DE1537972A1

DE1537972A1 - Logische Schaltung mit Transistoren

Info

Publication number: DE1537972A1
Application number: DE1968M0077395
Authority: DE
Inventors: Treadway Ronald Llewellyn
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1967-02-28
Filing date: 1968-02-27
Publication date: 1970-04-23
Also published as: US3555294A; JPS5123142B1; DE1537972B2; BE711307A; SE327216B; DE1537972C3; FR1564732A; GB1202154A

Description

Motorola, Inc., Franklin Park, Illinois / USA

Logische Schaltung mit Transistoren.

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf schnelle logische Schaltungen und betrifft insbesondere schnelle logische Transi-

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stor-zu-Transistor (TTL oder T L)-Schaltungen mit einer verbes-

2 serten Entladungs- oder Abreißschaltung für die T L-Schaltkreis-Ausgangsanordnung, die in oder außer Leitfähigkeit geschaltet ist. Die Ausdrücke "Umwegleitung", "Abreiß" und "Entladung" werden in Abhängigkeit von dem Netzwerk, durch welches der Abschaltsteuerstrom fließt, wenn die Ausgangsanordnung abschaltet, im folgenden abwechselnd benutzt»

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In der Technik bekannte logische T L- oder TTL-Schaltungen schließen ein oder mehrere Zwischenstroihsteuertransistoren ein, die direkt als Kaskade zwischen eine Ausgangshalbleiteranordnung geschaltet sind, wie z.B. einen Transistor und eine Quelle binärer logischer Eingangssignale« Die Ausgangsanordnung ist in typischer Weise entweder in Sättigung oder abgeschaltet je nach der Bedingung des binär-logischen Signales an dem Ausgang der

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T -L-r Schaltung. Wenn binär-logische Signale über einem vorher-

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bestimmten Niveau zusammenlaufend an Mehrfacheingangselektroden

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eines Eingangstransistors der T L-Schaltung liegen, nimmt der Ausgangstransistor einen Einschaltsteuerstrom auf und wird in den Sättigungszustand versetzt (drive current).

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Der Ausgangsanschluß der T L-Schaltung ist gewöhnlich mit dem Kollektor eines Ausgangstransistors verbunden, und für den Schaltvorgang befindet sich das Potential dieses Kollektors an einem der zwei unterschiedlichen Niveaus des logischen Systems. Wenn der Ausgangstransistor leitend im Sättigungszustand ist, ist sein Kollektor bei einem gleichen Potential wie die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Ausgangstransistors , V__,, cat'» ' und bei Benutzung des positiven logischen Signals wird der Schaltungsausgangsanschluß bei einem binären NULL-Niveau sein. Wenn der Ausgangstransistor abgeschaltet ist und die Kollektorspannung des Ausgangstransistors ansteigt, wird das Niveau an dem Ausgangsanschluß von einem binären NULL-Niveau auf ein binäres EINS-Niveau steigen, wenn der Ausgangstransistor vollständig abgeschaltet ist·

Die für das Abschalten des Ausgangstransistors und daher die Gesamtschaltgeschwindigkeit der logischen Schaltung erforderliche Zeit hangt imwesentlichen von der Zeit ab, die für das Entfernen oder "'Abreißen¹¹ der' Basisiadung aus der Basis des

ORIQfr <Al INSPECTED

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Ausgangstransistors notwendig ist. Früher wurde die Entladung des Basisgebietes des .Ausgangstransistors durch die Verwendung eines sogenannten "Abreiß"-Wzderstandes bewerkstelligt, der gewöhnlich zwischen dem Basisgebiet des Ausgangstransistors und einem gewissen Bezugspotentialpunkt lag, Wenn es somit erwünscht war, den Ausgangstransistor abzuschalten, Sah der leitfähige Weg durch den Abreißwiderstand eine gute Abschaltsteuerung vor, die notwendig war, um die Basisladung aus dem Ausgangstransistor zu entfernen und die Leitung darin zu beenden«.

Wahrend es erwünscht ist, eine gute Abschaltsteuerung für den Ausgangstransistor zu haben,- um eine gewünschte Schaltgeschwin-

dzgkßi-t- für den T L-Schaltkreis zu erhalten, gibt es einen großen Nachteil,. wenn mjan nur einen Abreißwider stand benutzt, der zwischen dem Basisgebiet des Ausgangstransistors und einem Bezugspotentialpunkt -für die Entladung des Ausgangstransistors liegt. Dieser Nachteil mag der Tatsache zugeschrieben werden, daß Strom .in dem Abreißwiderstand vor dem Zeitpunkt zu fließen

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beginnt, zu dem an den T L-Stromkreis angelegte Eingangssignale ein ausreichend hohes Niveau erreichen, um den Ausgangstransistor in den Sättigungszustand zu steuern und den Stromausgangsanschluß von einem seiner zwei Niveaus des digitalen logischen Systems auf „das andere zu schalten. Dieser Stromfluß in dem Abreißwiderstand erzeugt eine entsprechende unerwünschte Reduzierung des Gleichstromausgangsspannungsniveaus an dem Schalt-

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kreisausgangsanschluß in Abwesenheit einer geeigneten binären Signalbedingung am Eingang des Stromkreises, Wenn somit Neben-

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geräuschsignale auf den bekannten T L-Schaltkreis mit nur einem Abreißwiderstand für die Entladung der AusgangsanOrdnung gekoppelt wird, werden entsprechende unerwünschte Schwankungen in dem Ausgangsspannungsniveau erzeugt, wenn Strom in dem Abreißwiderstand fließt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine logische Transistor-zu-Transistor (T L)-Schaltung mit einer verbesserten Anlaufcharakteristik, bei der die Eingangsspannung gegen die Ausgangsspannung aufgetragen ist.

Weitere Aufgabe dieser Erfindung ist es, eine neue und ver-

besserte logische T L-Schaltung mit einer großen Geräuschimmunität zu schaffen.

2 Weitere Aufgabe dieser Erfindung ist es, eine logische T L-Schaltung zu schaffen, die unter Verwendung aller NPN-Transistoren in einem integrierten Block (monolithic)-Schaltkreis konstruiert werden kann, einschließlich einer verbesserten Ent· ladungs- oder Abreißschaltung für die Ausgangsanordnung, die eine gute Abschaltsteuerung für die Ausgangsanordnung sicherstellt.

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2 Merkmal der vorliegenden Erfindung ist eine logische T L-Schaltung mit einem neuen und neuartigen Urnwegleitungsnetzwerk, das zwischen der Ausgangsanordnung des Stromkreises und einem Bezugspotentialpunkt liegt. Dieses Umwegleitungsnetzwerk sieht eine gute Abschaltsteuerung für die Ausgangsanordnung vor und verhütet Spitzen in den Ausgangssignalen für Eingangsspannungen, die nicht ausreichend hoch für die Steuerung der Ausgangsanordnung in dem Bereich der Sättigung sind.

Ein anderes Merkmal dieser Erfindung liegt in der Schaffung

einer digitalen logischen T L-Schaltung, in der das Umwegleitungsnetzwerk für die Ausgangsanordnung entweder eine Kombination erines Widerstandes und einer Diode oder eine Kombination von Widerständen und einem in Serie zwischen der Ausgangsanordnung, und einem Bezugspotentialpunkt liegenden Transistor einschließt. Der Diodenteil des Umwegleitungsnetzwerkes kann unter Verwendung entweder einer einfachen PN-Diode oder einer durch Verbindung zweier Elektroden eines Transistors miteinander gebildeten Diode konstruiert werden und die PN-Verbindung in dem Umwegleitungsnetzwerk gewährleistet, daß der Entladungsstrom nicht darin fließt, bis das Einschalten der Ausgangsanordnung erwünscht ist.

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Kurz beschrieben schließt die logische TTL-Schaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung einen Eingangstransistor zur Aufnahme eines oder mehrerer binärer logischer Eingangssignale ein, einen Ausgangstransistor, der in den Sättigungszustand ein- oder ausgeschaltet ist, und einen Umkehr- oder Stromsteuertransistor, der zwischen den Eingangs- und Ausgangstransistoren liegt, um einen Einschalteteuerstrom für den Ausgangstransistor vorzusehen, wenn die binären logischen Signale über einem vorherbestimmten logischen Niveau zusammenlaufend an dem Eingangstransistor liegen· Ein verbessertes Umwegleitungs-Abreißnetzwerk liegt zwischen dem Ausgangstransistor und einem Bezugspotentialpunkt und schließt zumindest eine an dem Ausgangstransistor und in Serie mit einem Widerstand liegende PN-Verbindung ein, um einen Entladungsweg vorzugsehen, und eine Abschalt-Steuerung für den Ausgangstransistor, wenn sich letzterer abschaltet. Strom wird nicht in dem oben beschriebenen Umwegleitungsnetzwerk fließen, bis sich der Ausgangstransistor ein- oder ausschaltet, wobei gewährleistet wird, daß die Eingangssignale unter einem gewissen logischen Niveau nicht entsprechende Spitzen in der Ausgangsspannung der logischen TTL-Schaltung hervorrufen.

Weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den beiliegenden Darstellungen von Ausführungsbeispielen sowie aus der folgenden Beschreibung.

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Es zeigen:

Figo 1 bis 4" vier verschiedene Typen der Umwegleitungsnetz-

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werke, die in den neuen T L-Schaltkreisen gemäß

dieser Erfindung benutzt werden,

Fig. 5 ein logisches T L-NAND-Tor entsprechend der Erfindung ,

Fig. 6 ein logisches T L-UND-Tor entsprechend der Erfindung ,

2 Fig. 7 eine kombinierte, logische UND/NAND-T L-Schaltung

gemäß der Erfindung, die die Eigenschaft der in den Fig. 5 und 6 gezeigten Schaltkreise kombiniert, um die duale logische UND/NAND-Funktion zu erfüllen und

Fig. 8 eine Anlaufcharakteristik, bei der Eingangsspannung gegen die Ausgangsspannung für die in den Fig. 5 bis 7 gezeigten Schaltkreise aufgetragen , ist, und der gestrichelte Linienteil der Anlauf-. -. charakteristik in Fig. 8 einen Teil der Spannungsanlaufcharakteristik der oben beschriebenen be-

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kannten logischen T L-Schaltkreise»

ßO9ö1771540

Bei genauerer Betrachtung der Figuren sind in den Fig. 1 bis 4 vier Typen der Umwegleitungsnetzwerke gezeigt, die in einem der logischen Schaltkreise der Fig. 5 bis 7 benutzt werden können, um diesen logischen Schaltkreisen eine verbesserte Spennungsanlaufcharakteristik zu erteilen, die genauer weiter unten im Hinblick auf Fig. 8 beschrieben werden wird. Das Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 in Fig. 4 findet in jedem der logischen Schaltkreise, die in den Fig. 5 bis 7 gezeigt sind, Verwendung, aber die Dioden-Umwegleitungsnetzwerke in den Fig. 1 bis 3 können durch das Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 in Fig. 4 gemäß der neuen Lehre dieser Erfindung ersetzt werden.

Das Dioden-Umwegleitungsnetzwerk in Fig. 1 enthält einen Widerstana 10 und eine Diode 11, die geeignet ist, zwischen dem Basisgebiet der Ausgangsanordnung 44 in den Fig. 5 bis 7 und einem Bezugspotential-Vj^-Punkt zu liegen. Das Dioden-Umwegleitungsnetzwerk in Fig. 2 ist ebenso geeignet, zwischen dem Basisgebiet der Ausgangsanordnung 44 und einem Bezugspotential-V„„-Punkt zu liegen, und das Umwegleitungsnetzwerk in Fig. 2 unterscheidet sich von dem in Fig. 1 gezeigten dadurch, daß die Diodentätigkeit durch eine Transistordiode 12 vorgesehenist, die Kollektor- und Basiselektroden derselben sind miteinander verbunden. Das Dioden-Umwegleitungsnetzwerk l6 in Fig. 3, das benutzt werden kann, um das Umwegleitungsnetzwerk der Fig. 1 und 2 zu ersetzen,

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schließt auch eine Transistordiode 21 ein, die in Reihe mit einem Transistor l8 liegt. Die Emitter- und Kollektor-Elektroden der Transistordiode 21 sind bei einem Bezugspotential-V„„-Punkt

Hj Ei

verbunden.

Das in Fig. k gezeigte Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 wird im folgenden im Hinblick auf die logischen Schaltkreise in den Fig. 5 bis 7 und im Hinblick auf die Spannungsanlaufcharakteristik 13, die in Fig. 8 gezeigt ist, beschrieben. Für den Durchschnittsfachmann liegt es nahe, daß die in den Fig. 1 bis gezeigten Dioden-Umwegleitungsnetzwerke durch ein Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 in Fig. 4 ersetzt werden kann ohne Abweichung von dem Anwendungsgebiet dieser Erfindung.

Der logische T L-Stromkreis in Fig. 5 schließt einen Mehrfach-Emittereingangstransistor 26 mit Eingangsanschlussen 28, 30» 32 und 3^ ein, die mit Quellen binär-Iogiseher Signale verbunden werden können. Ein Stromsteuertransistor 40 liegt mit seinem Basisgebiet direkt an dem Kollektorgebiet des Eingangstransistors 26, und der Transistor 40 wird hier als Strömsteuertransistor bezeichnet, da er die Basissteuerung für den Ausgangstransistor kk liefert, mit welchem er verbunden ist. Die logische Schaltung der Fig. 5 schließt auch einen zweiten Ausgangstransistor 48 ein, der im Gegentakt mit dem einen Ausgangs-

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transistor 44 verbunden ist, und einen zweiten Stromsteuerungstransistor 46, der zwischen dem Kollektor des Transistors 40 und der Basis des zweiten Ausgangstransistors 48 liegt. Der Transistor 46 sorgt für die Basissteuerung zu dem Ausgangstransistor 48, wenn der Kollektor des Transistors 40 von einem niedrigen zu einem hohen Potential schwingt.

Die Kollektorladungswiderstände 42, 52 und ^k liegen an den Kollektoren der Transistoren 4o, 50 bzw. 48, um die gewünschten Stromniveaus für geeignete Schaltvorgänge zu gewährleisten, und Quellen des Kollektor- und Emitterpotentials V„„ und V„„ liegen jeweils an den Ausgängen 38 und 47 des Spannungsspeisegerätes. Wie oben erwähnt, liegt das Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 direkt zwischen der Basis des Ausgangstransistors 44 und einem Bezugspotential-V„„-Punkt 47» der - in diesem FaIlauf Erdpotential liegt. Die einzelnen Schaltungskomponenten der logischen Stromkreise in den Fig. 5t 6 und 7 werden nicht weiter beschrieben, außer im Hinblick auf den Schaltvorgang. Die in der Fig. 5 benutzten Bezugszeichen werden auch in den Fig. 6 und 7 benutzt, um entsprechende Schaltungskomponenten, die identische Funktionen innerhalb der drei gezeigten digitalen logischen Schaltungen erzeugen, zu beschreiben.

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Zur vollen Abschätzung und Verständnis der neuen Merkmale der Umwegleitungsnetzwerke in den Fig. 1 bis Λ und insbesondere des Transistor-Umwegleitungsnetzwerkes 19 in jeder der Schaltungen in den Fig. 5 bis 7 sei zunächst angenommen, daß das Netzwerk 19 in Fig. 5 durch einen einzigen Abreißwiderstand (nicht dargestellt) ersetzt ist, der zwischen der Basis des Ausgangstransistors 44 und dem Erdpotential V liegt. Bei Benutzung eines

HmEj -

positiven logischen Signals in Abwesenheit einer "ganz EINS·¹-binären Eingangssignalbedingung an den Anschlüssen 28, 30» 32 und 34 ist der Ausgangstransistor 44 abgeschaltet, und der Ausgangstransistor 48 führt Strom durch die Ausgangsanschlüsse 45 zu einer äußeren Leitung (nicht dargestellt). Es wird nun angenommen, daß die an die Anschlüsse 28, JO, 3² und 34 des Eingangstransistors 26 angelegten binären Signale alle ausreichend hoch schwingen, um die Spannung der Mehrfachemitterbasisverbindungen des Eingangstransistors 26 teilweise umzukehren und den Strom quer über die Basis-Kollektor-Verbindung des Transistors 26 und in die Basis des Stromsteuertransistors 4θ zu treiben. Der Strom wird durch den oben beschriebenen Abreißwiderstand fließen, und dieser Strom ist nahezu gleich der Basis-Emitter-Spannung V_R1? des Transistors 4θ minus der Offset-Spannung

OFFSET ^^{es Trans}i^s*^ors 2^ plus der Eingangs spannung Ε-__Ν dividiert durch den Wert des Abreißwiderstandes. Der Spannungsabfall über dem Abreißwiderstand vor dem Zeitpunkt, zu dem sich der

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Ausgangstransistor 44 ein- oder ausschaltet, wird durch die in Serie liegenden Emitter-Basis-Gebiete der Transistoren 46 und reflektiert und erscheint an dem Ausgangsanschluß 45·

Der Abfall in der Ausgangsspannung E_-j_ bei dem Ausgangsanschluß 45 ist in Fig. 8 mit einem Anstieg der Eingangsspannung E™ gezeigt, und der gestrichelte Teil 15 der Stromspannungsanlaufcharakteristik E_TiyJ gegen E_n wird durch den in dem einzigen bekannten Abreißwiderstand fließenden Strom erzeugt. Wie man aus der folgenden Beschreibung erkennt, wird der Teil I5 der Spannungsanlaufcharakteristik durch den Teijü I3 in Fig. 8 gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung ersetzt.

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Es wird nun die logische T L-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung betrachtet, in der der einzige Abreißwiderstand der bekannten logischen Schaltung durch eine der in den Fig. 1 bis gezeigten Umwegleitungsnetzwerke ersetzt worden ist. Das Dioden-Umwegleitungs- oder Abtreißnetzwerk der Fig. 1 schließt einen Widerstand 10 ein, der in Serie mit der Diode 11 liegt, und dieses Serien-Dioden-Umwegleitungsnetzwerk kann benutzt werden, um das Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 zu ersetzen, welches in den logischen Schaltungen der Fig. 5 bis 7 Verwendung findet. Das Transistor-Umwegleitungsnetzwerk 19 der Fig. 4 wird den in den Fig. 1 bis 3 gezeigten vorgezogen, aber jedes der Umweglei-

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tungsnetzwerke in den Fig. 1 bis 3 kann benutzt werden, um das Netzwerk 19 zu ersetzen und einen zufriedenstellenden Schaltbetrieb zu erhalten. Da die Offsetspannung der Diode 11 in der Größenordnung von 0,6 oder 0,7 V ist, näherungsweise gleich wie die Basis-Emitter-Offsetspannung V_ßE des Ausgangstransistors 44, erscheint das Dioden-Umwegleitungsnetzwerk als ein unendlicher Widerstand während des Spannungsaufbaues an der Basis des Ausgangstransistors 44. Wenn die Basisspannung an dem Ausgangstransistor 44 über die Spannung V„_E des Transistors hinausgeht, wird Emitterstrom in dem Transistor 44 fließen, wie er in die Sättigung hinein vorgespannt ist. Zu dieser Zeit wird Strom in das Umwegleitungsnetzwerk fließen, und der Wert des Abreißstromes ist nahezu gleich dem durch den früheren geraden Abreißwiderstand gezogenen. Wenn ein binäres Eingangssignal an irgendeinem der Eingangsanschlüsse 28, 30, 32 oder 34 des Eingangstransistors 26 auf ein binäres NULL-Niveau fällt, wird die Basissteuerung von dem Transistor 4o weggenommen und der Aus.gangstransistor 44 beginnt abzuschalten. Das Dioden-Umwegleitungsnetzwerk in Fig. 1 wird für die· Abschaltsteuerung für den Ausgangstransistor 44 sorgen, und der Entladungsstrom wird von der Basis des Ausgangstransistors 44 durch den Widerstand 10 und die Diode 11 auf Erde fließen.

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Die Dioden-Umwegleitungsnetzwerke 12 und l6 in den Fig. 2 und sind alternative Verbindungen, die in den in den Fig. 5 bis 7 gezeigten logischen Schaltkreisen benutzt werden können, und diese Umwegleitungjsnetzwerke benutzen" die Transistoren 17 und 21, deren zwei Elektroden zusammen verbunden sind, um die Diodentätigkeit wie in einer normalen PN-Diode vorzusehen.

Wenn sich der Stromsteuertransistor 40 abzuschalten beginnt, steigt die Spannung an der Basis eines zweiten Strömsteuertransistors 46 und schaltet Transistoren 46 und 48 ein, wenn er einen Wert erreicht, der für die Überwindung der zwei V__E-Offsetspannungen der Transistoren 46 und 48 ausreicht. Somit steuert der Transistor 48 eine Ausgangsladung (nicht dargestellt), die mit dem Ausgangsanschluß 45 verbunden ist, wenn einer der Eingänge zu den Eingangsanschlüssen 28, 30, 32 und 34 auf ein binäres logisches NULL-Niveau schwingt. Wenn alle an den Eingangstransistor 26 angelegten Eingangssignale wieder hochgehen, werden die Transistoren 46 und 48 abgeschaltet, und der Transistor 44 wird wieder in die Sättigung getrieben., wobei er seinen Kollektorstrom von einer Außenladung, die an dem Ausgangsanschluß 45 anliegt, aufnimmt·

Der in der Fig. 6 gezeigte logische Schaltkreis unterscheidet sich von dem in Fig. 5 gezeigten darin, daß ein Wiederumkehr-

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transistor 43, ein Kollektorladungswiderstand 49 "und eine Diode 51 zu den Schaltungskomponenten in Fig. 5 hinzugefügt worden sind. Die Zufügung dieser drei Komponenten zu dem in Fig. 5 gezeigten Schaltkreis gewährleistet, daß die nicht umkehrende logische UND-Funktion durch den logischen Schaltkreis in Fig. 6 vorgesehen ist. Wenn der Transistor 40 in Fig. 6 in den Leitfähigkeit szustand getrieben wird, reicht die Spannung an der Basis des Wiederumkehrtransistors 43 nicht aus, um letzteren Transistor einzuschalten, und die Spannung an der Basis des Stromsteuertransistors 46 ist ausreichend hoch, um die Transistoren 46 und 48 leitend vorzuspannen. Der Ausgangstransistor 44 wird abgeschaltet , und das logische Niveau an dem Ausgangsanschluß 45 ist hoch oder bei einem binären EINS-Niveau, Wenn einer der binären Eingänge zu dem Eingangstransistor 26 auf niedrigem Niveau schwingt, schaltet sich der Transistor 40 aus und der Transistor 43 wird eingeschaltet, um den Ausgangstransistor 44 mit Basissteuerung zu beaufschlagen, wie dies durch den Stromsteuerungstransistor 4o in Fig.5 erfolgte.

Im Hinblick auf die in Fig₀ 6 gezeigte logische Schaltung wird eine bekannte logische Nichtumkehr-UND-Schaltung ähnlich der Fig. 6 betrachtet, die aber nur einen einzigen mit der Basis des Ausgangstransistörs 44 anstelle des Dioden-Umwegleitungsnetzwerkes 19 verbundenen Abreißwiderstand aufweist. Bei leitfähigem

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Transistor 40 wäre die Spannung an dem Emitter des Transistors 43 gleich, der Spannung V_„ der Diode 5I plus der Sättigungsspannung V_CE/_SAT\ des Transistors 40 minus der Spannung V_ßE des Transistors 43· Die resultierende Spannung ^rEfSAT) über ^^ΘΒι ^ekannten Abreißwiderstand zieht einen kleinen Emitterstrom aus dem Transistor 43· Bei schwach leitendem Transistor 43» wobei seine Stromverstärkung nahezu Eins ist, wird der Kollektorstrom des Transistors 43 im wesentlichen gleüi seinem Emitterstrom sein, wenn der Kollektorwiderstand 49 im Wert nahezu gleich dem Abreißwiderstand ist. Bei schwach leitendem Transistor 43 wird deshalb die Basisspannung an dem Stromsteuerungstransistor 46 V_--V_CE/__ATlv sein und das Gleichstromausgangsniveau bei dem Anschluß 45 bei einem Wert aufnehmen, der gleich ^„^.„ν und

ist

niederiger/als wenn das Umwegleitungsnetzwerk gemäß der Erfindung benutzt würde. Durch die Verwendung des Umwegleitungsnetzwerkes 19 in Fig. 6 anstelle eines einzigen Abreißwiderstandes ist das Spannungsniveau ^ρρίςΑτΛ ^an der Basis des Transistors 44, wenn er abgeschaltet ist, nicht ausreichend, den Abreißtransistor 20 in den Leitfähigkeitszustand vorzuspannen. Somit fließt kein Strom aus dem Transistor 43 in Fig. 6, wenn alle Eingänge zu den Anschlüssen 28, 30» 32 und 3k hoch oder bei einem logischen EINS-Niveau liegen.

Die duale UND/NAND-Schaltung der Fig. 7 kombiniert die eben im Hinblick auf die Fig. 5 und 6 beschriebenen neuen Eigenschaften

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und schließt ein Paar Dioden-Umwegleitungsnetzwerke 19a und 19b ein, die identisch den in den Fig. 5 und 6 gezeigten Umwegleitungsnet zwerken 19 funktionieren. Identische Bezugszeichen in den Fig. 5 bis 7 wurden benutzt, um entsprechende Schaltungskomponenten zu bezeichnen und die Indizes "a" und "b" sind benutzt worden, um die entsprechenden Komponenten der zwei in Fig. 7 gezeigten Umwegleitungsnetzwerke zu unterscheiden. Dem entsprechend wird nicht jede Schaltungskomponente in Fig. 7 getrennt bezeichnet, da solche getrennte Bezeichnung für das Verständnis des Vorganges dieser Schaltung nicht notwendig ist. Es versteht sich für den Durchschnittsfachmann, daß der linke Teil der logischen Schaltung in Fig. 7, in welchem der Index "a" benutzt wird, die Umkehr-NAND-Funktion bewirkt und der rechte Teil der in Fig. 7 gezeigten logischen Schaltung, in welcher der Index "b" benutzt ist, die Nichtumkehr-UND-Funktion bewirkt.

Wenn alle Eingänge zu dem Transistor 26 hoch liegen, ist der Emitter des Transistors 37 niedrig und der Stromsteuerungstransistor 40b ist abgeschaltet. Bei abgeschaltetem Transistor 40b liegt der Ausgangeanschluß k^h hoch bei einem logischen EINS-Niveau. Venn irgendeiner der Eingänge des Eingangstransistors 26 abfällt, schwingt der Emitter des Transistors 37 hoch nnd die Basissteuerung wird an den Traneistor 4Ob von dem Kollektor dee Transistor· 37 gelegt, wobei der Auagangatransietor kkh einge-

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schaltet und der Ausgangsanschluß 45b auf ein binäres NULL-Niveau (^-/,,.-,x des Ausgangstransistors 44b) gebracht wird.

Der linke Teil des dualen Tores in Fig. 7 bewirkt die NAND-Funktion in einer Weise, die der des NAND-Tores in Fig. 5 identisch ist in Abhängigkeit von dem Wechsel bezüglich binärer Niveaus an den Eingangsanschlüssen 28, 30, 32 und Jk _a

Die folgende Tabelle dient der Illustration und schließt Komponentenwerte für die drei Schaltungen in den Fig. 5 bis 7 ein, die entsprechend den Prinzipien der vorliegenden Erfindung konstruiert wurden und die erfolgreich gearbeitet haben·

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Tabelle Widerstand

R22

R22a

22b

24a

24b

42

42a

42b

50 a

50b

52

52a

52b

54

54a

54b Spannungszufuhr

^VEE ^VCC Wert

500 Ohm

500 "

500 »

250 "

2.400 "

8OO "

800 "

8OO "

3.5OO "

3.5OO '■·

18O "

18O ··

18O "

90 "

O Volt 5 Volt

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■ - 20 -

Man beobachtet, daß ein erster Widerstand 22 in den Kollektorschaltkreisen der Abschaltsteuertransistoren 20 in den Fig. 5 bis 7 500 Ohm beträgt, ein Widerstandsvrert, der nahezu das Doppelte des Widerstands 24 ist. Da die Basis-Emitter-Spannung V des Abschaltsteuertransistors 20 nahezu das Doppelte der Kollektor-Emitter-Spannung V__E ist, werden die in die Widerstände 22 bzw. 2k fließenden Ströme nahezu gleich der oben beschriebenen Widerstandsungleichheit sein. Die obige Auswahl von Widerstandswerten für die Widerstände 22 und 2k sorgt für eine gute Abschaltsteuerung für den Ausgangstränsistor kk.

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Claims

Patentansprüche

1. Logische Schaltung mit einem Eingangstransistor zur Aufnahme eines oder mehrerer benärer logischer Signale, einem Ausgangstransistor und einem Stromsteuertransistor, der zwischen dem Eingangstransistor und zwischen dem Ausgangstransistor liegt, um Einschaltsteuerstrom für den Ausgangstransistor vorzusehen, wenn binar-logische Signale zusammenlaufend an den Eingangstransistor gelegt werden und ein vorherbestimmtes logisches Niveau erreichen, gekennzei chnet durch Entladeschaltungsmittel mit einer Abreißhalbleitervorrichtung (11) mit zumindest einem PN-Übergang, der zwischen dem Ausgangstransistor (44) und einem Bezugspotentialpunkt liegt, wobei ein Entladungsweg für den Abschaltsteuerstrom von dem Ausgangstransistor (44) durch den einen PN-Übergang vorgesehen wird, wenn der Ausgangstransistor (44) abgeschaltet wird, wodurch die Ladung schnell von dem Ausgangstransistor (44) entfernt werden kann.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichne t, daß die Entladungsschaltungsmittel eine Diode (ll) und einen in Reihe zwischen dem Ausgangstransistor (44) und einem Bezugspotentialpunkt liegenden Wideretand (lO einschließen.

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3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η-zeichnet, daß die Entladungsschaltmittel eine Abreißdiode (12) einschließen, die wie ein Transistor konstruiert ist, der zwei seiner Basis-Kollektor- und Emitter-Gebiete besitzt, die miteinander verbunden und in Reihe mit einem Widerstand (l4) zwischen dem Ausgangstransistor (44) und einem Bezugspotentialpunkt liegen.

4. Schaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichne t, daß das Entladungsschaltmittel einen Abschaltsteuertransistor (20 mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor einschließt, ein erster Widerstand (22) zwischen dem Kollektor des Abschaltsteuertransistors (20) und der Basis des Ausgangstransistors (44) liegt, ein zweiter Widerstand (24) zwischen der Basis des Abschaltsteuertransistors (20) und der Basis des Ausgangstransistors (44) liegt und Mittel den Emitter des Abschaltsteuertransistors (20) mit dem Bezugspotentialpunkt verbinden, wobei der Abschaltsteuertransistor (20) und der erste und zweite Widerstand (22) und (24) einen Entladungsweg von dem Ausgangstransistor (44) vorsehen, wenn letzterer abgeschaltet ist.

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_ 23 -

,5· Schaltung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e η nz e ic h η et, daß der Widerstandswert des ersten Widerstandes (22) nahezu das Doppelte von dem des zweiten Widerstandes (24) beträgt, so daß die durch den ersten und zweiten Widerstand zu dem AbschaltSteuertransistor (20) fließenden Ströme nahezu gleich sind.

6· Schaltung nach Ansprüchen 1, 2,3» ^ oder 5» gekennzeichnet durch einen zweiten Ausgangstransistor (48) , der im Gegentakt mit dem ersten genannten Ausgangstransistor (44) liegt und einen zweiten Stromsteuertransistor (46), der an einen Spannungsspeiseanschluß gekoppelt ist und zwischen dem ersten genannten Stromsteuertransistor (40) und dem zweiten Ausgangstransistor (48) liegt, um Einschaltsteuerstrom für den zweiten Ausgangstransistor (48) vorzugsehen, wenn der erste genannte Ausgangs transis£or (44) abgeschaltet ist.

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