DE1537155B2

DE1537155B2 - Schnellschaltende verknuepfungsschaltung mit transistoren

Info

Publication number: DE1537155B2
Application number: DE19671537155
Authority: DE
Inventors: Mitio; Kawanami Mitsuru; Aikyo Susumu; Yokohama Tokunaga (Japan)
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1966-12-23
Filing date: 1967-12-20
Publication date: 1972-04-20
Also published as: GB1214489A; DE1537155A1; US3564281A

Description

Die Erfindung betrifft eine schnellschaltende Verknüpfungsschaltung mit Transistoren.

Transistor-Verknüpfungsschaltungen (im folgenden vereinfacht nur als Verknüpfungsschaltungen bezeichnet) werden im allgemeinen in zwei Gruppen unterteilt, nämlich in gesättigte und in ungesättigte Verknüpfungsschaltungen.

Zur ersten Gruppe der gesättigten Verknüpfungsschaltungen gehören die Schaltungen der Widerstands-Transistor-Logik (RTL), der direkt gekoppelten Transistor-Logik (DCTL), der Dioden-Transistor-Logik (DTL), der Transistor-Transistor-Logik (TTL) usw., während zu den ungesättigten Verknüpfungsschaltungen beispielsweise die Schaltungen der Stromart-Logik (CML, auch emittergekoppelte Transistor-Logik ECL genannt) zu zählen sind.

Sowohl die gesättigten als auch die ungesättigten Verknüpfungsschaltungen lassen sich mehr oder weniger stark modifizieren. So ist beispielsweise die lastkompensierte Dioden-Transistor-Logik eine Modifikation des DTL-Typs. Die gesättigten Verknüpfungsschaltungen werden im allgemeinen für Schaltvorgänge benutzt, die von langsam bis schnell reichen. Die ungesättigten Verknüpfungsschaltungen sind hauptsächlich für außerordentlich hohe Schaltgeschwindigkeiten vorgesehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine gesättigte schnellschaltende Verknüpfungsschaltung zu schaffen, deren Teilschaltungen keine unerwünschten Spitzenströme von der sie versorgenden Stromquelle ziehen und je einen Verknüpfungsanschluß aufweisen, der unabhängig vom Ausgang der betreffenden Teilschaltung ist.

Diese Aufgabe wird für eine schnellschaltende Verknüpfungsschaltung gelöst durch einen Mehrkollektortransistor in Emitterschaltung, von dem die Basis mit dem Eingang, ein erster Kollektor sowohl mit der Basis eines Transistors als auch mit einem Verknüpfungsanschluß und ein zweiter Kollektor sowohl mit dem Emitter des Transistors als auch mit dem Ausgang verbunden ist.

Es war zwar bereits eine Pufferschaltung bekannt (vgl. »Electronics«, März 1966, S. 50, Fig. IA), die unter anderem eine Ausgangsschaltung und eine diese ansteuernde Ansteuerschaltung hat, wobei die Ausgangsschaltung zwei in Reihe geschaltete Transistoren aufweist, zu denen ein als Emitterfolger geschalteter, erster Transistor gehört, dessen Kollektor an eine Stromquelle angeschlossen ist, wobei die Ansteuerschaltung einen dritten Transistor hat und wobei der Ausgang der Pufferschaltung an eine den ersten und zweiten Transistor verbindende Leitung angeschlossen ist. Ferner ist die Basis des zweiten Transistors über zwei Widerstände mit der Basis des dritten Transistors verbunden. Dabei werden der erste und zweite Transistor mit Eingangssignalen ge-. speist, die entgegengesetzte Phase aufweisen, so daß die Gefahr eines fehlerhaften Betriebs der Schaltung infolge hier ebenfalls aus der Stromquelle gezogener Stromspitzen durch Zeitverzögerung zwischen diesen Eingangssignalen besteht.

Ein bekanntes ODER-Glied (vgl. französische Patentschrift 1462 845) hat zwei Teilschaltungen, die ähnlich der bekannten Pufferschaltung aufgebaut und keine NICHT-Glieder sind, wobei außerdem der Emitter des dritten Transistors mit einer Diode verbunden und die Basis des zweiten Transistors von der Basis des dritten Transistors getrennt ist.

Schließlich ist eine Treiberschaltung beschrieben worden (vgl. »Proceedings of the IEEE«, Vol. 52, 1964, Dezember, S. 1549, 1550, Fig. 8), die Ahnlichkeiten mit der erwähnten bekannten Pufferschaltung, insbesondere hinsichtlich der Ausgangsschaltung, hat.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der erfmdungsgemäßen Verknüpfungsschaltung, die sich besonders gut zur Herstellung als integrierte Schaltung eignet, besteht darin, daß der zweite Kollektor des Mehrkollektorentransistors durch den Kollektor eines weiteren Transistors ersetzt ist, dessen Basis mit dem Eingang verbunden ist.

Durch diese Ausgestaltung der Erfindung wird erreicht, daß der dritte Transistor (der Ansteuerschaltung) mit seiner Basis und seinem Emitter direkt, d. h. ohne zwischengeschaltete Widerstände, parallel zur Basis und zum Emitter des zweiten Transistors geschaltet ist, indem der zweite und dritte Transistor durch einen einzigen Mehrkollektortransistor ersetzt sind, so daß die Ansteuerschaltung einen zusätzlichen Strompfad von der Stromquelle gewährleistet.

In der dritten Literaturstelle (vgl. F i g. 6) ist wohl für Verknüpfungsschaltungen die Verwendung von Transistoren mit mehreren Emittern angegeben, jedoch sind die Emitter elektrisch abhängig von der

Basis desselben Transistors, während bei der vorstehend genannten Weiterbildung der Erfindung die Kollektoren unabhängig von der Basis des Mehrkollektortransistors sind.

Die Erfindung wird ferner ausgestaltet durch ihre Verwendung in einem ODER-Glied, derart, daß die Verknüpfungsanschlüsse einerseits und die Ausgänge andererseits mehrerer Verknüpfungsschaltungen jeweils parallel geschaltet sind.

Schließlich ist es zweckmäßig, die Verknüpfungsschaltung in einem NAND-Glied derart zu verwenden, daß ihr Eingang an den Ausgang eines Mehremittertransistors angeschlossen ist.

An Hand der Zeichnung wird die Erfindung nachstehend näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild eines bekannten impulsverstärkenden NICHT-Glieds in seiner einfachsten Form,

F i g. 2 das Schaltbild eines weiteren bekannten impulsverstärkenden NICHT-Glieds, das aus dem von F i g. 1 hervorgegangen ist,

F i g. 3 und 4 je ein Diagramm zur Erläuterung .) der Wirkungsweise des NICHT-Glieds der F i g. 2,

F i g. 5 und 6 jeweils das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Verknüpfungsschaltung,

F i g. 7 und 8 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Verknüpfungsschaltungen der F i g. 5 und 6,

Fig. 9 das Schaltbild einer Verknüpfungsschaltung mit mehreren parallelgeschalteten Verknüpfungsschaltungen der Fig. 5,

Fig. 10 eine Kombination erfindungsgemäßer Verknüpfungsschaltungen von Fig. 11b und

Fig. 11a und 11b das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Verknüpfungsschaltung mit der Verknüpfungsschaltung in Fig. 5.

In Fig. 1, die ein bekanntes NICHT-Glied in seiner einfachsten Form zeigt, ist mit 1 eine Eingangsklemme bezeichnet, die mit der Basis eines npn-Transistors 4 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 4 ist über einen Widerstand 5 mittels ) einer Klemme 2 an eine Spannungsquelle +E angeschlossen. Mit 3 ist eine Ausgangsklemme bezeichnet. Der Transistor 4 wird bekanntlich durch eine der Eingangsklem'me 1 zugeführte Spannung in Abhängigkeit von dieser Spannung in seinen leitenden oder nichtleitenden Zustand versetzt. Im leitenden Zustand des npn-Transistors 4 ist die Ausgangsklemme 3 über einen sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Sättigungswiderstand geerdet. Dagegen verschlechtert im Sperrzustand des Transistors 4 jede geringfügige kapazitive Belastung die Impulsform des Ausgangssignals, weil die Speisespannung +E an der Ausgangsklemme 3 über den Widerstand 5 erscheint, der einen verhältnismäßig hohen Widerstandswert hat.

Darüber hinaus ergeben sich mit zunehmender Schaltgeschwindigkeit des NICHT-Glieds nennenswerte Schwierigkeiten sogar dann, wenn die kapazitive Belastung in der Größenordnung einiger pF liegt. Eine vollkommene Beseitigung einer derartigen kapazitiven Belastung ist im Hinblick auf die Grenzschichtkapazität des Transistors 4 und die Streukapazität der mit der Klemme 3 verbundenen Übertragungsleitung unmöglich. Man hat deshalb im allgemeinen bisher versucht, den Widerstandswert des Widerstandes 5 zu verringern, um die Ausgangsimpedanz der Ausgangsklemme 3 herabzusetzen. Diese Maßnahme ist aber dadurch beschränkt, daß der Leistungsverbrauch des NICHT-Glieds größer wird und damit eine bestimmte Grenze für die Verminderung des Widerstandes 5 besteht.

Eine weitere, allgemein bekannte Maßnahme zur Vermeidung des geschilderten Nachteiles soll an Hand der F i g. 2 beschrieben werden, die ein weiteres impulsverstärkendes NICHT-Glied zeigt. Dieses

ίο NICHT-Glied enthält eine mit der Basis eines npn-Transistors 6 verbundene Eingangsklemme 1, eine Klemme 2 zum Anschluß einer Kollektor-Speisespannung +£, eine Ausgangsklemme 3, npn-Transistoren 7 und 8, eine Diode 9 und Widerstände 10, 11 und 12 mit bestimmten Funktionen. Man erkennt, daß in F i g. 2 der Kollektorwiderstand 5 der F i g. 1 durch den Transistor 8 eines Emitterfolgers sowie den Basiswiderstand 11 für den Transistor 8 ersetzt ist. Der Widerstand 12 dient als Schutzwiderstand.

Der Transistor 7 arbeitet nun so, daß die Ladung, die in der oben beschriebenen kapazitiven Last auf einem Spannungspegel von »1« gespeichert ist, schnell ausgeglichen wird. Das NICHT-Glied der Fig. 2 wird hauptsächlich als letzte Stufe einer schnellschaltenden DTL-Schaltung oder einer schnellschaltenden TTL-Schaltung benutzt und gewöhnlich als Totem-Schaltung bezeichnet.

Im folgenden wird die Arbeitsweise des NICHT-Glieds der Fig. 2 beschrieben. Dabei sei vorausgesetzt, daß mit F₁ die jeweilige Eingangsspannung ■ an der Klemme 1, mit F₃ die von der Klemme 3 abgeleitete Ausgangsspannung und mit F₆ die Kollektorspannung des Transistors 6 bezeichnet ist. Die charakteristischen Betriebszustände des NICHT-Glieds der F i g. 2 sind in den F i g. 3 und 4 in vier Bereiche a, b, c und d unterteilt, wobei die Knickpunkte der Spannungen F₃ und F₆ in bezug auf die Spannung F₁ als Grenzen zwischen den einzelnen Bereichen genommen sind. Im Bereich α befinden sich die Transistoren 6 und 7 in ihrem Sperrzustand, während der Transistor 8 leitend bzw. gesättigt ist; im Bereich b sind die Transistoren 6 und 8 in ihrem leitenden Zustand, während der Transistor 7 noch in seinem Sperrzustand verbleibt; im Bereich c befinden sich sämtliche Transistoren 6, 7 und 8 in ihrem leitenden Zustand (bzw. befinden sich die Transistoren 7 und 8 in ihrem Sättigungszustand, während der Transistor 6 leitend bleibt); im Bereich d schließlich liegen die Transistoren 6 und 7 in ihrem Sättigungszustand, während der Transistor 8 gesperrt ist.

Innerhalb des Bereiches α hat die an der Ausgangsklemme 3 erscheinende Spannung F₃ einen Wert E', der um die Summe der Schwellenspannung der Diode 9 in Vorwärtsrichtung und der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 8 niedriger als E ist. Innerhalb des Bereiches b wird der Transistor 6 in seinen leitenden Zustand gebracht, so daß der Kollektorstrom zu fließen beginnt. Als Ergebnis stellt sich ein Spannungsabfall am Kollektorwiderstand 11 des Transistors 6 ein. Dieser Abfall der Kollektorspannung F₆ führt zu einer Verringerung der Ausgangsspannung F₃ an der Ausgangsklemme 3, wobei die Ausgangsspannung F₃ sich in Abhängigkeit vom Verlauf der Kollektorspannung F₆ des Transistors 6 ändert. Es fließt jedoch kein Kollektorstrom durch den Transistor 8, da der Transistor 7 noch in seinem gesperrten Zustand verharrt.
Im Bereich c gelangt der Transistor 7 in seinen

leitenden Zustand, so daß ein Leitungsweg für den Emitterstrom des Transistors 8 vorliegt. Deshalb beginnt ein Strom durch die Transistoren 7 und 8 zu fließen, bis schließlich ein sogenannter Spitzenstrom erreicht ist, der durch den Schutzwiderstand 12 begrenzt ist und angenähert durch die Beziehung EIR_V2 (R₁₂ ist der Widerstand des Schutzwiderstandes 12) gegeben ist. Beim Übergang zum Bereich d werden die Transistoren 6 und 7 in ihren Sättigungszustand versetzt und die Diode 9 sowie der Transistor 8 rasch gesperrt, so daß der durch das NICHT-Glied fließende Strom plötzlich abnimmt, um in seinen stationären Zustand im Bereich d zu gelangen. Man erkennt also, daß der über die Klemme 2 der Kollektor-Speisespannung +E fließende Strom sich in bezug auf die Eingangsspannung F₁ in einer Weise ändert, wie sie in F i g. 4 dargestellt ist. Dies bedeutet, daß das große Ausgangssignale liefernde NICHT-Glied der F i g. 2 mit zwei Nachteilen behaftet ist, nämlich einer unerwünschten Abnahme der Rauschgrenze auf Grund des Abfalls der Ausgangsspannung F₃ im Bereich b und dem Auftreten des Spitzenstromes im Bereich c.

Der Spitzenstrom kann beseitigt werden, indem man eine Vielzahl von Dioden 9 in Reihe schaltet oder den Widerstandswert des Widerstandes 11 vergrößert, um einen so steilen Abfall der Spannungen F₃ und V₆ im Bereich b zu erhalten, daß die an der Klemme 3 erscheinende Spannung E' zu Beginn des Bereiches c verkleinert ist. Eine solche Maßnahme ist jedoch für ein NICHT-Glied unerwünscht, das mit einer hohen Schaltgeschwindigkeit arbeiten und große Ausgangssignale liefern soll. Die Diode 9 dient als pegelschiebendes Element, das eingeschaltet ist, um den Sperrzustand des Transistors 8 positiv zu beeinflussen. Es kann jedoch an Stelle der Diode 9 jedes andere Pegelschiebeelement verwendet werden. Ein solches Pegelschiebelement wird die gleiche Funktion haben, wenn es am Ort der Diode 9 oder im Emitterkreis des Transistors 8 angeordnet ist. Es sei bemerkt, daß ein solches Pegelschiebelement für die Erfindung nicht von Bedeutung ist.

Ein wesentlicher Fortschritt der Erfindung besteht darin, daß sowohl der unerwünschte Spitzenstrom als auch die Verschlechterung der Rauschgrenze eines NICHT-Glieds von der Art nach Fig. 2 vermieden werden können und außerdem ein Verknüpfungsanschluß vorgesehen ist, so daß durch die Erfindung eine über ein bloßes NICHT-Glied hinausgehende Verknüpfungsschaltung geschaffen wird. Zwei Ausführungsbeispiele einer F i g. 2 entsprechenden erfindungsgemäßen Verknüpfungsschaltung mit großen Ausgangssignalen sind in den F i g. 5 und 6 dargestellt, wobei der F i g. 2 entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeicheii wie in F i g. 2 versehen sind. Darüber hinaus sind in den F i g. 5 und 6 mit 13 und 19 weitere Transistoren und mit 16 ein Verknüpfungsanschluß bezeichnet. In F i g. 5 sind die Transistoren 7 und 13 von F i g. 6 durch den Transistor 19 mit zwei Kollektoren 20 und 21 ersetzt.

Die Verbesserung, welche die Ausführungsform der F i g. 6 (und ähnlich von F i g. 5) hinsichtlich des Spitzenstroms und der Rauschgrenze bewirkt, soll zunächst an Hand der F i g. 7 und 8 beschrieben werden. Dabei gibt die F i g. 7 an, wie das Anlegen einer positiven Eingangsspannung V₁ an der Klemme 1 eine entsprechende Änderung der Kollektorspannung V₆ des Transistors 13 und der Ausgangsspannung F₃ an der Klemme 3 verursacht. Der entsprechende Spannungsverlauf erklärt sich daraus, daß der Transistor 13 in ähnlicher Weise wie der Transistor 6 in F i g. 2 wirkt, und zwar so, daß der Transistor 13 in den Bereichen α und b gesperrt ist und sich im Bereich c in seinem leitenden Zustand und im Bereich d in seinem Sättigungszustand befindet.

In dem Bereich c, in dem ein Spitzenstrom zu erwarten ist, wird der Transistor 7 so gesteuert, daß ein

ίο Strom fließen kann. Gleichzeitig wird der Transistor 13 leitend und ermöglicht einen Stromfluß durch eine Schleife, die den Widerstand 11 enthält. Dementsprechend kann durch die Anwesenheit des Transistors 13 ein größerer Strom durch den Widerstand 11 fließen als für den Fall, daß der Transistor 13 nicht vorhanden wäre. Die Folge ist eine weitere Potentialverminderung an der Basis des Transistors 8 in einem solchen Ausmaß, daß sowohl der Transistor 7 als auch der Transistor 8 gleichzeitig in ihren Sättigungszustand gelangen. Auf diese Weise wird das Fließen eines unerwünschten Spitzenstromes verhindert. Genauer gesagt, ist der durch den Transistor 13 fließende Spitzenstrom durch den Kollektorwiderstand 11 auf einen Wert beschränkt, der angenähert durch die Beziehung AEIR₁₁ gegeben ist, wobei AE ein Maß der Änderung der Kollektorspannung F₆ des Transistors 13 im Bereich c und JR₁₁ der Widerstandswert des Kollektorwiderstandes 11 ist. Der durch die Klemme 2 für die Speisespannung +E fließende Strom I₂ ändert sich demnach in bezug auf die Eingangsspannung F₁ gemäß der in F i g. 8 dargestellten Weise. Man erkennt daraus, daß ein unerwünschter Spitzenstrom im wesentlichen beseitigt werden kann.

Zusammenfassend kann festgestellt werden: Die Transistoren 13 und 19 der Verknüpfungsschaltungen nach den Fig. 5 und 6 können im Bereich c von F i g. 7 gleichzeitig gesperrt, leitend und ausgesteuert sein. Der Transistor 8 befindet sich nur dann in seinem leitenden Zustand oder Sättigungszustand, wenn die Transistoren 13 und 19 gesperrt sind, während im leitenden Zustand oder Sättigungszustand der Transistoren 13 und 19 der Transistor 8 gesperrt bleibt, falls seine Basisspannung in bezug auf seine Emitterspannung nicht die Emitter-Basis-Schwellenspannung übersteigt. Auf diese Weise errichten die Transistoren 8 und 7 einen Leitungsweg für den Spitzenstrom, so daß dieser nicht auftreten kann.
Der bereits erwähnte Verknüpfungsanschluß 16 von F i g. 5 und 6 erfüllt eine Verknüpfungsfunktion zum Aufbau einer übergeordneten Verknüpfungsschaltung, insbesondere eines ODER-Glieds. Ein solches ODER-Glied wird nun an Hand der F i g. 9 beschrieben.

Das ODER-Glied der F i g. 9 umfaßt eine Parallelschaltung von Verknüpfungsschaltungen 30 und 31, von denen jede der Verknüpfungsschaltung der F i g. 5 gleicht. Die Verknüpfungsanschlüsse der Verknüpfungsschaltungen 30 und 31 sind durch eine Verbindungsleitung 32 zusammengeschaltet, um die ODER-Verknüpfung zu erzielen. Falls beide Ausgangsklemmen 33 und 34 sich entweder auf einem niedrigen Pegel bzw. einem als logischen Wert »0« angenommenen Pegel der Kollektorsättigungsspannung oder auf einem hohen Pegel bzw. einem als logischen Wert »1« angenommenen Pegel der Speisespannung +E befinden, haben die Verknüpfungsanschlüsse das gleiche Potential, so daß die da-

Claims

Patentansprüche:

1. Schnellschaltende Verknüpfungsschaltung mit Transistoren, gekennzeichnet durch einen Mehrkollektortransistor (19) in Emitterschaltung, von dem die Basis mit dem Eingang (1), ein erster Kollektor (20) sowohl mit der Basis eines Transistors (8) als auch mit einem Verknüpfungsanschluß (16) und ein zweiter Kollektor (21) sowohl mit dem Emitter des Transistors (8) als auch mit dem Ausgang (3) verbunden ist (F i g. 5).

2. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kollektor (21) des Mehrkollektorentransistors (19) durch den Kollektor eines weiteren Transistors (7) ersetzt ist, dessen Basis mit dem Eingang (1) verbunden ist (F i g. 6).

3. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einem ODER-Glied, derart, daß die Verknüpfungsanschlüsse (32) einerseits und die Ausgänge (33, 34) andererseits mehrerer Verknüpfungsschaltungen jeweils parallel geschaltet sind (Fig. 9).

4. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einem NAND-Glied, derart, daß ihr Eingang an den Ausgang eines Mehremitter (38)-Transistors (35) angeschlossen ist (Fig. lla).

5. Verknüpfungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ihre Ausführung in integrierter Schaltungstechnik.