DE2030135C3 - Verknüpfungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verknüpfungsschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 beschrieben ist

Eine Verknüpfungsschaltung der vorstehend betrachteten Art ist bereits bekannt (»L'Onde Electrique«, Vol. 48, Nr. 494, Mai 1968, S. 444). Bei dieser bekannten Verknüpfungsschaltung kann es jedoch vorkommen, daß die von dieser Verknüpfungsschaltung ausgangsüeitig abgegebenen Impulse Störungen in den diese Impulse aufnehmenden Schaltungen hervorrufen. Diese Störungen werden durch die kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten der betreffenden Impulse hervorgerufen.

Es ist ferner ein durch einen Miller-Integrator gebildeter Sägezahngenerator bekannt (USA.-Patentschrift 34 44 394), bei dem der Kollektor eines Transistors über einen Miller-Kondensator mit der Basis dieses Transistors verbunden ist, die über die Parallelschaltung eines Ohmschen Widerstands Und angeschlossen. Ein Diode mit Steuerimpulsen beaufschlagt wird. Der Zweck dieser Dioden-Kondensator* Schaltung besteht dabei darin, den Anstiegs- Und Abfaliflanken der von dem betreffenden Sägezahngenerator jeweils abgegebenen Signale eine lineare Steigung bzw. Neigung zu geben. Eine Steilheitsänderung im Sinne der Erfindung, wie sie für die von einer Verknüpfungsschaltung abgegebenen Impulse häufig erforderlich ist, erfolgt bei dem bekannten Sägezahngenerator jedoch nicht

Es ist ferner eine Schaltungsanordnung zum Einstellen der Neigung der Flanken einer von einem Pulsgenerator erzeugten rechteckförmigen Pulsspannung bekannt (deutsche Patentschrift 11 85 651), wozu

to ein Miller-Integrator verwendet wird, dessen Innenwiderstand veränderbar und in dessen Miller-Zweig ein veränderlicher Kondensator vorgesehen ist Um diese Einstellung der Neigung der Flanken vornehmen zu können, sind bei der betreffenden bekannten Schaltiingsanordnung zwei komplementär angeordnete MiI-Iei Integratoren vorgesehen, denen über je einen in Emitterschaltung betriebenen Transistor und je eine in Reihe geschaltete Diode die negativen bzw. positiven Anteile der Pulsspannung zugeführt werden, wobei

2Ό jeder Miller-Zweig eine die nicht zu beeinflussende Flanke der anteiligen Pulsspannung unterbindende Diode und einen der Umladung des Kondensators dienenden, vom jeweiligen Integrator gesteuerten Transistor aufweist, derart, daß Vorder- und Rückflanke der Pulsspannung unabhängig voneinander einstellbar sind. Der hierfür erforderliche schaltungstechnische Aufwand ist jedoch relativ hoch.

Es ist auch schon une Verknüpfungsschaltung mit einer von einer mehrstufigen Treiberstufe angesteuerten Ausgangsstufe bekannt (DE-OS 15 12 518), umfassend zwei Schalttransistoren, die mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken über eine Diode verbunden sind, welche so gepolt ist, daß sie einen Strom in Leitrichtung der Schalttransistoren führt, wobei ein durch einen Halbleiter-pn-Übergang gebildeter Kondensator zwischen der Steuerelektrode des genannten einen Schalttransistors und der Verbindungsstelle zwischen der genannten Diode und der zu dieser in Reihe liegenden Elektrode des anderen Schalttransistors

■to vorgesehen ist Hierdurch gelingt \.s lediglich, eine Verringerung der Erzeugung von Störungen zu erzielen, da die Vorderflanken und die Rückflanken der jeweils abgegebenen Impulse abgeflacht sind.

Es ist schließlich auch schon eine Verstärkerschaltung mit Transistoren mit wenigstens drei Elektroden bekannt (DE-PS 9 32 435), bei welcher jeweils dem Transistor das Eingangssignal zwischen zweien dieser Elektroden zugeführt wird, der Ausgangskreis zwischen der dritten Elektrode und einer der beiden ersten

so Elektroden angeschlossen ist und welche eine an die dritte Elektrode angeschlossene Speisespannungsquelle enthält Diese bekannte Verstärkerschaltung weist ferner einen für Gleichstrom durchlässigen Stabilisierungszweig zwischen der dritten Elektrode und einer der beiden erstgenannten Elektroden zur Lieferung eines Vorspannungsstromes auf, welcher von der Spannung der dritten Elektrode abhängt Dieser Stabilisierungszweig enthält im wesentlichen einen Rückkopplungswiderstand, der lediglich eine Gegenkopplung hervorruft

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg zu zeigen, wie bei einer Verknüpfungsschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand sowohl eine Abflachung der Flanken der jeweils abgegebenen Signale bzw. Impulse bewirkt wird, so daß Störungen oder ein Nebensprechen durch abgegebene Signale bzw. Impulse auf andere Schaltungen verhindert sind, als auch eine

geringere Schaltverzögerung erzielt wird als bei den bisher bekannten Verknüpfungsschaltungen.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Schaltungsmaßnahmen.

Ober die angestrebten Wirkungen hinaus wird durch den genannten Rückkopplungswiderstand sichergestellt, daß die Ausgangsklemme jeweils ein definiertes Potential führt.

Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung enthält das Eingangs-Verknüpfungsglied einen in Basisschaltung betriebenen Mehrfachemitter-Transistor, dessen Emitter für die Aufnahme von Eingangssignalen dienen und dessen Kollektor mit der Basis eines die Phasenumkehrstufe bildenden Transistors verbunden ist, mit dessen Kollektor bzw. Emitter die Basen der genannten Schalttransistoren verbunden sind. Diese an sich bekannten Schaltungsmaßnahmen (siehe die eingangs genannte Zeitschrift »L'Onde Electrique«) bewirken auch hier die Möglichkeit, die gesamte Verknüpfungsschaltung als integrierte Verknüpfungsschaltung auszuführen, d. h. auf einem monolithischen Kalb!eiter-Chip unterzubringen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert

F i g. 1 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verknüpfungsschaltung;

Fig.2 zeigt eine Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie eines in der Verknüpfungsschaltung gemäß F i g. 1 verwendeten, durch einen Halbleiter-pn-Übergang gebildeten Kondensators.

Die in F i g. 1 dargestellte Verknüpfungsschaltung enthält einen eine Vielzahl von Emittern besitzenden Transistor 10, der auch als Vielfach-Emitter-Transistor 10 bezeichnet wird, einen zu einer Phasenumkehrstufe gehörenden Transistor 18 und im Gegentakt betriebene Transistoren 30 und 32. Der Vielfach-Emitter-Transistor 10 besitzt eine Basis 14, einen Kollektor 16 und vier getrennte Emitter 12a, 12&, 12c und 12c/, deren jeder an einen gesonc*;rten Eingang A, B, C bzw. D der Verknüpfungsschaltung angeschlossen ist Die Basis 14 des Transistors 10 ist über einen Widerstand 20 an eine positive Spannungsklemme + V angeschlossen. Der Kollektor 16 des Transistors 10 ist an die Basis des Transistors 18 angeschlossen. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 18 liegt über .. inen Widerstand 22 an der positiven Spannungsklemme + V und über einen Widerstand 24 an Erde.

Der Kollektor des Transistors 18 ist an die Basis des Transistors 30 angeschlosasn, während der Emitter des Transistors 18 mit der Basis des Transistors 32 verbunden bt Die Transistoren 30 und 32 bilden die Ausgangstransistoren der Verknüpfungsschaltung. Ein Widerstand 34 verbindet den Kollektor des Transistors 30 mit der positiven Spannungsklemme + V, und der Emitter des Transistors 30 ist über eine Diode 36 mit dem Kollektoi des Transistors 32 verbunden. Der Emitter des Transistors 32 ist geerdet. Die Kathode der Diode 36 ist an den Kollektor des Transistors 32 angeschlossen. Ein Widerstand 26 verbindet die Basis und den Kollektor des Transistors 32. Der Kollektor des Transistors 32 ist ferner mit der Ausgangsklemme 40 verbunden. Schließlich liegt ein durch einen pn-Übergang gebildeter Kondensator 28 zwischen dem Emitter des Transistors 18 und dem Emitter des Transistors 30.

Die Wirkungsweise der oben beschriebenen Verknüpfungsschaltung läßt ekh am besten unter Bezugnahme auf charakteristische Spannungswerte für die der Schaltung zugeführten Signale erläutern. Die Spannung an der erwähnten positiven Spannungsklemme + V Hegt vorzugsweise in der Größenordnung von 5,0 Volt, während die den Eingangsklemmen A bis Dzugeführten Verknüpfungssignale einen niedrigen Nennspannungspegel von 0,2 Volt und einen hohen Nennspannungspegel von 3,4 Volt besitzen. Die Basis-Emitter-Spannung Vba die zur Durchsteuerung der Transistoren erforderlieh ist, liegt je Transistor in der Größenordnung von 0,8 Volt Die sich an der Kollektor-Emitter-Strecke der Transistoren jeweils ausbildende Spannung Va liegt bei voll durchgesteuertem, d. h. gesättigtem Transistor in typischer Größenordnung von 0,2 Volt Da die zuvor erwähnten Eingangssignalpegel und Transistorspannungsparameter lediglich charakteristische Werte darstellen, dürfte einzusehen sein, daß die Erfindung auf derartige Werte nicht beschränkt ist
Im folgenden sei zunächst angenommen, daß zumindest ein Verknüpfungssignal der den Eingangsklemmen A bis Ό zugeführten VerknüDfungssignale mit niedrigem Spannungspegel von 0,2 ν alt auftritt Der Transistor 10 führt daraufhin Strom über ziumindest eine seiner Basis-Emitter-Strecken, wodurch an seinem Kollektor eine Spannung von Vo,+ V_1x Volt oder ?twa 0,4 Volt auftritt Dieser Spannungswert liegt weit unter 2 Vbc Voii oder 1,6 Volt, die zur Durchsteuerung der Transistoren 18 und 32 erforderlich sind. Die Spannung am Emitter des Transistors 18 ist dabei nicht positiv genug, um den Transistor 32 durchzusteuern. Der Transistor 32 verbleibt somit im wesentlichen von der Ausgangsklemme 40 abgeschaltet Die Spannung am Kollektor des Transistors 18 nähert sich jedoch der Spannung an der positiven Spannungsklemme + Voder 5 Volt Der Transistor 30 ist damit leitend, wodurch an der Ausgangsklemme 40 ein Spannungswert von + V abzüglich des Wertes Vb- und abzüglich des Wertes des Spannungsabfalls an der Diode 36 oder etwa 3,4 Volt auftritt In diesem Schaltzustand ist der den Kondensator 28 bildende pn-übergang in Sperrichtung vorgespannt; der Kapazitätswert dieses Kondensators liegt in der Nähe von 22 pF. Neben den betrachteten Schaltungselementen liefert die Reihenschaltung der Widerstände 24 und 26 eine schwache positive Vorspannung an der Basis des Transistors 32. Dadurch wird die Schaltungsverzögerungszeit verminder» wenn der Transistor 32 anschließend in den leitenden Zustand übergeführt wird.

Im folgenden sei angenommen, daß sämtliche Verknüpfungssignale an den Eingangsklemmen A bis D ihren hohen Spannungspegel oder -wert von 3,4 Volt annehmen. In diesem Fall fließen Ströme durch die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors 10 und durch die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 18 und 32, wcmii diüse Transistoren leitend sind. Das Kollektorpotential des Transistors 18' sinkt ab, wodurch der Transistor 30 in den nichtleitenden Zustand gelangt, und die Spannung an der Ausgangsklemme 40 ändert sich auf einen zu 0 Volt hin laufenden Wert Der Wert des Kondensators 28 <>nd der überschüssige Basissteuerstrom des Transistors 32 bestimmen die Abfallzeit des Ausgängsimpulses an der Klemme 40. Ohne das Vorhandensein der Diode 36 würde der den Kondensator 28 bildende pn-übergang in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden und damit einen nennenswert hohen Kapazitätsweri annehmen, wenn der Transistor 32 gesättigt ist Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Kondensator 28 nicht im Sperrspannungs-

bereich seiner Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie betrieben würde. Diese würde dazu führen, daß die an der Ausgangsklemme 40 auftretenden Signalflanken nichtlinear wären, wenn von dem 3,4-Volt-Pegel auf den 0,2-Volt-Pegel umgeschaltet würde. Das Vorhandensein der Diode 36 stellt jedoch sicher, daß der den Kondensator 28 bildende pn-übergang hinreichend stark in Sperrichtung vorgespannt ist, wenn der Transistor 32 gesättigt ist, so daß dieser Kondensator 28 in einem eine größere Linearität besitzenden Bereich !seiner Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie verbleibt und Odamit eine nahezu lineare Abfallflanke für den an der iAusgangsklemme 40 auftretenden Ausgangsimpuls ■erzielt ist

Führt eines der Eingangssignale wieder einen {niedrigen Spannungspegel, so wird der Transistor 10 ■!wieder leitend, und der Transistor 18 gelangt in den inichtleitenden Zustand. Das Potential am Kollektor des Transistors 18 steigt dann wieder schnell zu positiven 'Werten hin an, und der Transistor 30 gelangt in den !leitenden Zustand. Der Kondensator 28 verbleibt in iSperrichtung vorgespannt, und die Steilheit des ansteigenden Ausgangsimpulses ist hauptsächlich durch die Werte des Kondensators 28 und des Widerstandes 24 festgelegt Der Transistor 32 wird in den nichts leitenden Zustand übergeführt, sobald der Transistor 18 in den nichtleitenden Zustand gelangt, und der Ausgangsimpuls erfährt einen Übergang von einem 0,2-Volt-Pegel auf einen Pegel von etwa 3,4 Volt. Dieser Übergang in positiver Richtung erfolgt nahezu linear.

Im folgenden sei auf F i g. 2 näher eingegangen, in der eine typische Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie eines den Kondensator 28 bildenden pn-Öbergangs dargestellt Ist Aus F i g. 2 dürfte dabei ersichtlich sein, daß in der Sperr-Vorspannungsrichtung die Kapazitätswertänderungen sehr schwach sind und daß in diesem Bereich eine ziemlich lineare Abhängigkeit zwischen Spannung und Kapazitätswert vorhanden ist Der Einsatz der Diode 36, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, ermöglicht den den Kondensator 28 bildenden pn-übergang in diesem Sperrspannungsbereich zu betreiben. Auf diese Weise werden Anstiegs- und Abfallzeiten erzielt, die wesentlich linearer sind als dies ohne Verwendung der Diode 36 der Fall wäre.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Verknüpfungsschaltung mit einer Phasenumkehrstufe, die von einem Eingangs-Verknüpfungsglied her angesteuert wird und die mit einer Ausgangsstufe verbunden ist, welche zwei mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken in Reihe liegende Schalttransistoren gleichen Leitfähigkeitstyps enthält, die an ihren Basen zueinander gegenphasiige· Signale von Arbeitswiderständen der Phasenumkehrstufe aufzunehmen vermögen, wobei in der Reihenschaltung zwischen den Schalttransistaren eine Diode liegt, die so gepolt ist, daß sie einen Strom in Leitrichtung der Schalttransistoren führt, und wobei zwischen der Diode und dem einen Schalttransistor eine Ausgangsklemme vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch einen Halbleiter-pn-Übergang gebildeter Kondensator (28) zwischen der Basis des einer Schalttransistors (32) und der am Emitter des. anderen Sehalttransistors (30) angeschlossenen Seits der Diode (36) derart liegt, daß die Diode (36) unc der Halbieiter-pn-Übergang (28) mit ihren Durchlaßrichtungen in Reihe liegen, und daß zwischen der Basis des genannten einen Schalttransistors (32) und der anderen Seite der Diode (36) ein Rückkopplungswiderstand (26) liegt, der derart bemessen ist. daß der genannte eine Schalttransistor (32) auf ei neu. unmittelbar unterhalb seines Schaltschwellwertes liegenden Arbeitspunkt vorgespannt ist.

2. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangs-Ver knüpfungsglied (10) einen in Basisschaltung beirie benen Mehrfach-Emitter-Transistor (10) enthält, dessen Emitter (12a, 12f>, 12c, 12a) /Or die Aufnahme von Eingangssignalen dienen und dessen Kollektor mit der Basis eines Phasenumkehrtransistors i(18| verbunden ist, mit dessen Kollektor bzw. Emitter die: Basen der genannten Schalttransistoren (30, 32) verbunden sind.