DE2510406C3

DE2510406C3 - Halbleiterschalter

Info

Publication number: DE2510406C3
Application number: DE2510406A
Authority: DE
Inventors: Ichiro Yokohama Ohhinata; Shinzi Fujisawa Okuhara; Michio Zushi Tokunaga
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1974-03-11
Filing date: 1975-03-10
Publication date: 1979-06-13
Also published as: DE2510406A1; MY8100379A; GB1503939A; NL176730B; DE2510406B2; SE399163B; US4015143A; NL176730C; NL7502825A; SE7502640L; HK18081A; CA1032220A

Description

¹^Ie Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungsvorsprüngen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung, kurz PNPN-Schalter genannt, sind z. B. eine PNPN- oder Vierschicht-Diode, von der lediglich eine Anode und eine Kathode herausgeführt sind, eine Thyristor-Triode mit einem kathodenseitigen Steueranschluß zusätzlich zum Anoden- und Kathodenanschluß, und auch eine Thyristor-Tetrode mit einem zusätzlich herausgeführten anodenseitigen Steueranschluß. Sie werden bei verschiedenen SteuereiniY-htungen als Schalter mit Selbsthalte-Wirkung verwendet
Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei Anlegen einer Spannung mit steiler Anstiegsflanke (Spannungssprung) zwischen Anode und Kathode unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/di-Effekt Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit

bezeichnet und mehrere Möglichkeiten zur Überwindung dieser Erscheinung wurden angegeben.

Übliche Verfahren bestehen entweder im Anschließen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathod" K des PNPN-

•40 Schalters oder im so Anschließen eines Widerstands an den anodenseitigen Steueranschluß Ga des PNPN-Schalters. daß der Schalter ist zwischen Anode A und anodenseitigem Steueranschluß Ga in Sperrichtung vorgespannt mit auf hohem Potential gehaltenem einem Ende des Widerstands. Bei den herkömmlichen Verfahren ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands erheblich zu verringern, damit es möglich ist, fehlerhaftes Einschalten des PNPN-Schalters infolge der sprunghaft oder stoßförmig übergehenden Um-Sichaltspannung (du/dt) zu vermeiden, was im folgenden mit du/dt·Belastbarkeit bezeichnet wird, da nämlich der Spannungsabfall über den Widerstand nicht die zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K eingeschaltete Spannung überschreiten darf, auch dann wenn der Verschiebungsstrom in den Widerstand durch die Sperrschichtkapazität zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß (Gate, Tor) und dem anodenseitigen Steueranschluß fließt. Wenn z. B. die Sperrschichtkapazität 2 pF beträgt, muß der Widerstandswert des Widerstands kleiner als 600 Ω sein, wenn eine du/df-Belastbarkeit von 500 V/\is erreicht werden soll. Folglich werden der Steueranschluß^Steuer* oder -Zündstrom und der -Haltestrom um den Strom erhöht, der im Widerstand fließt, was bei dem betrachteten Fall nachteilig dazu führt, daß ein überflüssiger Steuerstrom von etwa 1 mA benötigt wird. Das letztere Verfahren erfordert andererseits, daß ein Ende des Widerstands auf höherem Potential als die

Anode gehalten wird und hat den Nachteil, daß die Einrichtung zwar geschützt werden kann, wenn die Anode auf höheres Potential übergeht, aber nicht geschützt werden kann, wenn die Kathode zu niedrigerem Potential übergeht.

Ein Halbleiterschalter der eingangs genannten Art ist bekannt und ist in den Fig. 1 und 2 der Zeichnung dargestellt (vgl. Fig. 1 und 3 der US-PS 36 09 413).

Durch die Sperrschichtkapazität zwischen einem Emitter 19 und der Basis eines Transistors T₃ im Fall der F i g. 1 bzw. durch einen Kondensator 34 im Fall der F i g. 2 wird eine an die Anode angelegte Ausgleichsspannung bzw. ein Spannungssprung differenziert und der Transistor T₃ bzw. ein Transistor T₅ durchgeschaltet, um den Rate-Effekt des PNPN-Schalters 10 zu vermeiden, der als SC7?10 bezeichnet ist. In der Schaltung gemäß F i g. 1, die einen Emitter 19, eine Basis und einen weiteren Emitter 18 des Transistors T₃ zeigt, die zwischen Anode und Kathode des PNPN-Schalters 10 angeschlossen sind, beträgt die Durchbruchspannung des Basis-Emitter-Obergangs höchstens 5 bis 10 V. so daß diese Schaltung lediglich bei höchste·· s 5 V verwendbar ist, wodurch der Vorteil eines PNPN-Schalters verlorengeht, da dessen Durchbruchspannung hoch ist sowohl in positiver als auch negativer Richtung. Im Gegensatz dazu hat die in F i g. 2 dargestellte Schaltung den Nachteil, daß sie schwierig in Form einer integrierten Schaltung herstellbar ist, da der Kondensator 34 vorhanden ist Weiter bleiben bei einer Anwendung der Schaltung gemäß den F i g. 1 und 2, bei der an der Anode eine Impulsfolge hoher Wiederholfrequenz z. B. einer Periode von 1 ms ankommt und abwechselnd zum wiederholten Zünden und Sperren der Einrichtung verwendet wird, nutzlose Ladungen an der Basis des Transistors Tt bzw. Ts. wodurch die du/dr-Belastbarkeit sehr vermindert wird.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung zu schaffen, der große du/dr-Belastbarkeit besitzt, unabhängig vom Potential an Anode oder Kathodr der ggf. hohe positive und negative Durchbruchspannung aufweist, der möglichst mit kleiner Steuerspannung einschaltbar ist. der in integrierter Halbleiterschaltung leicht einfügbar ist, wobei der Halbleiterschalter möglichst durch kleine Steuerspannungen und geringe Steuerströme selbst bei Änderungen des Kath tdenpotentialpegels einsciialtbar sein soll.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Halbleiterschalter mit dem kennzeichnenden Merkmal des Anspruchs 1.

Die Erfindung gibt also -^inen Halbleiterschalter an, der unabhängig vom Anoden- oder Kathodenpotential eine großi d."'df-Belasibarkeit besitzt, der hohe positive und negative Durchbruchspannungen aufweist, der mit geringem Steuerstrom einschaltbar ist und der leicht in integrierte Halbleiterschaltungen einfügbar ist.

Der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung enthält einen PNPN-S^halter mit PNPN-Vierschicht-Aufbau und drei PN-Übergängen und ein aktives Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors. Das aktive Netzwerk ist mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter Verbunden zum Bilden eines Gegenkopplungsnetzwerks, Der einen Teil des aktiven Netzwerks bildende Transistor ist so angeschlossen, daß mindestens einer der Steueranschlußströme des PNPN-Schalters geteilt wird

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfuhrungrteispiele näher erläutert. Es F i g. I und 2 Schaltungen bekannter Halbleiterschalter,

Fig.3 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 4 ein zu F i g. 3 äquivalentes Schaltbild, bei dem der PNPN-Transistor abhängig von einem Spannungssprung an seiner Anode aktiv wird, F i g. 5 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des

ίο Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die beiden Transistoren einen Mehrkollektor-Aufbau besitzen,

F i g. 6 im Teilschnitt die Schaltung gemäß F i g. 5 mit teilintegrierter Schaltung,

Fig.7, 8 und 9 Schaltbilder von Ersatzschaltungen des Halbleiterschalters gemäß einem dritten, vierten und fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 10 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung, das als

M Zweirichtungs-Sprechweg-Schalter verwendet wird, einschließlich mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung in Antiparallelschaltung,

Fig. 11 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 10 mit teilintegrierter Schaltung,

Fig. 12 Signalverläufe des Wechselstroms und der Wechse^annung bei eingesetzter kapazitiver Last

Die in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten herkömmlichen Schaltungen eines Halbleiterschalters wurden bereits weiter oben erläutert.

jo Die F i g. 3. die ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt zeigt einen NPN-Transistor Q\ und einen PNP-Transistor Q2. die einen PNPN-Schalter bilden, und Transistoren Qi und

r> Qi und Widerstände R\ und R2. die zusammen mit den Transistoren (J₃ und Q* ein aktives Netzwerk bilden und parallel zum PNPN-Schalter geschaltet sind. Weiter sind dargestellt eine Spannungs- bzw. Stromquelle oder -Versorgung E und ein Reihenwidersland R in der Leitung, die den Halbleiterschalter enthält.

Dieser PNPN-Schalter hat eine oder Mitkopplungsschleite von der Basis des Transistors Q\ über den Kollektor des Transistors Q\, die Basis des Transistors Q2. den Kollektor des Transistors Qi wieder z:ir Basis

4'. des Transistors Q\.

Nach Empfang eines Steuerstroms am Steueranschluß werden die Transistoren Q^ und Qi stromleitend, auch wenn der Gewinn der Mitkopplungsschleife mindestens Eins beträgt, wird die Einrichtung schnell

-,η geschaltet, so daß beide Transistoren Q\ und Qz gleichzeitig durchgestaltet werden. Dann leitet die Schaltung zwischen Anode A und Kathode K und dieser Leitzustand wird aufrechterhalten.

V.'ie in der Zeichnung dargestelit. hat der Halbleiter-

Vi schalter gemäß der Erfindung auch eine Gegenkopplungsschleife ausgehend von der Basis des Transistors Qt über den Kollektor des Transistors Qi, die Basis des Transistors <?)· den Kollektor des Transistors Qt. die Basis des Transistors Qi wieder zur Basis des

bo Transistors Qi sowie zur Basis des Transistors Q2. Wenn dieser kompliziert aufgebaute Sehaltkreis, der gleichzeitig sowohl eine Mit- als auch eine Gegenkopplüngsschleife enthält, einen Schaltbetrieb durchführen soll, mit der Koppelwirkung bei einem Schleifengewinn von mindestens Eins, muP die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß Fig.3 negativ sein. Mit den Stromverstärkungen oder -gewinnen ßu ß2, ßi und ßi der Transistoren Ou O->. Ox bzw. Ot und der Bedingung, daß

die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß Fig.3 negativ ist, ergibt sich annähernd

/Mfti

- I > 0.

(I)

Es ist zu sehen, daß die linke Seite der Ungleichung (I) einen effektiven Mitkopplungs-Gewinn darstellt. Wenn die Eigenschaften (Parameter) der Transistoren so bestimmt sind, daß sie diese Bedingung erfüllen, ist der Schaltbetrieb der Gesamtschaltung gemäß Fig. 3 möglich.

Das Gegenkopplungsnetzwerk kompensiert die Änderungen der Stromverstärkung, die sich aus möglichen Änderungen der Temperatur oder aus schwankenden elektrischen Eigenschaften bei der Herstellung ergeben, was einen stabilen effektiven Mitkopplungs-Gewinn ergibt.

"was den vun uci Erfindung angestrebten Schütz gegen den Rate-Effekt betrifft, so wird der Zustand der Schaltung, an die ein Spannungssprung angelegt ist, anhand F i g. 4 diskutiert. Da die Basis und der Emitter der Transistoren Q\ und Q₃ gemäß Fig.3 über die Widerstände R₂ bzw. Ri miteinander kurzgeschlossen sind, arbeitet weder der Transistor Qi noch der Transistor Qj, bis der Spannungsabfall an den Widerständen R₂ und R\ die dort anliegende Spannung, im allgemeinen etwa 0,6 V, erreicht Deshalb sind zur Erläuterung die Transistoren Q\ und Q₃ in der Schaltung gemäß Fig.4 weggelassen. In dieser Fig.4 ist eine Kapazität Q eine Sperrschichtkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Qt und ist eine Kapazität C₂ eine Sperrschichtkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q₂. Bei geschlossenem Schalter Smuß die folgende Näherungs-Ungleichung (2) erfüllt werden, damit das Potential am Anschluß 3 stets höher im Obergangs-Zustand ist als das am Anschluß 4:

CR

C R

15

20

25

30

40

Das heißt, die Bedingung, daß das Potential am Anschluß 3 stets höher ist als am Anschluß 4 gemäß F i g. 4 ist äquivalent der Tatsache in F i g. 3, daß, bevor das Potential am Anschluß 4 jemals die Spannung am Transistor Qi erreicht, das Potential am Anschluß 3 einen ausreichenden Wert zum Erregen des Transistors Q₃ einnimmt. Deshalb umgeht durch Bestimmen der Konstanten (Parameter) der Schaltung zur Erfüllung der Ungleichung (2), nämlich des Stoß- oder Sprungs-Stroms, der vom K jllektor des Transistors Q₂ fließt, der Strom, von dem angenommen wird, daß er in die Basis des Transistors Qi fließt, den Transistor Qi und fließt in den Transistor Q₃ in einem Sättigungszustand. Folglich wird der Transistor Qi nicht durchgeschaltet, so daß die gesamte Schaltung gemäß Fig.3 in nichtleitendem Zustand gehalten wird, wodurch große Stabilität gegenüber einem Spannungssprung erreicht wird. Dieser Vorteil wird ohne jegliche zusätzliche Spannungs- bzw. Stromversorgung, ohne eine andere äußere Steuerschaltung oder selbst bei Übergang des Anodenpotentials auf hohen Pegel und Abnehmen des Kathodenpotentials erreicht

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, hat die Schaltung gemäß Fig.3, die beide Ungleichungen (1) und (2) gleichzeitig erfüllt folgende Vorteile:

a) Eine sehr große du/df-Belastbarkeit wird erreicht unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode:

b) weil der Absolutwert des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und R₂, ausgedrückt durch die Ungleichung (2), beliebig wählbar ist, kann der Widefsfaridsweft des Widerstands R₂ im Vergleich zur herkömmlichen Einrichtung sehr hoch gemacht werden, weshalb die Schaltung eine sehr hohe Eingangsempfindlichkeit hat

c) weil das Verhältnis zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und R₂ konstant ist, kann die Schaltung sehr leicht integriert werden und ist eine stabile Schaltung auch bei möglicher Widerstandsänderung durch Qualitätsschwankungen bei der Herstellung vorsehbar;

d) weil die Schaltung Bauelemente enthält, die einen integrierten Schaltungsaufbau erleichtern und weil die Transistoren Qi und Q* denselben Leitfähig

KcitSiyp aüiirCiSCn, WiC uiC ι Γαίι3!3ϊθΓΟΠ ve't üilu Qi

die den PNPN-Schalter bilden, bleibt der Vorteil, daß der PNPN-Schalter eine hohe Durchbruchspannung in sowohl positiver als auch negativer Richtung besitzt, erhalten,

e) weil die Verschaltung der Transistoren Q\ und Q₂ im wesentlichen gleich der der Transistoren Q₃ und Qt ist, kann die Schaltung stets stabil arbeiten, selbst gegenüber angelegten hochfrequenten ImpulsLs-

Eine zusätzliche qualitative Beschreibung erfolgt für den Halbleiterschalter nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß F i g. 3. Beim betrachteten Ausführungsbeispiel wirken die Transistoren Q₃ und Qi zum Korrigieren des effektiven Mitkopplungs-Gewinns und während der Übergangs-Zeit wird der PNPN-Schalter durch den Transistor Q₃ kurzgeschlossen zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Ck und der Kathode K. Der Widerstand R₂ bestimmt einerseits die Steueranschluß-Empfindlichkeit trägt aber andererseits bei zur du/di-Belastbarkeit gegen einen langsamen Spannungsanstieg oder einen niedrigen du/d/-Wert, so daß ein hoher Widerstandswert des Widerstands R₂ verwendbar ist. Der Widerstand R\ trägt andererseits bei, um eine Schaltung mit notwendiger Zeitkonstante zu erhalten. Dabei ist anzumerken, daß der Widerstand R\ nahezu unendlich groß sein kann oder auch weggelassen sein kann, da es genügt, wenn die Ungleichung (2) erfüllt Von den Erfindern durchgeführte Prüfungen ergaben, daß der PNPN-Schalter und ein damit verbundenes aktives Netzwerk mit den Transistoreigenschaften J?i =03 = 20, 02 = 1,5, 04 = 0,05 und C| = C2 = 2 pF eine du/df-Belastbarkeit von mindestens 500 V/]is aufweisen, bei Anwesenheit eines Widerstands Rt mit etwa 50 IcQ und eines Widerstands R₂ von etwa 20 kn, wodurch sich eine Steueranschluß-Empfindlichkcit von etwa 30 μΑ ergibt Im Vergleich dazu wird eine niedrige ungefähre dü/di-Belastbarkeit von 15V/us erreicht, wenn die gleiche Steueranschlußempfindlichkeit durch Einfügen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K des PNPN-Schalters erreicht wird, wie bei der beschriebenen herkömmlichen Schaltung. Auf diese Weise wird durch die Erfindung die du/di-Belastbarkeit um etwa das 30fache verbessert Außerdem ist infolge der Bestimmung des Werts der Zeitkonstante der Schaltung durch den Widerstand R₂ das Verhindern von fehlerhaftem Einschalten des PNPN-Schalters durch Leckstrom bei hohen Temperaturen noch ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt

Das Schaltbild der F i g. 5 zeigt eine Ersatzschaltung

des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Transistofen Qi und Qt de» Schaltung gemäß Fig.3 durch Mehrkollektor-Transistoren ersetzt sind, die für die Integration der Schaltung besonders zweckmäßig sind.

In Fig.6 ist ein Teilschnitt des Aufbaues der integrierten Schaltung mit den Transistoren Q\, Qz, Q* der Ersatzschaltung gemäB F i g. 5 wiedergegeben, mit einer anoderiseitigeh Steueranschluß-Zone 4, einer kathodenseitigen Steueranschluß-Zone 5, feiner Katho^ den-Zone 6. einer Anoden-Zone 7, einer anodenseitigen Steueranscnluß-Kontakt-Zone 8 und einer Kollektor-Zone 9 des Transistors Qa. Der NPN-Transistor Qi besteht aus den Zonen 4, 5 und 6; der Lateral- oder Seiten-PN P-Transistor Qi aus den Zonen 7,4 und 5 und der Seiten-PNP-Transistor Qi, aus den Bereichen 7, 4 und 9. Wenn eine hohe Durchbruchspannung erhalten

WSrüSai SCÜ ÖS! Ver^SnciUP^{11 υηη} ^Aitf»n-TYancjctrirpn

wie bei der Fig.6, ist die Stromverstärkung des Transistors Q₂ gering und deshalb die Stromverstärkung des Transistors Qa sehr gering, wie das die Ungleichung (1) fordert. Unter diesen Bedingungen kann die Kapazität Q jedes andere kapazitive Element statt einer Sperrschichtkapazität von Transistoren sein, wenn ihr Kapazitätswert die Ungleichung (2) erfüllt.

Weil die Ungleichung (2) auch erfüllt ist, selbst wenn 04 zu Null gemacht wird durch Beseitigen des Transistors Qa, kann die gleiche Wirkung wie bei der Schaltung gemäß Fig.6 erreicht werden durch Eins' .zen eines Kondensators bzw. einer Kapazität G, die die Ungleichung (2) anstelle des Transistors Qt erfüllen kann. Das heißt, der gleiche Vorteil ergibt sich durch Einsetzen eines kapazitiven Bauelements zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Q₃ bei der in F ι g. 5 gezeigten Schaltung.

Eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in F i g. 7 dargestellt, in der eine Diode D zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qi eingesetzt ist

Auch ist die Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie sie in Fig.8 dargestellt ist, durch eine Kapazität bzw. einen Kondensator C gekennzeichnet, der zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qj eingesetzt ist Zusätzlich ist ein Kondensator C_g vorgesehen, der parallel zum Widerstand Ri geschaltet ist, um ein Anlegen des Spannungssprungs an den kathodenseitigen Steueranschluß Gk zu verhindern.

Das Schaltbild der F i g. 9 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei der der kurzschließende Transistor Qs der Ersatzschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig.3 PNP-Transistor Qrseitig angeschlossen ist, und die in gleicher Weise wirkt wie die Schaltung der F i g. 3.

Die Fig. 10 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das verwendbar ist als Zweirichtungs-Sprechwegschalter durch Verbinden mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung, wobei die Ersatzschaltung für den Fall wiedergegeben ist, in dem ein Telefon-Freizeichen oder -Rufsignal durchtritt

In der Fig. 10 bilden jeweils PNP-Transistoren Qi und NPN-Transistoren Qi FNFN-Schalier und sind angeordnet ein Schalttransistor Qi zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt und ein PNP-Transistor Qi mit einer P-Anode und einer N-Kathode, der durch Bilden einer weiteren P-Zone in der anodenseitigen Steuefänschluß-Zone des PNPN-Schalters hergestellt ist Weiter sind vorhanden ein Feldeffekttransistor Qs mit isoliertem Gate- oder Toranschluß (Oberflächen-Feldeffekttransistor, IGFET) zur Spannungssteuerung, ein Widerstand Rt zum Schutz der Errichtung vor geringem Rate-Effekt und ein Widerstand R\ zum Schutz des Transistors Q} Vor Einschalten bei normalen Betriebsbedingungen oder infolge geringen Rate-Effekts und gleichzeitig als Entladurigsweg für die gespeicherten Ladungen. Weiter sind gezeigt eine Steuer bzw. Zündschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses, eine Signalquelle 22, eine kapazitive Last 23 und eine Steuer- bzw. Zündschaltung 24 des isolierteii Gates des Oberflächen-Feldeffekttransistors Q₅. Die Schaltung der Fig. 10 bezieht sich auf den PNPN-Schalter in einer einzigen Stufe, weil das BetriRhsprinzin das gleiche ist unabhängig von der Anzahl der Stufen, in denen die PNPN-Schalter angeschlossen sind.

In F i g. 11 ist ein Teilschnitt eines beispielhaften Aufbaues der Anordnung gemäß F i g. 10 dargestellt, bei der die Transistoren Qi, Q₂, Qa, Qs in einer integrierten Schaltung enthalten sind. In F i g. 11 sind dargestellt eine anodenseitige Steueranschluß-Zone 4, eine kathodenseitige Steueranschluß-Zone 5, eine Kathoden-Zone 6, eine Anoden-Zone 7 und eine N+-Zone 8 zum Verringern der Kurzschlußstromverstärkung in Emitterschaltung ht_c des Transistors Qa und zum Herausführen einer anodenseitigen Steueranschluß-Elektrode. Weiter sind dargestellt eine Kollektor-Zone 9 des Transistors Q*, ein Oxidfilm 1, eine Aluminiumelektrode 2, eine Anodenelektrode A, eine kathodenseitige Steueranschluß-Elektrode Gk, eine Kathodenelektrode K, eine Tor- oder Gateelektrode Gj des Feldeffekttransistors Qs und eine Kollektorelektrode Qtcdes Transistors Qt-

Es sei der Fall betrachtet, bei dem die Schalter S\ und & geschlossen sind, damit ein Wechselstromsignal durch den PNPN-Schalter treten kann, wie das in Fig. 10 dargestellt ist Unter dieser Bedingung eilt der Signalverlauf des Stroms i(t) dem Signalverlauf der Spannung ν (t) in der Phase voraus um eine maximale Phasendifferenz von etwa 90°, wie das in der Kurvendarstellung der Figur wiedergegeben ist Wenn der Strom i(t) auf einen Wert unter den Selbsthalte-Pegel verringert wird, bei dem der Steueranschlußstrom zugeführt werden muß, um den Strom zu halten, ist die Kathodenspannung auf oder etwa auf dem positiven

so oder negativen Maximum. Falls der Kathodenspanniings-Pegel negativ ist, kann der Steueranschlußstrom auch zugeführt werden, wenn die Steuer- bzw. Zündspannung der Steuerspannung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses gering ist In diesem Fall können die Feldeffekttransistoren Q₅ nicht mit einer niedrigen Aussteuerspaimiing durchgeschaltet werden. Andererseits erfordert hei positivem Pegel an der Kathode K die Stromversorgung von der Steuerschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses Gk eine hohe Spannung. Da jedoch das Substrat jedes Feldeffekttransistors Qs auf hohem positivem Potential liegt, können die Feldeffekttransistoren Q₅ durchgeschaltet werden, weshalb Strom vom Anodenanschluß A zum kathodenseitigen Steueranschluß Gk geführt werden kann durch Anlegen einer niedrigen negativen Steuerspannung von der Steuerschaltung 24 des isolierten Gates an das isolierte Gate G/des Feldeffekttransistors Qs. Auch dann, wenn die Last 23 induktiv ist

kann die Vorrichtung leicht durch den Feldeffekttransistor Qs bei einem positiven Kathoden-Pegel oder durch den kathodenseitigen Steueranschluß Gk bei negativen kathoden-^Pegel angesteuert werden. Obwohl die Steuerschaltung 24 des Feldeffekttransistors Qs als negative Spannungsquelle in der Schaltung gemäß F i g. 10 dargestellt "¹St, kann das Gate Gj selbstverständ' lieh auf Erd- oder Masse-Pegel gehalten werden, wenn die Schleusen-Spannung Vu, des Feldeffekttransistors Qs verringert ist, oder andererseits kann die Einrichtung auch gesteuert werden mit einer niedrigen positiven Spannung von einer positiven Spannungsversorgung öder -quelle. Weiter können die Steuerschaltungen 21, 24 auch als Impuls erzeugende Steuerschaltungen ausgeführt sein.

Weiter sind, da der anodenseitige Steueranschluß auch als Stromsteueranschluß verwendet wird, drei zusätzliche Weiterbildungen möglich durch verschiedene Kombinationen des Stromsteuerglieds und des Spannungssteuerglieds. Diese Möglichkeiten enthalten ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteuerglied verwendet wird und die Spannungssteuerung durch Anschließen eines N-Kanal-Feldeffekttransistors zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode erreicht wird, ein Verfahren, bei dem der kathodenseitige Steueranschluß als Stromsteuerglied verwendet wird und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode eingesetzt wird, oder ein Verfahren, bei deir der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteueranschluß verwendet wird und ein N-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen der Anode und dem kathodenseitigen Steueranschluß eingesetzt ist. Jeder dieser Fell.. ffekttransistoren kann mit dem PNPN-Schalter integriert sein, wie in F i g. 11, oder auch getrennt vorgesehen werden.

Nun sei eier Fall betrachtet, bei dem der Spannungssprung du/dt angelegt ist zwischen der Anode und der Kathode, wenn der PNPN-Schalter gemäß Fig. 10 gesperrt ist Wenn zunächst ein großes du/dt zugeführt wird, fließt der Basisstrom zum Transistor Qj durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Qa, wodurch der Transistor Q₃ durchgeschaltet wird, so daß es durch Absorbieren des durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q^ fließenden Stroms im Sättigungsbereich des Transistors Qi möglich ist, die PNPN-Schalter Qu Qi am Durchschalten zu hindern. Andererseits kann der PNPN-Schalter auch nicht eingeschaltet werden, falls der Transistor Q₃ im Sättigungsbereich leitet, selbst bei normalen Betriebsbedingungen. Um eine solche Lage zu vermeiden, ist deshalb ein Widerstand A₂ zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qj eingesetzt Folglich wird der Transistor Qj nicht durcHgescH'äitet, wenn ein geringes äu/di angelegt ist weshalb dann der Widerstand R\ zum Schutz verwendet wird. Auf diese Weise kann der Widerstand Rt, anders als bei herkömmlichen Einrichtungen, zum Schutz der Einrichtung vor geringem Rate-Effekt oder du/df-Effekt

verwendet werden und daher in seinem Widerstandswert erhöht werden, was zur Folge hat, daß der PNPN-Schalter mit einem geringen kathodenseitigen Steueranschluß-Strom geschlossen werden kann. Weil der Transistor Q₃ nur während der Umschalt- bzw.

ίο Übergangs-Periode betrieben werden kann, wenn das du/dt angelegt ist, kann die Schaltung zum daran Anlegen eines Basisstroms als kapazitives Bauteil ausgeführt sein, und kann entweder eine Diode oder ein Kondensator anstelle des Transistors Qa verwendet werden. Selbstverständlich kann das kapazitive Glied oder Bauteil parallel zum Widerstand Rt gelegt sein. Weiter kann die Einrichtung gemäß der Erfindung in einer Anordnung ausgeführt werden, die auf dem gleichen Wirkungsprinzip wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen beruht, d. h-, daß ein Transistor zum du/df-Schutz und ein Impedanzglied zwischen der Anode und dem anodenseitigen Steueranschluß des PNPN-Schalters einfügbar sind, so daß der Transistor zum du/di-Schutz durch ein kapazitives Bauteil angesteuert werden kann.

Wie sich aus der Beschreibung ergibt, ist der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung so aufgebaut, daß das parallel zum PNPN-Schalter angeschlossene aktive Netzwerk zusammen mit einem Teil der Mitkopplungsschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk bildet, und daß ein Strom, der im wesentlichen mit dem Strom in den Basiswiderstand Ri des Transistors O du^rcn den PNP-Transistor Q₂ einschließlich der Sperrschichtkapazität Q in Phase ist

und so ist, daß er in das parallel angeschlossene aktive Netzwerk fließ;¹, so daß der Basisstrom des Transistors Qi durch den Transistor Q₃ überbrückt oder umgangen wird, dessen Kollektor an die Basis des Transistors Qi angeschlossen ist, wodurch es möglich ist den effektiven

Gleichstrom- (bzw. -spannungs-) Mitkopplungs-Gewinn der gesamten Einrichtung auf über Eins zu halter

Weiter ist der PNPN-Schalter des Halbleiterschalters gemäß der Erfindung mit einem Spannungssteueranschluß versehen, der vorteilhaft mittels eines Feldeffekttransistors gebildet ist durch den zusammen mit einer herkömmlichen Stromsteuereinrichtung der PNPN-Schalter mit einer geringen Steuerspannung selbst bei Schwimmen oder Schweben des Kathodenpotential-Pegels schließbar ist. Zusätzlich erlaubt die Parallelschal-

tung eines Impedanzgliedes und eines Schaltgliedes zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt einen PNPN-Schalter mit großer diz/df-Belastbearkeit der mit geringem Steuerstrom schließbar ist

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungssprüngen,
mit einer PNPN-Anordnung mit einem ersten Transistor vom PNP-Typ und einem zweiten Transistor vom NPN-Typ, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors, die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors, der Emitter des zweiten Transistors mit einer ersten Anschlußelektrode und der Emitter des ersten Transistors mit einer zweiten Anschlußelektrode verbunden ist, wobei ein Transistor einen Steueranschluß aufweist, und

bei dem mit dem Steueranschluß ein Netzwerk mit einem dritten Transistor verbunden ist, dessen Kollektor mit der ersten Anschlußelektrode verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet,
OaQ die Basis des dritten Transistors (Q^ über ein weiteres Element (Qi, D, C) mit der Basis des ersten Transistors (Q₂) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qi) durch einen Strom gesteuert ist, der durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steiieranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.

2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (Q₁ Q₂) einen PNPN-Schalter (10) mit Vierschicht-Aurbau und mit drei PN-Obergängen bilden.

3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen bei angsamen Spannungsanstiegen eine Fehlzündung verhindernden Widerstand (R\) zwischen der Basis und dem Emitter des dritten Transistors (Qi).

4. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element ein weiterer, vierter Transistor (Qt) ist, dessen Kollektor mit der Basis des dritten Transistors (Qi) und dessen Basis mit der des ersten Transistors (Q₂) verbunden sind (F i g. 3,9).

5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (Q*) und der erste Transistor (Q₂) gemeinsam als Mehrkollektor-Transistor ausgebildet sind (F i g. 5).

6. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element eine Diode (D) ist, deren Anode mit der Basis des dritten Transistors (Qi) und deren Kathode mit der Basis des ersten Transistors (Q₂) verbunden sind(Fig. 7).

7. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element ein Kondensator (C)ist (F i g. 8).

8. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 7, gekennzeichnet durch einen einem Widerstand (R₂) zwischen der Basis des zweiten Transistors (Qi) und dem Emitter des dritten Transistors (Qs) parallelgeschalteten Kondensator (Q^(Fig,8).

9. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1-8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (Qi) gfs. der Widerstand (R₂) und das weitere Element (Qa, D₁ C) statt an den ersten und Zweiten äquivalent an den zweiten und ersten Transistor angeschlossen sind (F i g. 9).

10. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1-9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der drei PN-Obergänge des PNPN-Schalters durch ein Feldeffekt-Glied (Q₅) mit einem Gateanschluß (G;) zur Spannungssteuerung des Halbleiterschalters überbrückt sind (F ig. 10).

11. Halbleiterschalter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Feldeffekt-Glied (Qs) ein Isolierschicht-Feldeffekttransistor ist