DE1537155C - Schnellschaltende Verknupfungsschal tung mit Transistoren - Google Patents
Schnellschaltende Verknupfungsschal tung mit TransistorenInfo
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Description
3 4
Basis desselben Transistors, während bei der vor- impedanz der Ausgangsklemme 3 herabzusetzen,
stehend genannten Weiterbildung der Erfindung die Diese Maßnahme ist aber dadurch beschränkt, daß
Kollektoren unabhängig von der Basis des Mehr- der Leistungsverbrauch des NICHT-Glieds größer
kollektortransistors sind. wird und damit eine bestimmte Grenze für die Ver-
Die Erfindung wird ferner ausgestaltet durch ihre 5 minderung des Widerstandes 5 besteht.
Verwendung in einem ODER-Glied, derart, daß Eine weitere, allgemein bekannte Maßnahme zur
die Verknüpfungsanschlüsse einerseits und die Aus- Vermeidung des geschilderten Nachteiles soll an
gänge andererseits mehrerer Verknüpfungsschaltun- Hand der F i g. 2 beschrieben werden, die ein wei-
gen jeweils parallel geschaltet sind. teres impulsverstärkendes NICHT-Glied zeigt. Dieses
Schließlich ist es zweckmäßig, die Verknüpfungs- io NICHT-Glied enthält eine mit der Basis eines npnschaltung
in einem NAND-Glied derart zu verwen- Transistors 6 verbundene Eingangsklemme 1, eine
den, daß ihr Eingang an den Ausgang eines Mehr- Klemme 2 zum Anschluß einer Kollektor-Speiseemittertransistors
angeschlossen ist. spannung +E, eine Ausgangsklemme 3, npn-Tran-
An Hand der Zeichnung wird die Erfindung nach- sistoren 7 und 8, eine Diode 9 und Widerstände 10,
stehend näher erläutert. Es zeigt 15 11 und 12 mit bestimmten Funktionen. Man erkennt,
F i g. 1 das Schaltbild eines bekannten impuls- daß in F i g. 2 der Kollektorwiderstand 5 der F i g. 1
verstärkenden NICHT-Glieds in seiner einfachsten durch den Transistor 8 eines Emitterfolgers sowie
Form, den Basiswiderstand 11 für den Transistor 8 ersetzt
Fig. 2 das Schaltbild eines weiteren bekannten ist. Der Widerstand 12 dient als Schutzwiderstand,
impulsverstärkenden NICHT-Glieds, das aus dem 20 Der Transistor? arbeitet nun so, daß die Ladung,
von F i g. 1 hervorgegangen ist, die in der oben beschriebenen kapazitiven Last auf
Fig. 3 und 4 je ein Diagramm zur Erläuterung einem Spannungspegel von »1« gespeichert ist,
der Wirkungsweise des NICHT-Glieds der F i g. 2, schnell ausgeglichen wird. Das NICHT-Glied der
F i g. 5 und 6 jeweils das Schaltbild eines Aus- F i g. 2 wird hauptsächlich als letzte Stufe einer
führungsbeispiels der erfindungsgemäßen Verknüp- 25 schnellschaltenden DTL-Schaltung oder einer schnell-
fungsschaltung, schaltenden TTL-Schaltung benutzt und gewöhnlich
F i g. 7 und 8 ein Diagramm zur Erläuterung der als Totem-Schaltung bezeichnet.
Wirkungsweise der Verknüpfungsschaltungen der Im folgenden wird die Arbeitsweise des NICHT-
F i g. 5 und 6, Glieds der F i g. 2 beschrieben. Dabei sei voraus-
F i g. 9 das Schaltbild einer Verknüpfungsschal- 30 gesetzt, daß mit F1 die jeweilige Eingangsspannung
tung mit mehreren parallelgeschalteten Verknüp- ■ an der Klemme 1, mit F3 die von der Klemme 3 ab-
fungsschaltungen der Fig. 5, geleitete Ausgangsspannung und mit V6 die KoI-
F i g. 10 eine Kombination erfindungsgemäßer Ver- lektorspannung des Transistors 6 bezeichnet ist. Die
knüpfungsschaltungen von Fig. 11b und charakteristischen Betriebszustände des NICHT-
Fig. 11a und 11b das Schaltbild eines weiteren 35 Glieds der Fig. 2 sind in den Fig. 3 und 4 in vier
Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Ver- Bereiche a, b, c und d unterteilt, wobei die Knick-
knüpfungsschaltung mit der Verknüpfungsschaltung punkte der Spannungen F3 und F6 in bezug auf die
in Fig. 5. Spannung F1 als Grenzen zwischen den einzelnen
In Fig. 1, die ein bekanntes NICHT-Glied in Bereichen genommen sind. Im Bereich α befinden
seiner einfachsten Form zeigt, ist mit 1 eine Ein- 40 sich die Transistoren 6 und 7 in ihrem Sperrzustand,
gangsklemme bezeichnet, die mit der Basis eines während der Transistor 8 leitend bzw. gesättigt ist;
npn-Transistors 4 verbunden ist. Der Kollektor des im Bereich b sind die Transistoren 6 und 8 in ihrem
Transistors 4 ist über einen Widerstand 5 mittels leitenden Zustand, während der Transistor 7 noch in
einer Klemme 2 an eine Sparinungsquelle +E ange- seinem Sperrzustand verbleibt; im Bereich c befinden
schlossen. Mit 3 ist eine Ausgangsklemme bezeich- 45 sich sämtliche Transistoren 6, 7 und 8 in ihrem leinet.
Der Transistor 4 wird bekanntlich durch eine der tenden Zustand (bzw. befinden sich die Transisto-Eingangsklem'me
1 zugeführte Spannung in Abhän- ren 7 und 8 in ihrem Sättigungszustand, während der
gigkeit von dieser Spannung in seinen leitenden oder Transistor 6 leitend bleibt); im Bereich d schließlich
nichtleitenden Zustand versetzt. Im leitenden Zustand liegen die Transistoren 6 und 7 in ihrem Sättigungsdes
npn-Transistors 4 ist die Ausgangsklemme 3 über 50 zustand, während der Transistor 8 gesperrt ist.
einen sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Sättigungs- Innerhalb des Bereiches α hat die an der Ausgangswiderstand geerdet. Dagegen verschlechtert im Sperr- klemme 3 erscheinende Spannung F3 einen Wert E', zustand des Transistors 4 jede geringfügige kapazi- der um die Summe der Schwellenspannung der tive Belastung die Impulsform des Ausgangssignals, Diode 9 in Vorwärtsrichtung und der Basis-Emitterweil die Speisespannung +E an der Ausgangs- 55 Schwellenspannung des Transistors 8 niedriger als E klemme 3 über den Widerstand 5 erscheint, der einen ist. Innerhalb des Bereiches b wird der Transistor 6 verhältnismäßig hohen Widerstandswert hat. in seinen leitenden Zustand gebracht, so daß der
einen sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Sättigungs- Innerhalb des Bereiches α hat die an der Ausgangswiderstand geerdet. Dagegen verschlechtert im Sperr- klemme 3 erscheinende Spannung F3 einen Wert E', zustand des Transistors 4 jede geringfügige kapazi- der um die Summe der Schwellenspannung der tive Belastung die Impulsform des Ausgangssignals, Diode 9 in Vorwärtsrichtung und der Basis-Emitterweil die Speisespannung +E an der Ausgangs- 55 Schwellenspannung des Transistors 8 niedriger als E klemme 3 über den Widerstand 5 erscheint, der einen ist. Innerhalb des Bereiches b wird der Transistor 6 verhältnismäßig hohen Widerstandswert hat. in seinen leitenden Zustand gebracht, so daß der
Darüber hinaus ergeben sich mit zunehmender Kollektorstrom zu fließen beginnt. Als Ergebnis stellt
Schaltgeschwindigkeit des NICHT-Glieds nennens- sich ein Spannungsabfall am Kollektorwiderstand 11
werte Schwierigkeiten sogar dann, wenn die kapazi- 60 des Transistors 6 ein. Dieser Abfall der Kollektortive
Belastung in der Größenordnung einiger pF spannung F6 führt zu einer Verringerung der Ausliegt.
Eine vollkommene Beseitigung einer derartigen gangsspannung F3 an der Ausgangsklemme 3, wobei
kapazitiven Belastung ist im Hinblick auf die Grenz- die Ausgangsspannung F3 sich in Abhängigkeit vom
Schichtkapazität des Transistors 4 und die Streu- Verlauf der Kollektorspannung F6 des Transistors 6
kapazität der mit der Klemme 3 verbundenen Über- 65 ändert. Es fließt jedoch kein Kollektorstrom durch
tragungsleitung unmöglich. Man hat deshalb im all- den Transistor 8, da der Transistor 7 noch in seinem
gemeinen bisher versucht, den Widerstandswert des gesperrten Zustand verharrt.
Widerstandes 5 zu verringern, um die Ausgangs- Im Bereich c gelangt der Transistor 7 in seinen
Widerstandes 5 zu verringern, um die Ausgangs- Im Bereich c gelangt der Transistor 7 in seinen
leitenden Zustand, so daß ein Leitungsweg für den Emitterstrom des Transistors 8 vorliegt. Deshalb beginnt
ein Strom durch die Transistoren 7 und 8 zu fließen, bis schließlich ein sogenannter Spitzenstrom
erreicht ist, der durch den Schutzwiderstand 12 begrenzt ist und angenähert durch die Beziehung EIR12
(Rn ist der Widerstand des Schutzwiderstandes 12) gegeben ist. Beim Übergang zum Bereich d werden
die Transistoren 6 und 7 in ihren Sättigungszustand versetzt und die Diode 9 sowie der Transistor 8 rasch
gesperrt, so daß der durch das NICHT-Glied fließende Strom plötzlich abnimmt, um in seinen stationären
Zustand im Bereich d zu gelangen. Man erkennt also, daß der über die Klemme 2 der Kollektor-Speisespannung
+E fließende Strom sich in bezug auf die Eingangsspannung F1 in einer Weise ändert,
wie sie in F i g. 4 dargestellt ist. Dies bedeutet, daß das große Ausgangssignale liefernde NICHT-Glied
der F i g. 2 mit zwei Nachteilen behaftet ist, nämlich einer unerwünschten Abnahme der Rauschgrenze auf
Grund des Abfalls der Ausgangsspannung F3 im Bereich b und dem Auftreten des Spitzenstromes im
Bereich c.
Der Spitzenstrom kann beseitigt werden, indem man eine Vielzahl von Dioden 9 in Reihe schaltet
oder den Widerstandswert des Widerstandes 11 vergrößert, um einen so steilen Abfall der Spannungen
F3 und F6 im Bereich b zu erhalten, daß die an der
Klemme 3 erscheinende Spannung E' zu Beginn des Bereiches c verkleinert ist. Eine solche Maßnahme
ist jedoch für ein NICHT-Glied unerwünscht, das mit einer hohen Schallgeschwindigkeit arbeiten und
große Ausgangssignale liefern soll. Die Diode 9 dient als pegelschiebendes Element, das eingeschaltet ist,
um den Sperrzustand des Transistors 8 positiv zu beeinflussen. Es kann jedoch an Stelle der Diode 9
jedes andere Pegelschiebeelement verwendet werden. Ein solches Pegelschiebelement wird die gleiche
Funktion haben, wenn es am Ort der Diode 9 oder im Emitterkreis des Transistors 8 angeordnet ist. Es
sei bemerkt, daß ein solches Pegelschiebelement für die Erfindung nicht von Bedeutung ist.
Ein wesentlicher Fortschritt der Erfindung besteht darin, daß sowohl der unerwünschte Spitzenstrom
als auch die Verschlechterung der Rauschgrenze eines NICHT-Glieds von der Art nach Fig. 2
vermieden werden können und außerdem ein Verknüpfungsanschluß vorgesehen ist, so daß durch die
Erfindung eine über ein bloßes NICHT-Glied hinausgehende Verknüpfungsschaltung geschaffen wird.
Zwei Ausführungsbeispiele einer F i g. 2 entsprechenden erfindungsgemäßen Verknüpfungsschaltung mit
großen Ausgangssignalen sind in den F i g. 5 und 6 dargestellt, wobei der F i g. 2 entsprechende Teile mit
den gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 2 versehen sind. Darüber hinaus sind in den F i g. 5 und 6 mit
13 und 19 weitere Transistoren und mit 16 ein Verknüpfungsanschluß bezeichnet. In F i g. 5 sind die
Transistoren 7 und 13 von F i g. 6 durch den Transistor 19 mit zwei Kollektoren 20 und 21 ersetzt.
Die Verbesserung, welche die Ausführungsform der F i g. 6 (und ähnlich von F i g. 5) hinsichtlich
des Spitzenstroms und der Rauschgrenze bewirkt, soll zunächst an Hand der F i g. 7 und 8 beschrieben werden.
Dabei gibt die F i g. 7 an, wie das Anlegen einer positiven Eingangsspannung F1 an der Klemme 1
eine entsprechende Änderung der Kollektorspannung F6 des Transistors 13 und der Ausgangsspannung
F3 an der Klemme 3 verursacht. Der entsprechende Spannungsverlauf erklärt sich daraus, daß
der Transistor 13 in ähnlicher Weise wie der Transistor 6 in F i g. 2 wirkt, und zwar so, daß der Transistor
13 in den Bereichen α und b gesperrt ist und sich im Bereich c in seinem leitenden Zustand und
im Bereich d in seinem Sättigungszustand befindet.
In dem Bereich c, in dem ein Spitzenstrom zu erwarten ist, wird der Transistor 7 so gesteuert, daß ein
ίο Strom fließen kann. Gleichzeitig wird der Transistor
13 leitend und ermöglicht einen Stromfluß durch eine Schleife, die den Widerstand 11 enthält. Dementsprechend
kann durch die Anwesenheit des Transistors 13 ein größerer Strom durch den Widerstand
11 fließen als für den Fall, daß der Transistor 13 nicht vorhanden wäre. Die Folge ist eine weitere
Potentialverminderung an der Basis des Transistors 8 in einem solchen Ausmaß, daß sowohl der Transistor
7 als auch der Transistor 8 gleichzeitig in ihren
so Sättigungszustand gelangen. Auf diese Weise wird
das Fließen eines unerwünschten Spitzenstromes verhindert. Genauer gesagt, ist der durch den Transistor
13 fließende Spitzenstrom durch den Kollektorwiderstand 11 auf einen Wert beschränkt, der angenähert
durch die Beziehung AEIR11 gegeben ist, wobei JE
ein Maß der Änderung der Kollektorspannung F6 des Transistors 13 im Bereich c und R11 der Widerstandswert
des Kollektorwiderstandes 11 ist. Der durch die Klemme 2 für die Speisespannung +E
fließende Strom I2 ändert sich demnach in bezug auf
die Eingangsspannung V1 gemäß der in F i g. 8 dargestellten
Weise. Man erkennt daraus, daß ein unerwünschter Spitzenstrom im wesentlichen beseitigt
werden kann.
Zusammenfassend kann festgestellt werden: Die Transistoren 13 und 19 der Verknüpfungsschaltungen
nach den Fig. 5 und 6 können im Bereich c von F i g. 7 gleichzeitig gesperrt, leitend und ausgesteuert
sein. Der Transistor 8 befindet sich nur dann in seinem leitenden Zustand oder Sättigungszustand, wenn
die Transistoren 13 und 19 gesperrt sind, während im leitenden Zustand oder Sättigungszustand der
Transistoren 13 und 19 der Transistor 8 gesperrt bleibt, falls seine Basisspannung in bezug auf seine
Emitterspannung nicht die Emitter-Basis-Schwellenspannung übersteigt. Auf diese Weise errichten die
Transistoren 8 und 7 einen Leitungsweg für den Spitzenstrom, so daß dieser nicht auftreten kann.
Der bereits erwähnte Verknüpfungsanschluß 16 von F i g. 5 und 6 erfüllt eine Verknüpfungsfunktion zum Aufbau einer übergeordneten Verknüpfungsschaltung, insbesondere eines ODER-Glieds. Ein solches ODER-Glied wird nun an Hand der F i g. 9 beschrieben.
Der bereits erwähnte Verknüpfungsanschluß 16 von F i g. 5 und 6 erfüllt eine Verknüpfungsfunktion zum Aufbau einer übergeordneten Verknüpfungsschaltung, insbesondere eines ODER-Glieds. Ein solches ODER-Glied wird nun an Hand der F i g. 9 beschrieben.
Das ODER-Glied der Fig. 9 umfaßt eine Parallelschaltung von Verknüpfungsschaltungen 30 und
31, von denen jede der Verknüpfungsschaltung der F i g. 5 gleicht. Die Verknüpfungsanschlüsse der Verknüpfungsschaltungen
30 und 31 sind durch eine Verbindungsleitung 32 zusammengeschaltet, um die ODER-Verknüpfung zu erzielen. Falls beide Ausgangsklemmen
33 und 34 sich entweder auf einem niedrigen Pegel bzw. einem als logischen Wert »0«
angenommenen Pegel der Kollektorsättigungsspannung oder auf einem hohen Pegel bzw. einem als
logischen Wert »1« angenommenen Pegel der Speisespannung +E befinden, haben die Verknüpfungsanschlüsse das gleiche Potential, so daß die da-
Claims (5)
1. Schnellschaltende Verknüpfungsschaltung ten Spitzenströme von der sie versorgenden Strommit
Transistoren, gekennzeichnet durch 5 quelle ziehen und je einen. Verknüpfungsanschluß
einen Mehrkollektortransistor (19) in Emitter- aufweisen, der unabhängig vom Ausgang der beschaltung,
von dem die Basis mit dem Eingang treffenden Teilschaltung ist.
(1), ein erster Kollektor (20) sowohl mit der Diese Aufgabe: wird für eine schnellschaltende
Basis eines Transistors (8) als auch mit einem Verknüpfungsschaltung gelöst durch einen Mehr-Verknüpfungsanschluß
(16) und ein·zweiter KoI- io kollektortransistor in Emitterschaltung, von dem die
lektor (21) sowohl mit dem Emitter des Tran- Basis mit dem Eingang, ein erster Kollektor sowohl
sistors (8) als auch mit dem Ausgang (3) verbun- -mit der Basis eines Transistors als auch mit einem
den ist (Fig. 5). Verknüpfungsanschluß und ein zweiter Kollektor so-
2. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, wohl mit dem Emitter des Transistors als auch mit
dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kollek- 15 dem Ausgang verbunden ist. .
tor (21) des Mehrkollektorentransistors (19) . Es war zwar bereits eine Pufferschaltung bekannt
durch den Kollektor eines weiteren Transistors (vgl. »Electronics«, März 1966, S. 50, Fig. IA), die
(7) ersetzt ist, dessen Basis mit dem Eingang (1) unter anderem eine Ausgangsschaltung und. eine
verbunden ist (F i g. 6). diese ansteuernde Ansteuerschaltung hat, wobei die
3. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 so ,Ausgangsschaltung zwei in Reihe geschaltete Tranoder
2, gekennzeichnet durch ihre Verwendung sistoren aufweist, zu denen ein als Emitterfolger ge-
in einem ODER-Glied, derart, daß die Verknüp- schalteter, erster Transistor gehört, dessen Kollektor (>fungsanschlüsse
(32) einerseits und die Ausgänge an eine Stromquelle angeschlossen ist, wobei die An- ^ '
(33, 34) andererseits mehrerer Verknüpfungs- steuerschaltung einen dritten Transistor hat und wo-
schaltungen jeweils parallel geschaltet sind 25 bei der Ausgang der Pufferschaltung an eine den
(F i g. 9). . ersten und zweiten Transistor verbindende Leitung
4. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1 angeschlossen ist. Ferner ist die Basis des zweiten
oder 2, gekennzeichnet durch ihre Verwendung Transistors über zwei Widerstände mit der Basis des
in einem NAND-Glied, derart, daß ihr Eingang dritten Transistors verbunden. Dabei werden der
an den Ausgang eines Mehremitter (38)-Tran- 30 erste und zweite Transistor mit Eingangssignalen gesistors(35)
angeschlossen ist (Fig. lla). speist, die entgegengesetzte Phase aufweisen, so daß
5. Verknüpfungsschaltung nach einem der vor- die Gefahr eines fehlerhaften Betriebs der Schaltung
hergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch infolge hier ebenfalls aus der Stromquelle gezogener
ihre Ausführung in integrierter Schaltungs- Stromspitzen durch Zeitverzögerung zwischen diesen
technik. 35 Eingangssignalen besteht.
Ein bekanntes ODER-Glied (vgl. französische Patentschrift 1 462 845) hat zwei Teilschaltungen,
die ähnlich der bekannten Pufferschaltung aufgebaut
und keine NICHT-Glieder sind, wobei außerdem der
40· Emitter des dritten Transistors mit einer Diode verbunden und die Basis des .zweiten Transistors von
der Basis des dritten Transistors getrennt ist.
Die Erfindung betrifft eine schnellschaltende Ver- Schließlich ist eine Treiberschaltung beschrieben
knüpfungsschaltung mit Transistoren. worden (vgl. »Proceedings of the IEEE«, Vol. 52,
Transistor-Verknüpfungsschaltungen (im folgen- 45 1964, Dezember, S. 1549, 1550, Fig. 8), die Ahnden
vereinfacht nur als Verknüpfungsschaltungen lichkeiten mit der erwähnten bekannten Pufferschalbezeichnet)
werden im allgemeinen in zwei Gruppen tung, insbesondere hinsichtlich der Ausgangsschalunterteilt,
nämlich in gesättigte und in ungesättigte tung, hat. .
Verknüpfungsschaltungen. Eine vorteilhafte Weiterbildung der erfindungs-
Zur ersten Gruppe der gesättigten Verknüpfungs- 50 gemäßen Verknüpfungsschaltung, die sich besonders
schaltungen gehören die Schaltungen der Wider- gut zur Herstellung als integrierte Schaltung eignet,
stands-Transistor-Logik (RTL), der direkt gekoppel- besteht darin, daß der zweite Kollektor des Mehrten
Transistor-Logik (DCTL), der Dioden-Tran- kollektorentransistors durch den Kollektor eines
sistor-Logik (DTL), der Transistor-Transistor-Logik weiteren Transistors ersetzt ist, dessen Basis mit dem
(TTL) usw., während zu den ungesättigten Verknüp- 55 Eingang verbunden ist.
fungsschaltungen beispielsweise die Schaltungen der Durch diese Ausgestaltung der Erfindung wird er-
Stromart-Logik (CML, auch emittergekoppelte Tran- reicht, daß der dritte Transistor (der Ansteuerschalsistor-Logik
ECL genannt) zu zählen sind. tung) mit seiner Basis und seinem Emitter direkt,
Sowohl die gesättigten als auch die ungesättigten d.h. ohne zwischengeschaltcte Widerstände, parallel
Verknüpfungsschaltungen lassen sich mehr oder we- 60 zur Basis und zum Emitter des zweiten Transistors
niger stark modifizieren. So ist beispielsweise die geschaltet ist, indem der zweite und dritte Transistor
lastkompensierte Dioden-Transistor-Logik eine Mo- durch einen einzigen Mehrkollektortransistor ersetzt
difikation des DTL-Typs. Die gesättigten Verknüp- sind, so daß die Ansteuerschaltung einen zusätzlichen
fungsschaltungen werden im allgemeinen für Schalt- Strompfad von der Stromquelle gewährleistet,
vorgänge benutzt, die von langsam bis schnell 65 In der dritten Literaturstelle (vgl. Fig. 6) ist wohl reichen.' Die ungesättigten Verknüpfungsschaltungen für Verknüpfungsschaltungen die Verwendung von sind hauptsächlich für außerordentlich hohe Schalt- Transistoren mit mehreren Emittern angegeben, geschwindigkeiten vorgesehen. jedoch sind die Emitter elektrisch abhängig von der
vorgänge benutzt, die von langsam bis schnell 65 In der dritten Literaturstelle (vgl. Fig. 6) ist wohl reichen.' Die ungesättigten Verknüpfungsschaltungen für Verknüpfungsschaltungen die Verwendung von sind hauptsächlich für außerordentlich hohe Schalt- Transistoren mit mehreren Emittern angegeben, geschwindigkeiten vorgesehen. jedoch sind die Emitter elektrisch abhängig von der
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