuerelektroden-Quellen-Übergängen der Transistoren Fib und F'2b zum Vorspannen dieser Transistoren in der Gegenrichtung und aus einem zweiten Vorspannkreis i2b zusammen, der dazu dient, den Steuerelektroden-Quellen-Übergängen der Transistoren Fla und F2a eine Vorspannung zum Vorspannen dieser Transistoren in der Gegenrichtung zuzuführen, wobei diese Vorspannungen den Pinch-off-Spannungen der betreffenden Transitoren ähneln. Die Vorspannkreise 12a und 12£> bilden Schaltungen zum Abgeben eines konstanten Stroms, und sie dienen ferner zum Kompensieren von Schwankungen der Spannungen, die von den Spannungsquellenklemmen +Sl und — Bi aus den Abflüssen der Transistoren Fla, F2a

bzw. F\b.F2b zugeführt werden.

Gemäß F i g. 6 gehört zu dem Vorspannkreis 12a ein PNP-Bipolartransistor Q la, dessen Emitter über einen Widerstand R la mit einer Spannungsquellenklemme + 5 2 verbunden ist, während der Kollektor des Transistors Q Xa über einen Widerstand R 2a und einen damit parallelgeschalteten Kondensator CIa an die Ausgangsklemrpp 12 der Treiberstufc 11 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors Q\a ist über einen Widerstand R 4a und einen damit in Reihe geschalteten Regelwiderstand /?4bmit der Basis eines NPN-Bipolartransisiors QXb verbunden, der zu dem zweiten Vorspannkreis 126 gehört. Die Basis des Transistors Q la ist ferner über einen Widerstand R 3a an die Kathode einer Diode D la angeschlossen, deren Anode mit der Spannungsquellenklemme + B 2 verbunden ist. Der Regelwiderstand R 4b kann verstellt werden, um die Steuerelektroden-Vorspannungen der Transistoren Fla, F16 und F2a. F26 zu ändern. Zu dem Vorspannkreis 12a gehört ferner ein NPN-Bipolartransistor ζ) 2a zur Widerstandsumwandlung, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors Q Xa verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q 2a ist über einen Widerstand R 6a an die Spannungsquellenklemme + 52 angeschlossen, und der Emitter des Transistors Q2a ist mit den Steuerelektroden der Transistoren FlO und F20 verbunden. Ferner ist der Emitter des Transistors Q2a über einen Widerstand R 5 und einen damit parallelgeschalteten Kondensator C2 an den Emitter des PNP-Bipolartransistors Q 2b angeschlossen, der ebenfalls einen Bestandteil des zweiten Vorspannkreises 126 bildet.

Bei dem zweiten Vorspannkreis 126 ist der Emitter des NPN-Transistors Q \b über einen Widerstand R Xb an eine Spannungsquellenklemme — B2 angeschlossen, während der Kollektor dieses Transistors mit der Basis des Transistors Q 2b sowie über einen Widerstand R 2b und einen damit parallelgeschalteten Kondensator CIo mit der Ausgangskiernnic t 2 der Tfctbersiuie i i verbunden ist. Die Basis des Transistors ζ) 16 ist über einen Widerstand R3d an die Anode einer Diode D Xb angeschlossen, deren Kathode mit der Spannungsquellenklemme — Ö2 verbunden ist. Ferner ist der Kollektor des PNP-Transisiors Q Ib zur Widerstandsumwandlung oder Verstärkung über einen Widerstand R 6b mit der Spannungsquellenklemme —B2 verbunden, und der Emitter dieses Transistors ist an die Steuerelektroden der Transistoren F1 a und F2a angeschlossen.

Bei dem Verstärker nach Fig.6 können die Spannungsquellenklemmen + 53 und —53 zum Zuführen von Gleichspannungen von +64VoIt bzw. -64VoIt dienen, die in der beschriebenen Weise der Treiberstufe 11 als Betriebsspannungen zugeführt werden, und die konstant sein oder stabilisiert werden müssen.

An den Spannungsquellenklemmen +BX, +BZ — SI und — B2 können Nenngleichspannungen von + 52bzw. +75bzw. —52 bzw. —74 Volt erscheinen, die nicht stabilisiert sind, so daß der Belastungsstrom einen erheblichen Welligkeitsanteil aufweisen kann. Jedoch gehören die vier genannten Spannungsquellenklemmen zu einer nicht dargestellten gemeinsamen Spannungsquellcnschaltung, so daß an diesen Spannungsquellenklemmen normalerweise gleich große Spannungsschwankungen gleichzeitig auftreten. Mit anderen Worten, eine Zunahme der positiven Spannung an der Klemme + B1 im positiven Sinne gegenüber dem Nennwert + 52 V wird von einer gleich großen, irn positiven Sinne erfolgenden Steigerung der Spannung an der Klemme + B2 und gleich großen, im negativen Sinne erfolgen-

den Zunahmen der Spannungen an den Klemmen — B X und —52 beg!,'itet sein.

Bei der soeben beschriebenen Vorspannschaltung 12 sind die Vorspannkreise 12a und 12b zur Ausgangsklemme t2 der Treiberstufe 11 symmetrisch, und die den Kollektoren der Transistoren Q Xa und Q Xb zugeführten Eingangssignalspannungen werden phasengleich variiert, so daß man die Ausgangsklemme 12 vom Standpunkt der Vorspanngleichspannung aus betrachtet als geerdet ansehen kann. Nimmt man im Hinblick auf die vorstehenden Ausführungen an, daß bei dem Vorspannkreis 12adie Widerstände R Xa, R 2a, R3a und R 4a die Widerstandswerte r I.r2, r3und r 4 haben,daß die Spannung an der Spannungsquellenklemme +52 den Wert EGC hat, daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q Xa den Wert VSf hat, daß die Durchiaßspannung der Diode D laden Wert Vdhat.und daß iür das Verhältnis r2/rl der Wert K gilt, läßt sich die am Kollektor des Transistors QXa erscheinende Gleichspannung fbdurch die folgende Gleichung ausdrucken:

Eo

■[

Vd +

/■3

λ 3 + r4

(EGG - Vd) - VBE

Differenziert man Gleichung (1) mit EGG, erhält man die folgende Gleichung:

r3

r3 + r4

Hat die Verstärkungskonstante jedes der Transistoren FIb und F26 den Wert μ, ergibt sich aus den Triodeneigenschaften dieser Transistoren die folgende Gleichung:

Durch Einsetzen von Gleichung (3) in Gleichung (2) •to erhält man die folgende Gleichung:

r3

* r3 + r4 ~ ' ^v '

Wählt man die Werte K. r3 und r4 so. daS sie die Gleichungen (1) und (4) befriedigen, ist es möglich, den Abflußvorspanngleichstrom Ido der Transistoren FIb und F2b unabhängig von Spannungsschwankungen an der Spannungsquellenklemme —SI konstant zu machen.

Gilt in einem praktischen Beispiel Eo = 21 V, EGG = 74 V, Vd = U V, VBE = 0,6 V und μ = 8,1. ist es beim Einsetzen dieser Werte in Gleichung (1) und beim Einsetzen von Ί/μΚ für den Ausdruck r3/(r3 + r4) (aus Gleichung 4) möglich, auf einfache Weise für K den Wert von V2 zu finden, der besagt, daß r2lr\ = 17.2 ist Ferner ergibt sich durch Einsetzen von μ = 8,1 und K = 17,2 in GIeicbung(4)fürr4/r3der Wert 138. Wählt man bei diesem Beispiel für die Widerstände R Xa und R3a Widerstandswerte rl und r3 von 820 Ohm bzw. 27G Ohm, müssen die Widerstandswerte r2 und r4 der Widerstände R 2a und R 4a etwa 14 Kiloohm bzw. etwa 37 Kiloohm betragen, wenn angesichts der Schwankungen der Betriebsspannung an der Klemme —51 die gewünschte Stabilisierung des Abflußvorspanngleichstroms der Transistoren F Io und F2b erreicnt werden soll.

Da der zweite Vorspannkreis 12b symmetrisch zu

dem Vorspannkreis 12a aufgebaut ist, kann man für die Schaltungselemente des Vorspannkreises 126 ähnliche elektrische Werte wählen wie bei denjenigen des vorstehend beschriebenen Vorspannkreises 12a, so daß bei Schwankungen der Betriebsspannung an der Klemme + B 1 die gewünschte Stabilisierung des Abflußvorspanngleichstrom« der Transistoren Fla und F2a erzielt wird.

Es ist ersichtlich, daß man die zur Widerstandsumwandlung dienenden Transistoren Q 2a und Q 26 bei den Vorspannkreisen 12a und 12b theoretisch fortlassen könnte, ohne daß hierdurch die Wirkungsweise der Vorspannkreise bezüglich der Stabilisierung der Abflußvorspanngleichströme der Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 beeinträchtigt würde. Zwar zeigt F i g. 6 eine Ausgangsstufe 13 mit zwei Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren Fla und F2ä, die parallelgeschaltet sinrj iinrj im CjpaerHaVi 7ii den beiden anderen narallelgeschalteten Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren Fibund F2barbeiten,doch läßt sich die Erfindung auch bei einem Verstärker anwenden, der eine Ausgangsstufe besitzt, bei der weitere Feldeffekttransistoren mit Triodeneigenschaften mit den Transistoren Fla. F2a bzw. Fib. F2b parallelgeschaltet sind, sowie bei einer Ausgangsstufe, zu der nur die beiden im Gegentakt arbeitenden Transistoren Fla und F16 gehören. Weiterhin läßt sich die Erfindung bei einem Verstärker anwenden, der nur einen einzigen Feldeffekttransistor mit Triodeneigenschaften, z. B. den Transistor Fla, aufweist, dem vorzugsweise eine entsprechende Vorspannschaltung, z. B. der Vorspannkreis 126, zugeordnet ist.

Wird bei dem Verstärker nach F i g. 6 die als Spannungsquelle dienende Schaltung eingeschaltet, kann es vorkommen, daß die vorbestimmten Steuervorspannungen den Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren Fla, F2a, F16und F26 durch die Vorspannkreise 12a und 126 nicht so schnell zugeführt werden, wie den Feldeffekttransistoren die vollen Abflußvorspannungen über die Spannungsquellenkiemmen + B 1 und -Bi zugeführt werden. Somit kann sogar ein Eingangssignal, das nicht übermäßig stark ist, dann, wenn es den Steuerelektroden der vier Feldeffekttransistoren in einem Zeitpunkt zugeführt wird, in dem an die Transistoren die vorbestimmte Steuergleichspannung noch nicht angelegt worden ist. den erwünschten Zustand der Vorspannung in der Gegenrichtung an dem Steuerelektroden-Quellen-Übergang des betreffenden Transistors stören, und dies kann dazu führen, daß durch die betreffenden Feldeffekttransistoren übermäßig starke und möglicherweise zu Beschädigungen Anlaß gebende Ströme fließen. Ferner kann selbst dann, wenn die volle oder vorbesiimmte Steuergleichspannung an die Steuerelektroden der verschiedenen Feldeffekttransistoren von den VorspannJcreisen 12a und 126 aus angelegt wird, ein übermäßig starkes Eingangssignal das den Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren zugeführt wird, d. h. der Zustand einer Übersteuerung, ebenfalls den gewünschten Zustand der Vorspannung in der Gegenrichtung an den Steuerelektroden-Quellen-Übergängen stören, und auch in diesem Fall können durch die Feldeffekttransistoren zu starke Ströme fließen, die möglicherweise zu einer Beschädigung führen.

Um derartige Störungen zu vermeiden, ist der erfindungsgemäße Feldeffekttransistorverstärker nach Fig.6 mit einer Schutzschaltung versehen, die es ermöglicht, den maximalen Abfluß- oder Quellenstrom jedes der vier Sperrschicht-Fcldcffekilransistoren der Ausgiingsvcrsliirkcrstufc 13 unter dem Abfluß- oder Quellenstrom der Transistoren beim Fehlen jeder Spannung /wischen der Sieiicrelcklrode und der Quelle, und zwar n-.indestcns innerhalb des Bereichs relativ niedriger Werte der Impedanz bzw. des Widerslandes der Last ZL Gemäß Fig.6 gehören zu der erfindungsgemäßen Schutzschaltung Quellenwiderstänüe R9u, R 10a. /?96 und R 106, die mit den Quellen der vier Feldeffekttransistoren in Reihe geschaltet sind. d. h. die zwischen der betreffenden Quelle und der Ausgangsklemme f 3 liegen. Ferner gehören zu der Schutzschaltung eine Diode D Sa, die zwischen den Steuerelektroden der Transistoren Fla. F2a und der Ausgangsklemme 13 liegt, d. h. die mit den von den zugehörigen Quellen der Transistoren abgewandten Enden der Quellenwiderstände R 9a und R 10a verbunden ist, sowie eine Diode D 56, die zwischen den Steuerelektroden der Transistoren F\h. F 2b und der Ausgangsklemme /3 liegt, d. h. die mit den von den Quellen der betreffenden Transistoren abgewandten Enden der Quellenwiderstände R 96 und R 106 verbunden ist.

Die Dioden D5a und D56 sind in der aus Fig. 6 ersichtlichen Weise gepolt, um den Pegel der Eingangssignale zu begrenzen, die den Steuerelektroden der Transistoren Fla, F2a und F16, F26 zugeführt werden. Solange das Eingangssignal, das an der Ausgangsklemme /2 der Treiberverstärkerstufe 11 erscheint, nicht zu stark ist, und wenn die vorbestimmten Gleichspannungen als Vorspannungen an die Steuerelektroden der vier Transistoren angelegt sind, sind daher die beiden Dioden nicht leitfähig. Sobald jedoch das der Treiberstufe 11 entnommene Eingangssignal zu stark wird, oder wenn dieses Eingangssignal den vier Transistören früher zugeführt wird als die vorbestimmten Gleichspannungen, die als Vorspannungen an die Steuerelektroden angelegt werden, werden die beiden Dioden leitfähig, um die den vier Transistoren zugeführten Eingangssignale zu begrenzen und auf diese Weise eine

Beschädigung der Transistoren durch ein Übersteuern zu verhindern. Außerdem arbeiten die Quellenwiderstände R 9a, RiOa bzw. R 96, RiGb mit den Dioden D 5a und D56 zusammen, um die Abflußströme und damit auch die Quellenströme der Transistoren Fla, F2a bzw. F16, F26 zu begrenzen. Genauer gesagt werden die Grenzwerte der Abflußströme durch die Durchlaßspannungen der beiden Dioden und die Widerstandswerte der vier Quellenwiderstände begrenzt. Man kann die wirksame Durchlaßspannung der Dioden, die als mit konstanter Spannung arbeitende Elemente zur Wirkung kommen, erhöhen, z. B. sie verdoppeln, verdreifachen usw., indem man auf entsprechende Weise die Anzahl der Dioden vermehrt, die mit der Steuerelektrode jedes Feldeffekttransistors parallelgeschaltet sind.

Die Wirkungsweise dieser Schutsschaltung für die vier Feldeffekttransistoren wird im folgenden mit weiteren Einzelheiten anhand von F i g. 7 beschrieben, die eine Grundeinheit der Schutzschaltung zeigt, d. h. die Schaltungselemente für einen Verstärker mit nur einem einzigen Sperrschicht-Feldeffekttransistor F als Verstärkungselement bei dem es sich in diesem Fall um einen N-Kanal-Feldeffekttransistor handelt. Gemäß der Erfindung weist die vereinfachte Schaltung nach F i g. 7 eine Begrenzungsdiode D auf, die mit der Steuerelektrode des Transistors Fund einem Widerstand Rs parallelgeschaltet ist, welch letzterer mit der Quelle des Transistors in Reihe geschaltet ist, Der Knotenpunkt zwischen der Diode D und dem Widerstand Rs ist über eine

Last, τ. B. einen Lautsprecher ZL, geerdet Der Abfluß des Transistors Fist an eine Spannungs^uellenklemme + BX angeschlossen, von der aus dem Abfluß eine Betriebsspannung VDD zugeführt wird.

F i g. 8 zeigt die statischen Kennlinien des Transistors F. wobei die AJ-fluß-Quellen-Spannung VDS und die Steuerelektroden-Quellen-Spannung VGS auf der Abszissenachse aufgetragen sind, während der Abflußstrom ID auf der Ordinatenachse aufgetragen ist Die Bezugszahl 20 bezeichnet die VDS-/D-Kennlinie für VGS = 0. Da der Belastungswiderstand RL der Last ZL kontinuierlich variiert, wenn es sich um eine Blindlast handelt, könnte man eine unendlich große Anzahl von Belastungslinien zeichnen. Der Einfachheit halber zeigt F i g. 8 jedoch nur eine endliche Anzahl von Belastungslinien 211,212,2I₃,2I4 usw. bis 2I_n, die sich fortschreitend vergrößernden Belastungswiderständen RL1, RL 2, RL 3, RL 4 usw. bis RLn entsprechen. Die Punkte a I, a 2, a 3, a 4 usw. bis an, an denen die genannten Belastungslinien die Kurve 20 schneiden, entsprechen den Werten b 1, b 2, b 3. b 4 usw. bis bn des Abflußstroms ID für die betreffenden Belastungswiderstände, wenn die Steuerelektroden-Quellen-Spannung VGS der=. Wert Null hat, d. h, wenn an die Steuerelektrode des Transistors F weder eine Vorspannung in Form einer Gleichspannung noch ein Eingangssignal angelegt ist Ferner entsprechen die Punkte a 1 bis an den Abfluß-Quellen-Spannungen VDS1, VDS % VDS 3, VDS 4 usw. bis VDSn. Verbindet man die Punkte b 1 bis bn auf der Ordinatenachse in F i g. 8 mit dem Punkt für die Pichoff-Spannung VP des Feldeffekttransistors, die bei einem N-Kanal-Feldeffekttransistor eine negative Spannung ist erhält man VCS-ZD-Kennlinien 22i, 22₂,223,224 usw. bis 22„, welche den Abfluß-Quellen-Spannungen VDS1 bis VDSn entsprechen.

Bezeichnet man bei der vereinfachten Schaltung nach F i g. 7 die Durchlaßspannung der Diode D mit Vf und den Widerstandswert des Quellenwiderstandes Rs mit rs, besteht zwischen der Steuerelektroden-Quellen-Spannung VGS des Transistors Fund dem Abflußstrom /Ddie folgende Beziehung:

Vf = VGS+ ID rs oder VGS = Vf- ID ■ rs.

Die durch Gleichung (5) gegebene Beziehung ist in Fig.8 als gerade Linie 23 eingezeichnet. Die Schnittpunkte Cl, C2, C3, C4 usw. bis Cn der VGS-ID-Kurven 22| usw. mit der Linie 23 bezeichnen die maximalen Abflußströme des Transistors F der Schaltung nach Fig.7 bei den verschiedenen Abfluß-Quellen-Spannungswerten VDS1 usw. bis VDSn. Wenn man diese Werte Cl usw. bis Cn des Abflußstroms auf die Belastungslinien 211 usw. 21 π projiziert, welche den verschiedenen Abfluß-Quellen-Spannungen entsprechen, bestimmen die zugehörigen Schnittpunkte d 1, dl, t/3, t/4 usw. bis dn eine Grenzkurve 24, weiche gemäß Fig.8 die VDS-/D-Kurve 20 in dem Punkt a 4—1/4 schneidet, welcher dem Wert des Abflußstroms ID entspricht, bei welchem die gerade Linie 23 die Ordinatenachse ID schneidet. Natürlich schneidet die Linie 23 die Ordina* tenachsc ID bei dem Wert VGS - 0, der das Fehlen jeder an den Transistor Fangelcgien Steucrclektroden-Qucllcn-Spannung bezeichnen scl/i man diesen Wen in Gleichung (5) ein. crhiill man die folgende Gleichung:

ID = Vf/rs.

Daher kann man den Wert von ID, bei den?, die Linie

23 die Ordinatenachse schneidet, und daher auch den Wert des Abflußstroms, bei dem die Kurve oder Kennlinie 20 die Grenzkurve 24 schneidet, dadurch wählen

5 oder bestimmen, daß man die Durchlaßspannung Vf der Diode D und den Widerstandswert rs des Quellenwiderstandes Äs entsprechend wählt

Es ist ersichtlich, daß bei allen Werten des Belastungswiderstandes, die unter RL 4 liegen, d h. die niedriger sind als der Belastungswiderstand, der dem Punkt a 4—1/4 entspricht, an welchem sich die Kurven 20 und

24 schneiden, der begrenzte Wert des AbfluBstroms niedriger ist als der entsprechende Wert des Abflußstroms bei dem Zustand, bei dem VGS den Wert Null hat d.h. beim Fehlen jeder Spannung zwischen der Steuerelektrode und der Quelle. Aus Fig.8 ist ersichtlich, daß natürlich eine Gefährdung des Feldeffekttransistors F durch einen zu starken Abflußstrom in erster Linie bei relativ niedrigen Werten des Belastungswider- Standes gegeben ist Man kann den Variationsbereich des Belastungswiderstandes, innerhalb dessen der Abflußstrom bei VGS = 0 unter dem Abflußstrom für diesen Zustand gehalten wird, d. h. den Variationsbereich des Belastungswiderstandes, innerhalb dessen die Grenzkurve 24 unter der Kennlinie 20 für VGS = 0 Hegt offensichtlich dadurch festlegen, daß man entsprechende Werte von Vf und rs in Gleichung (6) wählt. Genauer gesagt führt eine Erhöhung des Widerstandswertes Rs des Qu2llenwiderstandes Äs zu einer Verklei- nerung des Abflußstroms ID, bei dem die Linie 23 die Ordinatenachse {VGS = 0) schneidet, was zur Folge hat daß die Grenzkurve 24 die Kennlinie 20 für VGS = 0 bei einem relativ höheren Wert des Belastungswiderstandes schneidet

Während des normalen Betriebs des vereinfachten Verstärkers nach F i g. 7. d. h. wenn die vorbestimmte Gleichspannung als Vorspannung an die Steuerelektrode und die Quelle des Feldeffekttransistors F angelegt ist, und wenn das der Steuerelektrode zugeführte Ein gangssignal einen vorbestimmten Pegel nicht über schreitet, ist die Diode D nicht leitfähig, d. h. die an die Diode an ihrer Durchlaßrichtung angelegte Spannung ist nicht gleich der Durchlaßspannung Vf der Diode

(5) bzw. sie überschreitet diese Durchlaßspannung nicht. Sobald jedoch das der Steuerelektrode zugeführte Eingangssignal plötzlich diesen vorbestimmten Pegel überschreitet, oder wenn ein unter diesem Pegel liegendes Eingangssignal der Steuerelektrode in einem Zeitpunkt zugeführt wird, in dem nicht die volle Vorspannungs gleichspannung an dem Transistor Ferscheint, wird die Diode D leitfähig, so daß sie die der Steuerelektrode zugeführte Spannung begrenzt. Außerdem arbeiten in der schon beschriebenen Weise die Diode D und der Quellenwiderstand Rs zusammen, um die Abflußströme des Transistors Füber einen erheblichen Variationsbereich des Belastungswiderstandes zu begrenzen, wenn sich die vorstehend beschriebenen außergewöhnlichen Betriebsbedingungen ergeben. Somit wird der Sperrschicht-Feldeffekttransistor Fgegen eine Beschädigung oder Zerstörung durch zu starke Ströme geschützt, die anderenfalls durch den Transistor fließen würden, wenn der Steuerelektrode ein zu starkes Eingangssignal zugeführt wird.

Die vorsiehende Beschreibung der Wirkungsweise

h^r) der Diode D und des Qucllcnwidcrstandcs Rs als Schutzeinrichtung für den Transistor Fder vcrcinfach-

(6) ten Schaltung nach Fig. 7 gilt natürlich auch für die Wirkungsweise der Diode D 5a mit den Widerständen

R 9a und R 10a sowie der Diode D 56 mit den Widerständen R9b und R 106, welche die Transistoren Fla. F2a und F16. FIb bei dem Verstärker nach Fig.6 schätzen.

Die vorstehend beschriebene Schutzschaltung nach der Erfindung wird vorzugsweise bei einem Feldeffekttransistorverstärker verwendet, der gemäß Fig.6 außerdem mit einer Detektorschaltung 14 versehen ist, welche die Aufgabe hat, den durch die Last ZL fließenden Strom und die Spannung an der Last, d.h. die Lastimpedanz, zu ermitteln, und bei dem außerdem eine Schalt- oder Nebenschlußeinrichtung 15 vorhanden ist, die normalerweise offen bzw. nicht leitfähig ist, jedoch durch die Detektorschaltung 14 geschlossen bzw. leitfähig gemacht wird, wenn die Detektorschaltung eine vorbestimmte Verringerung der Lastimpedanz von z. B. auf etwa 1 Ohm oder weniger feststellt, um die vier Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsstufe 13 gegen eine Beschädigung durch eine Überlastung zu schützen.

Die Umschalt- oder Nebenschlußeinrichtung 15 weist im wesentlichen einen PNP-Schalttransistor Q 3a und einen NPN-Schalttransistor Q 36 auf. Die Emitter dieser beiden Transistoren sind an die Ausgangsklemme 12 der Treiber- oder Verstärkerstufe 11 über Dioden D 2a und D 26 angeschlossen, die dazu dienen, bei den Transistoren Q 3a und Q 36 einen Zenerdurchbruch zu verhindern, und die Kollektoren der beiden Transistoren sind mit der Ausgangsklemme f 3 der Ausgangsstufe 13 verbunden. Solange die Impedanz bzw. der Widerstand der Last ZL, der durch die Detektorschaltung 14 ermittelt wird, über einem vorbestimmten Wert liegt, sind die Transistoren Q 3a und Q 36 abgeschaltet bzw. nicht leitfähig, Lud daher wird das an der Ausgangsklemme f 2 der Treiberstufe 11 erscheinende Ausgangssignal normalerweise als Eingangssignal den vier Triodeneigenschaften aufweisenden Feldeffekttransistoren der Ausgangsversiärkerstufe 13 zugeführt, um weiter verstärkt und dann über die Ausgangsklemme 13 abgegeben zu werden. Geht jedoch die ermittelte Impedanz der Last bis unterhalb des vorbestimmten Wertes zurück, bewirkt die Detektorschaltung 14, daß die Transistoren C 3a und Q 36 eingeschaltet bzw. leitfähig gemacht werden, wie es im folgenden näher erläutert ist, so daß die Schalteinrichtung 15 geschlossen wird, um das Signal von der Ausgangsklemme 12 der Treiberstufe 11 aus auf direktem Wege der Ausgangsklemme i3 der Ausgangsstufe 13 zuzuführen.

Gemäß Fig.6 gehören zu der Detektorschaltung 14 allgemein ein erster Detektorkreis 14a zum Ermitteln des Stroms, der in Form von Abflußströmen über die Transistoren Fla und F2a zu der Last ZL fließt, und ein zweiter Detektorkreis 146 zum Ermitteln des durch die Last ZL l'ließenden Stroms, der über die Transistoren F16 und F26 abgegeben wird.

Bei dem ersten Detektorkreis 14a ist ein NPN-Steuertransistor Q Aa vorhanden, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Q 3a der Schalteinrichtung 15 verbunden ist, und dessen Emitter an die Ausgangskiemine 13 angeschlossen ist. Zwischen der Basis des Transistors Q Aa und der Ausgangsklemme /3 liegt ein Kondensator C3a. Die Quellen der Transistoren Fla und F2a sind mit den Anoden von zwei Gleichrichterdioden D Aa und D4a' verbunden, deren Kathoden über einen Widerstand R 8a an die Basis des Transistors Q Aa angeschlossen sind. Ferner ist die Basis des Transistors QAa mit der Anode einer Gleichrichterdiode D 3a verbunden, deren Kathode über einen Widerstand R Ta geer det ist.

Zu dem zweiten Detektorkreis 146 gehört ein PNP-Steuertransistor Q 46. dessen Kollektor mit der Basis des Transistors Q 36 der Schalteinrichtung 15 verbun den ist, während sein Emitter an die Ausgangsklemme f 3 angeschlossen ist Zwischen der Basis des Transistors Q Ab und der Ausgangsklemme {3 liegt ein Kondensator C36. Die Quellen der Transistoren F16 und F26 sind an die Kathoden zugehöriger Gleichrichterdioden

ίο D Ab und D Ab' angeschlossen, deren Anoden Ober einen Widerstand R 86 mit der Basis des Transistors Q Ab verbunden sind Ferner ist die Basis des Transistors Q Ab mit der Kathode einer Gleichrichterdiode I>36 verbunden, deren Anode über einen Widerstand R 76 geerdet ist.

Der erste Detektorkreis 14a und der zweite Detektorkreis 146 und die Transistoren Q3a und Q3b der Schalteinrichtung 15 sind symmetrisch zur Au^-jngsklemme f 3 der Ausgangsverstärkerstufe 13 angeordnet, und die beiden Kreise arbeiten auf ähnliche Weise, so daß es genügen dürfte, im folgenden nur den Detektorkreis 14a zu beschreiben.

Wird den Transistoren Fla und F2a die Halbperiodenkomponente eines an der Ausgangsklemme 12 der Treiberstufe 11 erscheinenden Signals zugeführt, können die Widerstände R 9a und /710a die Stärke des durch die Last ZL fließenden Stroms ermitteln. Zu diesem Zweck werden die an den Widerständen R 9a und R 10a erscheinenden Spannungen durch die Dioden DAa und DAa'gleichgerichtet und einer Seite (Belegung) des Kondensators da auf der Basisseite des Transistors Q Aa zugeführt, und die an die Last ZL angelegte Spannung wird der anderen Seite des Kondensators C3a auf der Emitterseite des Transistors Q 4a über eine geschlossene Schleife zugeführt, die sich aus dem Widerstand R 7a, der Diode D 3a, dem Kondensator C 3a und der Last ZL zusammensetzt

Hat die Impedanz der Last ZL einen normalen Wert, ist die an der Last erscheinende Spannung höher als das Erdpotential, und daher ist das Emitterpotential des Transistors QAa ebenfalls hoch. Außerdem erscheinen verstärkte Ausgangssignale an den Quellen der Transistoren Fla und F2e, und der Kondensator C3a wird durch diese verstärkten Signale zeitweilig aufgeladen.

Jedoch wird diese elektrische Ladung sofort durch die Diode D3a und den Widerstand Ria abgeleitet, woraufhin sich diese Lade- und Entladevorgänge wiederholen. Dies hat zur Folge, daß zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q Aa nicht die Spannung er scheint, die erforderlich ist, um diesen Tra-jistor einzu schalten. Somit wird der Transistor Q 3a der Schalteinrichtung 15 im abgeschalteten Zustand gehalten, so daß die Transistoren Fla und F2a ihre normale Verstärkungsaufgabe erfüllen.

Wird der Widerstand der Last ZL infolge eines Kurzschlusses oder dergleichen auf einen vorbestimmten Wert von z. B. 1 Ohm oder weniger verringert, geht auch die Spannung an der Last zurück, und dies hat einen sehr starken Abfall des Emitterpotentials des

μ Transistors QAa zur Folge. Außerdem bewirkt eine solche Verringerung des Widerstandes der Last ZL, daß ein starker Gleichstrom durch die Last fließt, so daß die Spannungen an den Widerständen R 9a und R 10a entsprechend zunehmen, daß der Kondensator C3a über die Dioden D 4a und D4a'mit zunehmenden Spannungen aufgeladen wird, und daß der Kondensator, der mittels eines Gleichstroms aufgeladen worden ist, nicht über die Diode D 3a und den Widerstand R Ta entladen

17

wird. Daher wird auch das Basispotential des Transistors C4a erhöht, so daß dieser Transistor eingeschaltet wird, woraufhin auch der Transistor Q 3a eingeschaltet wird, um das an der Ausgangsklemme ti der Treiberstufe 11 erscheinende Signal auf direktem Wege der Ausgangsklemme /3 der Ausgangsverstärkerstufe 13 über die Diode D 2a und den Transistor Q 3a zuzuführen. Infolgedessen wird die Steuerelektroden-Quellen-Spannung jedes der Transistoren Fla und F2a auf eine Vorspannung festgelegt, die der Pinch-off-Spannung ähnelt, was gleichbedeutend damit ist, daß das Signal von der Ausgangsklemme f 2 des Treiberverstärkers 11 aus nicht mehr den Transistoren F ta und F2a der Ausgangsverstärkerstufe 13 zugeführt wird.

Somit werden die Abflußströme der Transistoren t= Fia und F2a sofort bis auf einen minimalen Wert unterdrückt, der durch die vorbestimmte Vorspannung in Form einer Gleichspannung an den zugehörigen Steuerelektroden bestimmt ist, um zu verhindern, daß diese Transistoren infolge einer Verstärkung der Belastungsströme, d. h.<?ar Abflußverluste, beschädigt werden. Mit anderen Worten, der Transistor Q 3a des Detektorkreises 14a kann dann eingeschaltet werden, wenn sich der Belastungsstrom vergrößert, um das Basispotential des Transistors Q 4a zu erhöhen, oder wenn die Spannung an der Last ZL abnimmt, um das Emitterpotential des Transistors Q 4a herabzusetzen, was geschieht, sobald der Widerstand bzw. die Impedanz der Last auf einen vorbestimmten Wert zurückgeht oder bis unter diesen Wert sinkt

Wie erwähnt, arbeitet der Detektorkreis 146 auf ähnliche Weise wie der Detektorkreis 14a, um eine Beschädigung der Transistoren Fib urd F2b für den Fall zu verhindern, daß der Widerstand der l^ast oder der durch die Last fließende Strom z. B. durc'- einen Kurzschluß in einem sehr erheblichen Ausmaß geändert wird.

Es ist ersichtlich, daß bei dem Feldeffekttransistorverstärker nach Fig.6 die Widerstände R9a. R 10a, R9b und R \0b eine doppelte Aufgabe erfüllen; mit anderen Worten, diese Widerstände gehören zu der Schutzschaltung, mittels welcher die zur Verstärkung dienenden Feldeffekttransistoren gegen eine Beschädigung durch zu starke Eingangssignale geschützt werden, und sie bilden gleichzeitig Bestandteile der Schutzschaltung, mitteis welcher die Transistoren gegen eine Beschädigung für den Fall geschützt werden, daß der Widerstand der Last einen äußerst niedrigen Wert annimmt, wie es z. B. bei einem in der Last auftretenden Kurzschluß geschieht.

50

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

55

60

65

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Feldeffekttransistorverstärker mit einer Spannungsquelle für die Abgabe einer Betriebsspannung, mit zumindest einem Gate-, Source- und Drain-Elektroden aufweisenden Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp, an dessen Drain- und Source-Eiektroden die Betriebsspannung über eine Last liegt, mit einem Ausgangskreis für die Abgabe eines zu verstärkenden Eingangssignals an die Gate-Elektrode,

mit einem Vorspannungskreis für die Abgabe einer bestimmten Gate-Gleichvorspannung zwischen die Gate- und Source-Elektroden 15-

und mit einer Schutzschaltung zur Vermeidung einer Beschädigung des Feldeffekttransistors durch ein übermäßig hohes Eingangssignal, umfassend einen Source-Widerstand und eine Konstantspannungseinrichtung, wobei dpr Widerstandswert des Source-Widerstands und der Spannungswert der Konstantspannungseinrichtung so gewählt sind, daß der maximale Drain-Source-Strom des Feldeffekttransistors einen ausgewählten Wert nicht überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß eine Detektorschaltung (14) vorgesehen ist, die einen Überlastzustand des Feldeffekttransistors (F_tM F₂* F_lb, F₂₄) feststellt und die folgende Elemente enthält:

30

— einen Kondensator (Cu, C₃*);

— eine ei.ie Gleichrichiungsschaltung, bestehend aus einer Diode (D^, /V, D_4b, D_4b) und aus einem Widerstand (Rg₁, R_sb), die zwischen der einen Belegung des Kond<r-;sators (C₃₁. Qb) und einem Schaltungspunkt zwischen dem Source-Widerstand (R₉₁, R_Wl, Rib. R\ob) und der zugehörigen Elektrode des Feldeffekttransistors (F\„, Fu, Fib, F₂/)) liegen, die dazu dient, an den Kondensator (C₃₁, Cjb) eine erste Gleichspannung mit einer ersten Polarität und einem Pegel abzugeben, der proportional der Spannung an dem Source-Widerstand (/?.),, Km* R^ Rm) isi>

— eine zweite Gleichrichiungsschaltung, bestehend aus einer Diode (Dj.,, Dj*) und aus einem Widerstand (Rn. Rib), die in Reihe mit der einen Belegung des Kondensators (Ci.,, C_}b) liegen, wobei dessen andere Belegung und die zweite Gleichrichtungsschaltung in Reihe über die Last (ZiJ derart verbunden sind, daß dem Kondensator (C₃₁, C_3b) eine zu der genannten Polarität entgegengesetzte Polarität aufweisende zweite Gleichspannung zugeführt wird, welche der Spannung an der genannten Last (Z_L) proportional ist, derart, daß die an dem Kondensator (C)j, C₃b) liegende Gleichspannung der Impedanz der Last (Zi.)proportional ist;

— und eine Einrichtung (Q_ia, Q_4b), die auf die an dem Kondensator (C₃₁, C_3b) liegende Gleichspannung hin einen Nebenschlußkreis (15) steuen, der einen Nebenschluß für das betreffende Eingangssignal direkt zu der Last (Z/J herstellt, während tier Transistor (Fi.,. l\,„ Fu* F;i) wciicrhin die bestimmte Gnic-Glcichvorspunming zugeführt erhält, wenn die Gleichspannung an h^r> dem Kondensator ((',.,. C»,)d<is Vorliegen eines bestimmten niedrigen Lnsiimpcdan/.wertcs anzeigt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß ein zweiter Gate-, Source- und Drain-Elektroden aufweisender Feldeffekttransistor (Fib) vom Verarmungstyp vorgesehen ist, an dessen Drain- und Source-Elektroden die Betriebsspannung (—ß_t) über die Last (Zi) liegt,

daß ein Eingangskreis (11) das Eingangssignal der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Fib) derart zuführt, daß der erste Feldeffekttransistor (Fia) und der zweite Feldeffekttransistor (F_ib) im Gegentakt gesteuert sind,

daß der Vorspannungskreis (12) ferner eine zweite bestimmte Gate-G'eichvorspannung zwischen die Gate- und Source-Elektroden des zweiten Feldeffekttransistors (Fib) anlegt,

daß die Schutzschaltung ferner einen zweiten Source-Widerstand (/?«,) und eine zweite Konstantspannungseinrichtung (Du,) aufweist, wobei der Widerstandswert (R₅) des zweiten Source-Widerstandes (Ä94) und der Spannungswert (Vi) der zweiten Konstantspannungseinrichtung (Dsb) so gewählt sind, daß der maximale Drain-Source-Strom (Iq) des zweiten Feldeffekttransistors (F_)ft) einen ausgewählten Wert nicht überschreitet,
und daß die Detektorschaltung so ausgelegt ist, daß sie einen Überlastzustand in dem zweiten Feldeffekttransistor (Fib) ermittelt und folgende Elemente aufweist:

— einen Kondensator (C₃/,)-,

— eine erste Gleichrichtungsschaltung mit einer Diode (D₄₀, D_Ab) und einem Widerstand (Rsb). die zwischen dem genannten zweiten Source-Widerstand (Rqb, Riob) und der einen Belegung des genannten Kondensators (Cn,) derart liegen, daß diesem eine Gleichspannung mit einer ersten Polarität zugeführt wird, wobei diese Gleichspannung der Spannung an dem zweiten Source-Widerstand (Λ₉λ Rm) proportional ist;

— eine zweite Gleichrichtungsschaltung mit einer Diode {D}_b) und einem Widerstand (Rj_b), die in Reihe mit der einen Belegung des genannten Kondensators (Cj/,) geschaltet sind, dessen andere Belegung und die zweite Gleichrichiungsschaltung über die Last (Zi.) derart in Reihe geschaltet sind, daß dem betreffenden Kondensator (C_3b) eine die zu der genannten ersten Polarität entgegengesetzte zweite Polarität aufweisende Gleichspannung zugeführt wird, welche proportional der Spannung an der Last (ZiJ Kt, derart, daß die Gleichspannung an dem genannten Kondensator (C₃*) der Impedanz der Last (Zl)proportional ist;

— und eine Einrichtung (Q_Ab), die auf die Gleichspannung an dem genannten Kondensator (Cw) hin den Nebenschlußkreis (15) in Betrieb setzt, wenn die Gleichspannung an dem Kondensator (C34)1 das Vorliegen eines bestimmten niedrigen Lastimpedanzwertes anzeigt.

3. Verstärker nach Anspruch I oder 2. dadurch gekennzeichnet.

daß ilie auf die Gleichspannung an dem genannten Kondensator (C,.,. Cu.) ansprechenden fiiirklmmgen jeweils einen Sehalttransistor (Q._t._h Q_th) aufweisen, der erste, zweite und dritte Elektroden aufweist, und daß die ersten und zweiten Elektroden des

Schalttransistors (<?*» Q*bi an dem genannten Kondensator (Cifc Cjb) derart angeschlossen sind, daß ein Steuersignal an der dritten Elektrode des Schalttransistors [Qt₃, Qtb) auftritt, wobei mit Hilfe des Steuersignals der Nebenschlußkreis (15) in dem Fall in Betrieb gesetzt wird, daß die Gleichspannung an dem genannten Kondensator (Cj₁₁, db) einen bestimmten Wert überschreitet

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Nebenschlußkreis (15) einen einen normalerweise nichtleitenden Ausgangskreis enthaltenden Nebenschluß-Transistor (Qz* Q3b) aufweist, der zwischen dem Eingangskreis (11) und der Last (Zl) liegt und der mit einer Steuerelektrode an der dritten Elektrode des Schalttransistors (Qa₃, Q*b) derart angeschlossen ist, daß der Ausgangskreis auf das Steuersignal hin leitend wird.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationsschaltung (Ru bis Rai, R\b bis &«,) vorgesehen ist, durch die die Gate-Gleichvorspannung (Eo) auf Spannungsschwankungen in der Betriebsspannung (Voo) hin derart verändert wird, daß der zu einer Vorspannung führende Drain-Gleichstrom des jeweiligen Feldeffekttransistors (F\* Fu, Fib. /-2*) stabilisiert ist