DE2444060A1

DE2444060A1 - Treiberschaltung

Info

Publication number: DE2444060A1
Application number: DE2444060A
Authority: DE
Inventors: David S Cochran
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1973-09-26
Filing date: 1974-09-14
Publication date: 1975-03-27
Also published as: FR2245135B3; JPS5060175A; US3867649A; FR2245135A1; IT1021666B; JPS5542781B2

Description

PATENTANWALT D-7261 Gechingen/Bergwaid

Lindenstr.

DIPL-ING. KNUD SCHULTE _{Telefon: (07031) 667432}

(07056) 1367 Tslex: 07-265739 ■ Hep-d

Ratentanwalt K. Schulte, D-7261 Gechingen, Lindenstr. 16

Case 824 11. September, 1974

BL/ps

Hewlett-Packard Company

TREIBERSCHALTUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung mit einem ersten und einem zweiten Ausgangspegel-Verstärker.

Bei bekannten Takt-Treiberschaltungen werden typischerweise externe Dioden benutzt, um die Ausgangssignale der Treiberschaltungen auf gewünschte Werte "zu begrenzen und dadurch Spitzeneffekte zu reduzieren, die durch kapazitive Kopplung entstehen. Wenn gewünscht ist, daß die Begrenzung kleiner als der Spannungsabfall einer normalen Siliziumdiode in Vorwärtsrichtung bei einem Referenzpotential ist, werden typischerweise Übergänge von Germanium-Dioden oder Vorrichtungen mit Schottky-Effekt benutzt. Diese Praxis ist relativ teuer.

Werden zwei bekannte Takt-Treiberschaltungen für die Ansteuerung von MOS-Elementen benutzt, ist die zwischen den Treiberschaltungen gemessene Kapazität in der MOS-Schaltung üblicherweise erheblich (z.B. 15 bis 75 pF). Durch diese Kapazität wird die Anstiegszeit des Ausgangssignals der Treiberschaltungen erhöht, und, wenn einer der beiden Aus-

509813/0830

gänge der Treiberschaltungen geschaltet wird, werden durch diese Kapazität ungewollte Signalspitzen positiver oder negativer Amplitude am Ausgang der anderen Treiberschaltung erzeugt. Solche Spitzen können den Betrieb von MOS-Elementen stören.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Treiberschaltung zur Abgabe einer Ausgangsspannung mit zwei Pegeln an eine kapazitive Last zu schaffen, wobei die Ausgangspegel auf weniger als den Spannungsabfall einer normalen Siliziumdiode in Vorwärtsrichtung bei einem Referenzpotential unter Benutzung preisgünstiger Siliziumdioden begrenzt werden können, wobei bei kapazitiver Last kurze Anstiegs- und Abfallzeiten erreicht werden sollen, und wobei die Charakteristik der Anstiegs- und Abfallzeit des Ausgangssignals steuerbar sein soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer Treiberschaltung der eingangs genannten Art gelöst durch ein erstes Gleichrichterelement, dessen Anode mit dem Ausgang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers und dessen Kathode mit dem Ausgang des zweiten Ausgangspegel-Verstärkers verbunden ist, durch einen Schwellwert-Detektor, durch ein zweites Gleichrichter-Element, dessen Anode mit dem Eingang des zweiten Ausgangspegel-Verstärkers und dessen Kathode mit dem Schwellwert-Detektor verbunden ist, und durch einen Rückkopplungs-Kondensator, der in Reihe mit dem Schwellwert-Detektor zwischen den Schwellwert-Detektor und den Ausgang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers geschaltet ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird in einem ersten Ausgangspegel-Verstärker sin Haltekreis mit Silizium-pnp- bzw. npn-Transistoren benutzt, um bei kapa-

509813/083 0

zitiver Last am Ausgang eine kurze Anstiegszeit zu erreichen. Ein Stromverstärker mit zwei pnp-Transistoren in Darlington-Schaltung wird in einem zweiten Ausgangspegel-Verstärker mit kapazitiver Einrichtungs-Rückkopplungs benutzt, um die Abfallzeit des Ausgangssignals der Treiberschaltung beim übergang von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel innerhalb bestimmter Grenzen zu halten. Dadurch wird eine unerwünschte Ladungsübertragung auf angesteuerte MOS-Elemente vermieden. Gleichrichter-Elemente werden benutzt, um verschiedene kapazitive Rückkopplungswege aufzubauen, je nachdem ob die Treiberschaltung vom ersten auf den zweiten Pegel wechselt oder umgekehrt. Unerwünschte am Ausgang einer zweiten Treiberschaltung infolge kapazitiver Last erzeugte Spitzen werden dadurch begrenzt, daß Siliziumdioden-Übergänge und Widerstandselemente verwendet werden, die auf demselben Siliziumplättchen wie die Transistoren der Treiberschaltung untergebracht werden können. Dadurch werden sowohl Kosten gespart als auch die Spitzenpegel verringert. Die Treiberschaltung erzeugt einen Ausgangsimpuls mit großem Ausschlag und kurzer Anstiegszeit ohne Rücksicht auf eine kapazitive Laständerung im Verhältnis von 10 :1. Die Anstiegs- und Abfallzeiten des Ausgangssignals werden durch die Rückkopplungskapazität und die passende Auswahl von Widerstandselementen gesteuert. Eine Überschwingbegrenzung ist vorgesehen, und die Anstiegs- und Abfallzeiten werden so ausgewählt, daß sich die Treiberschaltung für die Ansteuerung von MOS-Schaltkreisen eignet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigen

Figur 1 ein detailliertes Schaltbild einer Treiberschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

50981 3/0830

2U4060

Figur 2 ein Blockschaltbild, in welchem dargestellt ist, wie zwei Treiberschaltungen gemäß Figur 1 zur Ansteuerung eines Elementes, z.B. eines MOS-Elementes mit zwei Eingängen verwendet werden können, wobei eine Kopplungskapazität C und Lastkapazitäten Cj. eingezeichnet sind;

Figur 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung bei der zwei Treiberschaltungen gemäß Figur 1 im Sinne der Figur 2 verwendet werden; und

Figur 4 eine Darstellung der Zuordnung von Eingangsstrom und Ausgangsspannung der Treiberschaltung gemäß Figur 1.

In Figur 1 ist mit 1 ein Ausgangspegel-Verstärker bezeichnet, der von einer positiven Rückkopplungs-Treiberschaltung 3 angesteuert wird. Ein zweiter Ausgangspegel-Verstärker 2 und die positive Rückkopplungs-Treiberschaltung 3 werden z.B. von einem Differentialpaar 9 angesteuert, welches zur gleichen Zeit nur einem der beiden Ausgangspegel-Verstärker erlaubt, voll zu leiten. Wenn ein Eingangssignal 8 am Differentialpaar 9 einen positiven Stromfluß aus den Eingängen 10 und 12 bewirkt, wird aus der Basis eines Transistors 4 2 in der positiven Rückkopplungs-Treiberschaltung 3 und aus der Basis eines Transistors 48 im zweiten Ausgangspegel-Verstärker 2 positiver Strom herausgeleitet. Das bewirkt, daß der Transistor 48 gesperrt wird und der Transistor 42 zu leiten beginnt.

Die Emitter-Kollektor-Leitung des Transitors 4 2 steigt mit steigendem positiven Stromfluß aus dem Eingang 10. Dadurch steigt die Basisansteuerung eines Transistors 46 im ersten Ausgangspegel-Verstärker 1. Der Kollektorstrom des Transistors 42 fließt im wesentlichen vollständig in die Basis des Transistors 46, wodurch der Kollektorstrom des Transis-

509813/0830

Γ _

tors 46 ansteigt. Der ansteigende Kollektorstrom des Transistors 46 führt zu einem ansteigenden Stromfluß durch einen Widerstand 54 in der positiven Rückkopplungs-Treiberschaltung 3. Dadurch wird der Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 44 im ersten Ausgangspegel-Verstärker 1 positiv vorgespannt. Die Spannung am zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 parallel geschalteten Widerstand 54 hat nämlich eine derartige Polarität, daß sie den genannten Übergang positiv vorspannt. Der ansteigende Stromfluß durch den Widerstand 54 führt auch zu einer positiven Rückkopplungswirkung am Transistor 42, da die ansteigende Spannung am Widerstand 54 auch die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 42 erhöht, wodurch sich dessen Leitfähigkeit weiter erhöht. Dadurch wird die Basisansteuerung des Transistors 42 fast verdoppelt, bevor der Transistor 44 einschaltet.

Wenn die ansteigende, sich am Widerstand 54 entwickelnde Spannung auf einen Wert steigt, der ausreicht, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, geht das pnp-npn-Transistorpaar 44, 46 in den vollen Haltezustand, Der volle Haltezustand ist dadurch definiert, daß er auftritt, wenn Basisstrom aus dem Transistor 44 durch den Kollektorstrom des Transistors 4 6 herausgezogen wird und wenn der Kollektorstrom des Transistors 54 die Basisansteuerung des Transistors

46 erhöht. Wenn der Strompegel einen Wert erreicht, wo die Stromverstärkung des Transistorpaars 44, 46 ungefähr eins ist, steigt das Potential an einen Verbindungspunkt

47 schnell an. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Versorgungsspannung V und der Spannung an dem Knoten-

CC

punkt 47 zu klein wird, um den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, hört die Haltewirkung auf, und der Transistor 44 schaltet ab. Die Transistoren 46 und 42 leiten jedoch weiterhin.

509813/08 3 0

- 6 - 24U060

Wenn der Transistor 44 leitet, erzeugt eine Diode 74 einen für Siliziumdioden charakteristischen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung unter der Versorgungsspannung V . Dieser wird als Klemmpotential für eine Diode 24 benutzt, so daß kreuzgekoppelte Spitzen verhindert werden, die sonst an einer Ausgangsklemme 32 infolge der Kreuzkopplungs-Kapazität und eines schnellen Spannungsanstiegs an ein* Ausgangsklemme 30 entstehen. Wenn die Spannung am Ausgang

infolge der Haltewirkung der Transistoren 44 und 46 ansteigt, wird die Spannung am Knotenpunkt 47 gesenkt. Das führt dazu, daß die Diode 24 während dieses Übergangs in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, wenn die Spannung an der Ausgangsklemme 32 größer als die Versorgungsspannung V ist. Die Diode 24 begrenzt daher wirksam das Ausgangs-

signal einer an die Ausgangsklemme 3 2 angeschlossenen zweiten Treiberschaltung oder einer kapazitiven Last auf ungefähr den Wert der Versorgungsspannung V , wie in

* OO

Figuren 2 und 3 dargestellt ist. Das Potential an der Ausgangsklemme 32 ist gleich der Versorgungsspannung V abzüglich der an der Diode 24 aufgebauten Vorspannung in Vorwärtsrichtung und zuzüglich der an der Diode 74 aufgebauten Vorspannung in Vorwärtsrichtung. Die sonst am Ausgang der an der Ausgangsklemme 32 angeschlossenen zweiten Treiberschaltung oder der kapazitiven Last auftretenden Spitzen werden dadurch im wesentlichen unterdrückt, und das Ausgangssignal einer zweiten Treiberschaltung wird so daran gehindert, während des Übergangs die Versorgungsspannung V zu überschreiten. Die Dioden und 74 sind interne Siliziumdioden, die auf demselben Siliziumplättchen gebildet werden können wie die Transistoren 42, 44 und 46.

Es sei angemerkt, daß die Diode 74 weggelassen werden könnte und ihre Funktion in ähnlicher Weise durch den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 übernommen

509813/08 3 0

werden könnte. Durch die Diode 74 wird jedoch die Möglichkeit einer zusätzlichen Stromaufnahme während der Übergangszeit geschaffen, wodurch eine Zerstörung des Transistors 44 ausgeschlossen wird.

Ein Rückkopplungskondensator 52 schafft einen Schutz gegen einen raschen, auf einen zu schnellen Anstieg der Ausgangsspannung am Ausgang 30 zurückgehenden Ladungsübergang auf MOS-Elemente, die an die Treiberschaltung angeschlossen sind, wie in Figur 2 und 3 dargestellt ist. Wie aus Figur 1 hervorgeht, wird von einem Transistor 50 aus dem Transistor 46 eine Basisansteuerung abgeleitet, wenn der Transistor 50 durch einen Strom angesteuert wird, der durch den Rückkopplungskondensator 52 fließt. Der Strom i durch den Rückkopplungskondensator 52 läßt sich ausdrücken durch 1 ~ C₅₂dV /dt, wobei C₅₂ der Wert der Rückkopplungskapazität und dV__Q/dt die zeitliche Spannungsänderung an der Ausgangsklemme 30 ist. Ein Teil des Stroms vom Emitter des Transistors 4 6 geht durch die rückkopplungskapazität 52 und Widerstände 66 und 72 in die Basis des Transistors 50. Widerstände 66 und 70 bilden ein Strom- und Spannungsteiler-Netzwerk, welches den Schwellwert für die Steuerung dieser Ansteuerung festgelegt. Wenn z.B. der Widerstand 70 1000 Ω hat, muß durch den Widerstand 7θ' ein Strom von 0,7 mA fließen, bevor der Transistor 50 leiten kann. Da dieser Strom eine Funktion der Spannungsänderung am Ausgang 30 ist, kann eine Anstiegszeit-Schwellwert festgelegt werden, indem die Widerstände 66, 70 und passend ausgewählt werden oder indem der Rückkopplungskondensator 52 verändert wird. Wenn der Ansteuerstrom zum Transistor 50 auf einen Pegel steigt, der ausreicht, den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors 50 leitend zu machen, wird ein Teil des Basis-Ansteuerstroms des Transistors 46 zum Kollektorstrom des Transistors 50 abgeleitet und dadurch die Anstiegszeit erhöht.

509813/0830

Der zweite Ausgangspegel-Verstärker beginnt seinen Arbeitszyklus, wenn sich das Ausgangssignal der Treiberschaltung auf dem ersten in Figur 4 dargestellten Pegel/findet und in die Eingänge 10 und 12 ein positiver Strom hineingeschickt wird. Dieser Stromfluß führt dazu, daß der Transistor 42 abgeschaltet wird und keinen Kollektorstrom mehr in die Basis des Transistors 46 schickt. Dadurch wird der Transistor 46 gesperrt.

Die Basis-Emitter-Vorspannung in Vorwärtsrichtung und der Emitterstrom des Transistors 48 steigen infolge des Stroms in den Eingang 12 an. Durch den angestiegenen Emitterstrom des Transistors 48 wird an den Widerständen 70 und 72 dig Spannung erhöht. Die durch den Stromfluß durch die Widerstände 70 und 72 aufgebaute Spannung erzeugt eine Basis-Emitter-Vorspannung am Transistor 50. Wenn die so aufgebaute Spannung ungefähr 0,7 V erreicht, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 50 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, und der Transistor 50 leitet. Wenn er leitet, wird der erste Ausgangspegel-Verstärker 1 gesperrt, indem die Vorspannung an der Diode 22 in Vorwärtsrichtung erhöht wird, wodurch eine Vorspannung am Transistor 4 6 in Rückwärtsrichtung erzeugt wird und die Haltewirkung verhindert wird. Die begrenzte Stromaufnahmefähigkeit des Transistors 4 2 begrenzt den Stromfluß in dem Pfad vom Kollektor des Transistors 42 zum Kollektor des Transistors 50.

Wenn der Wert des Ausgangssignals der Treiberschaltung abfällt, wird im Rückkopplungskondensator 52 ein Strom i erzeugt, der ungefähr gleich C₅ dV _Q/dt ist. Ein Teil dieses Stroms wird benutzt, um Strom von der Basis des Transistors 48 abzuleiten. Zur Verlangsamung der Abfallzeit, während der das Ausgangssignal vom ersten Pegel auf den zweiten Pegel wechselt, werden Dioden 62 und 64 in

50981 3/0830

Verbindung mit dem Spannungsteilernetzwerk aus den Widerständen 70 und 72 benutzt, die für eine gesteuerte Rückkopplung in einer Richtung sorgen. Damit diese Dioden leiten, muß die Spannung am Knotenpunkt 61 bezüglich der Basis des Transistors 48 und der Anoden der Dioden 62 und 64 negativ werden.

Das Spannungsteilernetzwerk aus den Widerständen 10 und 72 erzeugt an dem Knotenpunkt 67 eine Schwellenspannung. Die am Widerstand 66 erzeugte Spannung muß ungefähr 0,5 V erreichen, bevor die Dioden 62 und 64 zu leiten beginnen. Wenn die Spannung zwischen dem Knotenpunkt 61 und der Basis des Transistors 4 8 größer als zweimal der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung bei einer Siliziumdiode (ungefähr 1,4 V) ist, leiten die Dioden 62 und 64 vollständig und leiten somit den Basis-Ansteuerstrom des Transistors 48 über den Rückkopplungskondensator 52 ab. Nimmt man die Kapazität des Kondensators 52 mit zwei pF und die Spannung am Ausgang 30 mit 15 V an, beträgt die zur Erzeugung eines Stroms von 0,5 mA im Widerstand 6 6 erforderliche zeitliche Spannungsänderung am Ausgang 30

— 9 —9

60 · 10 see. Jede Abfallzeit, die größer als 60 · 10 see. ist, erzeugt eine größere zeitliche Änderung der Spannung am Ausgang 30 und einen entsprechenden größeren Stromfluß durch den Widerstand 66. Der größere Stromfluß durch den Widerstand 66 erzeugt an diesem eine Spannung über 0,5 V, wodurch die Dioden 62 und 6.4 in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden. Dies führt zu einer Basisstromableitung vom Transistor 48. Eine Abfallzeit über

-9

60 · 10 see. bewirkt einen Stromfluß durch den Rückkopplungskondensator 52, der zu gering .-ist, um die Dioden 62 und 64 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen und dadurch wird eine Ableitung von Basisstrom aus dem Transistor 48 bei geringeren Äbfallgeschwindigkeiten am Ausgang 30 verhindert.

50981 3/0830

24AA060

Eine gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung aufgebaute Treiberschaltung hat Eingangsstrom- und Ausgangsspannungs-Charakteristiken, wie sie in Figur 4 dargestellt sind. Eine Ausgangsspannung mit zwei Pegeln ist wie dargestellt vorgesehen, und hat einstellbare Anstiegs- und Abfallzeiten. Spitzenbildungen, die bei der Ansteuerung von MOS-Elementen mit typischen Treiberschaltungen auftreten,werden durch das beschriebene Ausführungsbeispiel auf einen unbedeutenden Pegel herabgesetzt. Die Spitzen sind daher in Figur 4 nicht eingezeichnet.

50981 3/0830

Claims

2A4A060

Case 824
Hewlett-Packard Company

PATENTANSPRÜCHE

Tj .Treiberschaltung mit einem ersten und einem zweiten Ausgangspegel-Verstärker, gekennzeichnet durch ein erstes Gleichrichterelement (22), dessen Anode mit dem Ausgang (30) des ersten Ausgangspegel-Verstärkers (1) und dessen Kathode mit dem Ausgang des zweiten Ausgangspegel-Verstärkers verbunden ist, durch einen Schwellwertdetektor (66, 70), durch ein zweites Gleichrichterelement (62, 64) dessen Anode mit dem Eingang (12) des zweiten Ausgangspegel-Verstärkers (2) und dessen Kathode mit dem Schwellwertdetektor verbunden ist, und durch einen Rückkopplungskondensator (52), der in Reihe mit dem Schwellwertdetektor zwischen den Schwellwertdetektor und den Ausgang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers geschaltet ist.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, gekennz eichnet durch eine mit dem ersten Ausgangspegel-Verstärker (1) verbundene positive Rückkopplungseinrichtung (3).
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Rückkopplungskondensator (52) veränderbar ist.
4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Ausgangspegel-Verstärker (1) eine Transistor-Halteschaltung mit einem ersten pnp-Transistor (44) und einem zweiten npn-Transistor (46) aufweist, daß die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbun-

50981 3/0830

24U060

den sind, daß mit dem Eingang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers eine Einrichtung (3) verbunden ist, die die Basis des zweiten Transistors ansteuert, und daß der Emitter des zweiten Transistors mit dem Ausgang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers verbunden ist.
5. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Ausgangspegel-Verstärker (2) ein Transistorpaar aus einem ersten (48) und einem zweiten npn-Transistor (5D) in Darlington-Schaltung aufweist, daß die Basis des ersten Transistors mit dem Eingang des zweiten Ausgangspegel-Verstärkers verbunden ist, daß der Emitter des ersten Transistors mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, daß der Kollektor des ersten Transistors mit dem Ausgang des ersten Ausgangspegel-Verstärkers (1) verbunden ist, und daß der Kollektor des zweiten Transistors mit der Kathode des ersten Gleichrichterelementes (22) verbunden ist.
6. Treiberschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der erste Ausgangspegel-Verstärker (1) ein drittes Gleichrichterelement (24) enthält, dessen Kathode mit der Basis des ersten pnp-Transistors (44) und dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (4 6) verbunden ist, daß eine Einrichtung zum Anschluß des Ausgangs des ersten Ausgangspegel-Verstärkers an einen Eingang einer anzusteuernden Last mit mehreren Eingängen vorgesehen ist und daß eine Einrichtung zum Anschluß der Anode an einen nicht angesteuerten Eingang der Last vorgesehen ist.
7. Treiberschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch ein viertes Gleichrichterelement (74), dessen Anode mit dem Emitter des ersten pnp-Transistors (44) und dessen Kathode mit dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (4 6) verbunden ist.

509813/0830