DE2426447C2

DE2426447C2 - Komplementäre Transistorschaltung zur Durchführung boole'scher Verknüpfungen

Info

Publication number: DE2426447C2
Application number: DE2426447A
Authority: DE
Inventors: Horst Dipl.-Ing. Dr. 7032 Sindelfingen Berger; Siegfried Dipl.-Ing. Dr. 7000 Stuttgart Wiedmann
Original assignee: IBM Deutschland GmbH
Current assignee: IBM Deutschland GmbH
Priority date: 1974-05-31
Filing date: 1974-05-31
Publication date: 1982-05-27
Also published as: FR2273417A1; GB1478935A; DE2426447A1; US3956641A; FR2273417B1; JPH0231505B2; JPS50159957A; JPS60242661A

Description

Die Erfindung betrifft eine komplementäre Transistorschaltung zur Durchführung boolescher Verknüpfungen von mindestens zwei Eingangsvariablen, die jeweils mit den Steuerelektroden eines ersten und eines zweiten, zum ersten komplementären Bipolartransistors gekoppelt sind, insbesondere zur Anwendung in integrierten Halbleiterschaltnetzen.

Eine solche Transistorschaltung ist beispielsweise aus der deutschen Auslegeschrift Nr. 10 99 224 bekannt.

Derartige Funktionen durchführende Schaltkreise werden in großem Umfang, z. B. in elektronischen Datenverarbeitungsanlagen, eingesetzt, wo sie die bei den vielfältigsten Anwendungen erforderlichen logischen und zeitlichen Zuordnungen von Informationssignalen verwirklichen. Im Zuge der fonschreitenden Weiterentwicklung auf diesem Gebiet ist man seit langem bestrebt, derartige Schaltkreise noch schneller, zuverlässiger und kostengünstiger auszulegen.

Vom Standpunkt der Zuverlässigkeit sowie der Herstellungskosten ging die Entwicklung solcher Schaltkreissysteme — ähnlich der Entwicklung auf dem

}ϊ Speichergebiet — bereits früh zu integrierten bzw. integrierbaren, d. h. mikrominiaturisierten Konzepten mit hoher Bauelement-Packungsdichte. Demzufolge wurden Schaltkreise eingesetzt, die möglichst überwiegend aus Transistoren unter weitgehender Vermeidung von Widerständen aufgebaut waren, z. B. die sog. TTL-Schaltungen.

Mit zunehmend erhöhter Packungsdichte rückt andererseits die Frage nach der Wärmeabfuhr immer mehr in den Vordergrund. Mit hoher Packungsdichte ausgelegte Schaltkreise erlauben beispielsweise den Einsatz in tragbaren batteriebetriebenen Systemen, wobei die weitere Forderung nach extrem niedriger Leistungsaufnahme hinzukommt. Bei der Auswahl einer jeweiligen Schaltkreistechnik war deshalb sorgfältig

to abzuwägen, ob derartige Schaltkreise mit hohen Arbeitsgeschwindigkeiten erlaubenden aber auch regelmäßig höhere Verlustleistung erzeugenden bipolaren oder mit demgegenüber langsameren aber auch weniger Wärmeprobleme aufwerfenden unipolaren,

d. h. Feldeffekt-Transistoren realisiert werden sollten. Als geeignete Bewertungsgröße zum Vergleich derartiger alternativer Schaltkreistechniken kann das jeweilige Verlustleistung χ Geschwindigkeit-Produkt gelten, vgl. H. C. Josephs in »Microelectronics and Reliability«,

bo Pergamon Press 1965, Bd. 4, Seiten 345 bis 350. Im Hinblick auf diese Bewertungsgröße erscheinen theoretisch bipolare Schaltkreistechniken vorteilhaft, insbesondere bei ihrer Ausbildung im komplementärer Technik. An komplementären Schaltkreisen dieser Art

b5 mit Bipolartransistoren standen und stehen bis heute allerdings nur Inverterstufen zur Verfügung, mit denen allein keine Verknüpfungsnetze aufgebaut werden können. Deshalb ging die Entwicklung komplementärer

Verknüpfungsschaltkreise in der Folgezeit ausschließlich zu CMOS-Schaltungen.

Schließlich ist in neuerer Zeit eine Halbleiteranordnung mit komplementären Bipolartransistoren bekanntgeworden, die nach dem sog. Stanford-Komplementärverfahren hergestellt werden kann, vgl. ii. C. Su und J. D. Meindl in IEEE Journal of Solid-State Circuits«, Band SC-7, Nr. 5, Oktober 1972, Seiten 351 bis 357. Die darauf basierenden und dort vorgeschlagenen Verknüpfungsschaltkreise bestehen allerdings auch nur aus Invertern mit komplementären Bipolartransistoren denen konventioneÜ aufgebaute Mehrfachemitter- bzw. Diodenlogikschaltungen vorgeschaltet sind. Hinsichtlich einer Schaltkreislogik, die ausschließlich mit komplementären Transistoren realisiert ist, steht demnach zur Zeit nur die CMOS-Schaltkreistechnik zur Verfügung, wie sie beispielsweise in der Zeitschrift »NTZ«, 1970, Heft 10, Seite 499 beschrieben ist

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine demgegenüber weiter verbesserte Schaltkreistechnik für die Durchführung boolescher Verknüpfungen anzugeben, die insbesondere ein verbessertes Verlustleistung χ Arbeitsgeschwindigkei'-Produkt bietet. Die jeweiligen Verknüpfungsglieder sollen dabei direkt untereinander koppelbar sein, ohne daß zusätzliche Schaltungen für die jeweilige Anpassung erforderlich sind. Ferner sollen die Verknüpfungsschaltkreise eine einfache Integrierbarkeit mit großer Packungsdichte erlauben.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung eine komplementäre Transistorschaltkreistechnik der im Patentanspruch 1 gekenzeichneten Art vor. Vorteilhafte Ausgestaltungen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Zuhilfenahme der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 das elektrische Schaltbild eines NAND- bzw. NOR-Gliedes gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 2a—2c eine vorteilhafte integrierte Ausführung der Schaltung von Fig. 1 in der Draufsicht, im Schnitt sowie in einer F i g. 1 entsprechenden Schaltungsdarstellung mit Hinweisen auf die Realisierung der Transistoren in bestimmten Halbleiterzonen,

Fig.3 das Schaltbild einer einfachen Inverterkette zur Verdeutlichung der Prinzipien, auf denen die Erfindung basiert,

Fig.4 eine vorteilhafte Reglerschaltung für die Spannungsversorgung der vorgeschlagenen Schaltkreise und

Fig.5 ein weiteres Ausführungsbeispiel auf der Grundlage der Erfindung.

Während alle bisher bekannten bipolaren Komplementär-Verknüpfungsschaltkreise den Nachteil aufweisen, daß ein passives Schaltelement — n.eistens ein ohmscher Widerstand — notwendig ist, um die Schaltkapazität der Entkoppelelemente umzuladen, zeigt Fig. 1 das elektrische Schaltbild einer neuartigen bipolaren Komplementär-Verknüpfungsschaltung, die ausschließlich aus aktiven Transistoren besteht, von denen jeder eine Schaltfunktion ausübt. Die Schaltung nach F i g. 1 stellt eine Grundschaltung zur Durchführung einer NAND-Verknüpfung (positive Logik) bzw. einer NOR-Verknüpfung (negative Logik) für den Fall zweier Eingangsvariabler A und B dar. Dabei lassen sich bekanntlich alle komplexen Verknüpfungen durch die Kombination lediglich solcher NAND- bzw. NOR-Verknüpfung realisieren (Fundamentalsystem).

Das Verknüpfungsglied von F i g. 1 besteht aus den beiden in Reihe geschalteten NPN-Transistoren 7*3 und T4, zu denen in Reihe geschaltet die Parallelschaltung der PNP-Transistoren Tl und TI vorgesehen ist Die verbundenen Emitter der PNP-Transistoren Ti und T2 sind an die positive Versorgungsspannung Vo angeschlossen. Der andere Pol der Versorgungsspannung ist an den Emitter von Γ4 angeschlossen und in der Zeichnung mit Vr bezeichnet Für die spätere Erläuterung der Funktionsweise dieser Schaltung ist angenommen, daß diese Referenzspannung Vr Massepotential aufweist, so daß die insgesamt an der Schaltung anliegende Betriebsspannung V₀ beträgt Der Ausgang C des Verknüpfungsgliedes wird am Verbindungspunkt der Reihenschaltung der NPN-Transistoren und der Parallelschaltung der PNP-Transistoren entnommen. Der Eingang A führt sowohl auf die Basis des NPN-Transistors T4 als auch auf die Basis des PNP-Transistors T2. In entsprechender Weise ist der Eingang B mit den. Basisanschlüssen von 7"3 und Ti verbunden.

Die Transistoren müssen die folgenden Eigenschaften ausweisen:

1. kleine Sättigungsspannung Vces, etwa in der Größenordnung von einigen mV;

2. Stromverstärkungen bei normaler und inverser Betriebsweise sehr groß, d.h.j3jv i> \,ßi > 1;

3. möglichst gleiche StronWSpannungscharakteristiken der PNP-und NPN-Transistoren.

Unter diesen Annahmen, auf deren Realisierung später noch eingegangen wird, entspricht die Versorgungsspannung Vo etwa der Basis-Emitterspannung der leitenden PNP- oder NPN-Transistoren. Die Versorgungsspannung wird so eingestellt, z. B. über den im Zusammenhang mit F i g. 4 zu beschreibenden Regelschaltkreis, daß im Ruhezustand ein bestimmter einstellbarer Basisstrom /_so fließt. Die bei einer Schaltoperation maßgeblichen Ströme für die Umladung der Schaltkapazität am Ausgang sind dann um den Faktor ß (etwa 100) größer, so daß die Schaltgeschwindigkeit wesentlich höher ist als bei Verknüpfungsschaltung mit passiven Elementen bzw. bei gleicher Schaltgeschwindigkeit die Verlustleistung erheblich geringer ist.

Zur Beschreibung der Funktion der Verknüpfungsschaltung von F i g. 1 soll angenommen werden, daß die Betriebsspannung + Vo = 0,7 V und V^ = 0 V beträgt. Die Eingangssignale bzw. Eingangsvariablen A und B sollen jeweils einen der beiden vorgegebenen Spannungswerte 0 V oder 0,7 V annehmen können. Es ist ersichtlich, daß am Ausgang C nur dann das Potential Vr = 0 auftritt, wenn beide Eingangsvariablen (A, B) den oberen Spannungspegel V₀ = 0,7 V aufweisen. In diesem Fall sind beide NPN-Transistoren T3 und 7"2 gesperrt, so daß der an 7" 4 liegende untere Spannungspegel Vr auf den Ausgang C übertragen wird. Ordnet

bo man den oberen Spannungspegei der binären »1« und den unteren Spannungspegel der binären »0« zu (positive Logik) führt demnach die Schaltung von F i g. 1 eine NAND-Verknüpfung der Eingangsvariablen A und B durch. Bei entgegengesetzt gewählter Zuordnung der

b=> Spannungspegel zu den Binärbedeutungen erhält man entsprechend eine NOR-Verknüpfung. Schließlich kann festgestellt werden, daß sich die beschriebene Schaltung auf mehr als zwei Eingänge erweitern läßt. Selbstver-

ständlich können die PNP- und NPN-Transistoren in F i g. 2c auch vertauscht werden — unter gleichzeitiger Umkehr der Spannungspolaritäten. Bei positiver Logik ergibt sich dann ein NOR-Glied.

Die obengenannten Voraussetzungen für die Funktionsfähigkeit der neuen bipolaren Komplementär-Schaltkreistechnik lassen sich gemäß einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel mit der in Fig. 2A in der Draufsicht und in Fig.2B im Schnitt dargestellten Halbleiterstruktur realisieren. In F i g. 2c ist noch einmal die Schaltung von F i g. 1 gezeigt, wobei die einzelnen Transistorzonen mit Bezeichnungen versehen worden sind, die ein leichteres Auffinden der jeweiligen Halbleiterzonen in der integrierten Ausführungsform nach den F i g. 2a und 2b ermöglichen. Die in den F i g. 2a und 2b gezeigte integrierte Halbleiterstruktur basiert auf Prozeßschritten, die hauptsächlich für moderne Feldeffekttransistoren entwickelt worden sind und inzwischen gut beherrscht werden. In diesem Ausführungsbeispiel ist als Trägermaterial 1 Saphir vorgesehen, wobei die darauf aufgebrachten Halbleiterzonen beispielsweise aus Silizium bestehen, die bereichsweise durch eine Oxydisolation 2 voneinander getrennt sind. Sämtliche Transistoren sind als laterale Transistoren ausgeführt, d. h. im Gegensatz zu sogenannten vertikalen Transistoren sind die Emitter-, Basis- und Kollektorgebiete der Transistoren in seitlicher Richtung beabstandet angeordnet. Da Saphir ein Isolator ist, erfolgt die Ladungsträgerinjektion nur in der lateralen, d. h. seitlichen Richtung. Durch geeignete Dimensionierung der Bahngebietslängen und Bahngebietsdotierungen können, wie später an einem konkreten Ausführungsbeispiel noch gezeigt wird, die erforderlichen hohen Stromverstärkungswerte realisiert werden. Durch die Symmetrie der Kollektor- und Emittergebiete sind die Stromverstärkungen ßs und ßi gleich. Die Bahngebietslängen der PNP- und NPN-Transistoren werden vorteilhafterweise durch dieselbe Maske definiert, was mittels der an sich bekannten selektiven Ätzverfahren unter Verwendung von Doppelschichten geschehen kann, so daß ungefähr gleiche Va^Charakteristiken für beide Transistortypen erzielt werden.

Im einzelnen ist aus Fig.2a ersichtlich, daß die PNP-Transistoren TX und T2 unter Vorsehung von lediglich vier Halbleiterzonen ausgebildet sind. Dabei ist PX das gemeinsame Emittergebiet und P 2 das gemeinsame Kollektorgebiet für TX und T2. Die getrennten Basisgebiete werden durch N1 für TX sowie durch N 2 für T2 dargestellt, die durch das Oxyd-Isolationsgebiet 2' voneinander getrennt sind. In entsprechender Weise sind für die NrN-Tränsisiöreri 7~3 und TA die Halbleitergebiete N3/P3/N34 bzw. Λ/4/Ρ4/Ν34 vorgesehen. Die für die Signal- und Spannungszuführung vorgesehenen Verbindungsleitungen sind lediglich schematisch mit ihren jeweiligen Kontaktstellen, z. B. 3 für den Kontakt der Versorgungsspannungsleitung mit den /M-Gebiet, angedeutet Es ist ersichtlich, daß auf die genannte Weise ein außerordentlich gedrängter Aufbau einer derartigen Verknüpfungsschaltung erzielbar ist, wobei die Packungsdichte gegenüber CMOS-Schaltungen erhöht ist, da die Transistoren alle mit Minimaldimensionen ausgelegt werden können. Dies ist möglich, weil die Ruheleistung dieser Schaltkreistechnik gegenüber der Arbeitsleistung verriachlässigbar gering ist, wie später noch im einzelnen erläutert werden wird.

Bezüglich der Herstellungsverfahren kann einmal auf die bipolaren Standardprozesse, z. B. mit vergrabener Kollektorzone, verwiesen werden. Als Alternative kann die Isolation statt mit einem isolierenden Substrat mit isolierenden Wannen erreicht werden, vgl. den sog.

EPIC-Prozeß aus dem Buch Integrated Circuits, McGraw-Hill Co., 1965, Seiten 168 ff. Die Isolation kann ferner mittels Ionenimplantation von Stoffen vorgenommen werden, die mit dem Halbleiter eine Isolationsschicht bilden oder auf elektrochemischem Weg zur

κι selektiven Ausbildung isolierender Bereiche.

Die wesentlichen Prinzipien der oben beschriebenen und an einem Ausführungsbeispiel erläuterten Schaltkreistechnik zur Durchführung von booleschen Verknüpfungen bestehen einmal darin, daß für den

r> dynamischen Zustand der Schaltstrom Isw über die Versorgungsspannung Vö sowie durch die Beziehungen

Vsf« Vo und/SiV=ZfVW

festgelegt wird. Zum anderen basiert die im stationären

2(i Zustand erreichbare geringe Ruheverlustleistung auf dem Prinzip der »Rückgewinnung« des Stromes Isw durch Rückinjektion, was durch die tiefe Sättigung der Schalttransistoren sowie deren hohe Stromverstärkung in Vorwärts- und Inversrichtung ermöglicht wird.

2t Diese Prinzipien sollen im folgenden anhand einer einfachen Inverterkette, wie sie in F i g. 3 dargestellt ist, erläutert werden. Vereinfachend soll dabei zunächst angenommen werden, daß die charakteristischen Eigenschaften beider Transistortypen — abgesehen von

in Polaritäten — identisch seien.

Für den in F i g. 3 dargestellten stationären Zustand der Inverterkette ist angenommen, daß der Eingang E den oberen Signalpegel + Vo aufweist, so daß von den zueinander komplementären Bipolartransistoren der NPN-Transistor TXNder ersten Stufe, der PNP-Transistor T2P der zweiten Inverterstufe sowie der NPN-Transistor T3N der dritten Inverterstufe sättigungsleitend sind. Das ist in F i g. 3 durch Schraffur der entsprechenden Transistordarstellungen angedeutet.

4i Die von einem Regler 4 aus der Spannung Vl abgeleitete Betriebsspannung der Inverterkette ist V₀.

Der statische Einzustand der Inverterkette nach F i g. 3 ist gekennzeichnet durch die Beziehung:

Vbe = V_n - V_a

CES-

Mit anderen Worten ergibt sich z. B. die Basis-Emitterspannung des PNP-Transistors T2P aus der Differenz der Betriebsspannung VO und der Sättigungsspannung des leitenden NPN-Transistors TXN. Der Ruhestrom /₀ pro Stufe wird durch den im Sättigungszustand fließenden Basisstrom gebildet Dieser ist klein, ■wenn die Stromverstärkungen in Vorwärts- und Inversrichtung groß sind.

Es gilt:

/o = Ib « Kl - a_N) + (1 - aj)] "

· ßi ■ I_E

(2a)

dabei bedeuteten as bzw. a/ die Stromverstärkungsfaktoren in Basisschaltung in normaler bzw. inverser Richtung und entsprechend ß_N und ß, die Stromverstärkungen in Emitterschaltung, wobei zwischen a undjS die folgende Beziehung besteht:

Ir ist der interne Emitter-Injektionsstrom, der von der Basis-Emitterspannung V_BE abhängt

Bei symmetrischen Transistoren gilt:

ergibt:

I_n - (Hß)

(2)

(5)

Sind abweichend von der bisherigen Annahme die Transistoren ir. ihrer. Eigenschaften nicht streng symmetrisch, wirkt sich im wesentlichen der kleinere Stromverstärkungswert aus. In diesem Fall muß statt ß/2 der Wert der mittleren Stromverstärkung β eingesetzt werden.

Es gilt:

Eine nicht völlige Übereinstimmung der beiden Transistortypen hat zur Folge, daS in Abhängigkeit von den jeweiligen Schaltzuständen die Ruhe- und entsprechenden Schaltströme verschieden sind. Letzteres führt jedoch lediglich zu ungleichen Anstiegs- und Abfallflanken der Signalimpulse. Läßt man beispielsweise ein Verhältnis der Schaltströme bei positiver Aufladung im Vergleich zur negativen Aufladung von <3 (entspre-

so daß sich in diesem Falle mit der weiteren Annahme

"ß

Darin drückt sich das oben angegebene Prinzip der Rückgewinnung des Schaltstromes l_sw aus, der ja maximal

(3)

Diese Rückgewinnung des Schaltstromes und damit den niedrigen Ruhestromfluß im stationären Zustand kann man etwa wie folgt veranschaulichen. Nach erfolgter Umladung der mit den jeweiligen Eingangsbzw. Ausgangsknoten verbundenen Schaltkapazitäten fließen in den sättigungsleitenden Transistoren Injektionsströme nicht nur in der Normalrichtung, d. h. vom Emitter injiziert, sondern auch über den dann in Durchlaßrichtung gepolten Kollektor-Basisübergang, so daß nach außen hin nur noch der bei symmetrischen Transistoren sehr geringe Differenzstrom im stationären Zustand in Erscheinung tritt.

Anknüpfend an die oben abgeleitete Gleichung (3) ist nun festz'istellen, daß Vbe durch Vo (Betriebsspannung) und die Sättigungsspannung Vces vorgegeben ist (vgl. Gleichung (I)), so daß unter der oben gemachten Annahme gleicher Stromverstärkungsfaktoren das Verhältnis von maximalen Schaltstrom zum Ruhestrom

(4)

wird. Bei einem Stromverstärkungswert von 100 in beiden Richtungen läßt sich demnach ein Verhältnis von Schalt- zu Ruheleistung von 50 erreichen.

Für den Fall regelrechter logischer Verknüpfungen ergibt sich für dieses Verhältnis unter Berücksichtigung der Anzahl von Eingängen (fan in = FI) bzw. der Anzahl von Ausgängen (fan-out = FO)

chend etwa e) zu, dann darf \Δ Vbe\ £26 mV (Temperaturspannung) der beiden Transistortypen zugelassen werden.

Unterschiedliche Sättigungsspannungen V_Ces — vgl. Gleichung (1) — können sich kaum auswirken, da sie an sich schon klein sind. Wegen der Forderung nach geringer Ruheleistung sind nämlich hohe inverse Stromverstärkungen gefordert. Wesentlicher Bestandteil der Sättigungsspannung ist aber die sog. Offset-Spannung VO«i«· Diese Offset-Spannung bedeutet die Kollektor-Emitterspannung bei einem Kollektorstrom Ic = 0. Bei großer inverser Stromverstärkung ist die Offset-Spannung sehr klein.

Es gilt:

i K/fiJ= v_T- ilna/i
α,-βΑΙ+β,) V₇- = Temperaturspannung

(6)

Beispiel:

«,2:0,9 (ß,^

I JV_-I «2,5 mV.

Bezüglich der praktischen Realisierbarkeit der vorgeschlagenen Schaltkreistrechnik erscheint es

in durchaus möglich, schon mit herkömmlichen bipolaren Prozessen, z. B. dem Standardprozeß mit vergrabener Kollektorzone, insbesondere bei Anwendung einer passiven Isolation, komplementäre Transistoren mit den gewünschten Eigenschaften zu bekommen.

j) Im folgenden soll ein Beispiel für durchweg laterale Strukturen in Silizium auf einem isolierenden Substrat, z. B. Saphir, gegeben werden.

Die Annahme gleicher Basis-Emitterspannungen in Abhängigkeit vom Emitterinjektionsstrom Vbe(Ie) für die PNP- und NPN-Transistoren bedeutet gleiche Sättigungsströme /5 nach der Gleichung

h =

Es gilt:

(7)

/s(PNPi = -rr- ■ μΡ· p„- k-T

"B

Es bedeuten:

(8)

q = Elementarladung

A = Fläche des Emitter-Basis-Überganges

Wb = Basisweite

μ_ρ = Beweglichkeit der Minoritätsladungsträger (hier Löcher: p) in der Basis

p„ = Konzentration der Minoritätsladungsträger in der Basis (hier Löcher pin n-Gebiet)

m = intrinsische Konzentration

Nd = Majoritätsladungsträgerdichte in der Basis (hier Donatoren)

Stellt man die zu Gleichung (8) entsprechende Gleichung für den Sättigungsstrom eines NPN-Transi-

stors auf, ergibt die Forderung, daß beide Sättigungsströme gleich sind, d. h.

/sil'NP) ⁼ 4(NPN) (9)

unter der weiteren Annahme gleicher Geometrie beider Transistortypen die Beziehung:

(10)

μ_ρ/Ν_η =
Dabei bedeuten:

μ_η = Beweglichkeit der Minoritätsladungsträger (hier Elektronen: n)'m der Basis des NPN-Transistors

Na = Dichte der Majoritätsladungsträger (hier Akzeptoren) in der Basis des NPN-Transistors

Die Gleichung (10) wird beispielsweise mit folgenden Dotierungen erfüllt:

PNP N₀= 10"¹Cm"³

μ_ρ = 400 cm²/VS
NPN N_A = 2- 10¹⁶ cm"³

μ_η =8OOcm²/VS.

Bei dem genannten Beispiel werden gleiche Basisweiten für die komplementären Transistoren vorausgesetzt, was jedoch nicht in jedem Fall nötig ist. Die oben angegebenen resultierenden Dotierungen können z. B. gut mittels Ionenimplantation eingestellt werden, wozu man sich der auf diesem Gebiet bekannten Techniken bedienen kann. Die Emitter bzw. Kollektoren können in diesem Fall genügend hoch (>10^I8cm-³) dotiert werden, um die gewünschte hohe Stromverstärkung zu erreichen. Die Implantationstechnik bietet eine bisher unübertroffene Möglichkeit zur Fertigungskontrolle dadurch, daß alle prozeßempfindlichen Parameter, wie Gesamtbetrag der eingebrachten Verunreinigungen und Eindringtiefen sich mittels elektrischer Größen direkt während des Fertigungsganges erfassen lassen. In Verbindung mit einer ggf. durchgeführten thermischen Nachbehandlung der implantierten Zonen läßt sich eine sonst unerreichte Kontrolle und Gleichverteilung der elektrischen Betriebsdaten erhalten, wie sie in der vorliegenden Erfindung vorausgesetzt ist Andere Kombinationen von Dotierungen und Geometrie sind darüber hinaus ebenfalls möglich.

Wie bereits oben erläutert wurde, liegt der vorgeschlagenen Schaltkreistechnik das Prinzip zugrunde, daß der Schaltstrom über die Betriebsspannung Vo festgelegt wird, wobei V₀ etwa der Größe der Basis-Emitterspannung entspricht Die an die genaue Einsteübarkek und Konstanz der Betriebsspannung Vb zu stellenden Anforderungen werden gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung durch die in F i g. 4 dargestellte Regelschaltung erfüllt Im linken Teil der Fig.4 ist in teilweise unterbrochenen linien schematisch eine mit der Betriebsspannung Vo zu versorgende Verknüpfungsschaltung angedeutet Die Transistoren TT, Ti' und TV entsprechen dabei beispielsweise den Transistoren T2, T3 und Γ4 des Verknüpfungsgliedes nach Fig. 1. Die Betriebsspannung Vo soll an den Ausgangsklemmen F und G zur Verfugung stehen. Abgeleitet wird Vi aus der ungeregelten Betriebsspannung+ Vl. Die in der Regelschaltung vorgesehenen Transistoren 7X1 bzw. 7X2 stellen in ihren Eigenschaften mit den entsprechenden komplementären Transistoren der Verknüpfungsschaltung möglichst ähnliche Eigenschaften aufweisende Vergleichstransistoren dar. Der Kollektorstrom des PNP-Vergleichstransistors TXX wird dabei mit einem Sollwert im Wege des Spannungsvergleichs verglichen. Dazu wird der den maximalen Schaltstrom Isw repräsentierende Kollektorstrom von TXX über den Widerstand R X im Kollektorzweig in eine Spannung umgesetzt. Als Vergleichsspannung wird die Basis-Emitter-Spannung des NPN-Transistors 7X2 benutzt. Mit steigender Temperatur nimmt daher der Schaltstrom ab. Das ist erwünscht, denn so bleibt die Schaltzeit konstant, weil der logische Spannungshub mit Vbe abnimmt. R 2 stellt den Arbeitswiderstand für TX 2 dar.

Fließt weniger Strom Isw als der Sollwert, wird TX2 weniger leitend und gibt mehr Strom an den Stelltransistor Th ab, der dadurch Vo erhöht. Bei zu geringem Strom Isw ist die Wirkung umgekehrt. Der Emitter von TX2 kann entweder mit dem Emitter des Stelltransistors Th an einem gemeinsamen, vorzugsweise Massenpotential liegen oder aber an einer separaten (negativen) Hilfsspannung V2.

In Fig.5 ist als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung die zur Schaltung nach F i g. 1 bzw. 2c duale Verknüpfungsschaltung dargestellt. Es ist ersichtlich, daß am Ausgang C nur dann das Potential + Vo auftritt, wenn beide Eingangsvariablen (A, B) den unteren Spannungspegel Vr aufweisen, bzw. tritt am Ausgang bereits das Potential Vr auf, wenn mindestens eine

jo Eingangsvariable den oberen Spannungspegel annimmt. Es handelt sich demnach bei dieser Schaltung unter Vereinbarung einer positiven Logik um ein NOR-Glied. Damit ist aber ersichtlich, daß die Erfindung nicht auf die jeweils konkrete Verknüpfungsschaltung beschränkt

Die mit der vorgeschlagenen Schaltkreistechnik erzielbaren Vorteile bestehen einmal darin, daß eine gegenüber der Arbeitsleistung vernachlässigbar geringe Ruheleistung auftritt Durch den wesentlich geringeren Spannungshub dieser bipolaren Schaltungen erhält man ein wesentlich besseres Verlustleistung χ Geschwindigkeit-Verhältnis gegenüber einer mit komplementären Feldeffekttransistoren aufgebauten Verknüpfungsschaltung, die nach dem heutigen Stand der Technik hinsichtlich der Leistungsaufnahme als vorteilhafteste Schaltkreistechnik anzusehen ist Gegenüber CMOS bietet die vorgeschlagene bipolare komplementäre Schaltkreistechnik die Vorteile der kleineren Versorgungsspannung und insbesondere des kleineren logisehen Signalhubes, was zu einer wesentlich kleineren dynamischen Verlustleitung führt Für die Verlustleistung P gilt:

P-CU²,

wobei C die Schaltkreiskapazität darstellt.

Damit ergibt sich für den Vergleich der dynamischen Verlustleistungen der vorgeschlagenen Bipolartechnik gegenüber CMJS

(5 V)²

1
50

Zusätzlich wird, was in der Vergleichsbeziehung nicht zum Ausdruck kommt, eine erhöhte Geschwindigkeit erhalten. Schließlich läßt sich eine gegenüber CMOS weiter erhöhte Packungsdichte erreichen, da die Bipolartransistoren sämtlich mit Minimaldimensionen ausgelegt werden können.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Komplementäre Transistorschaltung zur Durchführung boolescher Verknüpfungen von mindestens zwei Eingangsvariablen, die jeweils mit den Steuerelektroden eines ersten und eines zweiten, zum ersten komplementären Bipolartransistors gekoppelt sind, insbesondere zur Anwendung in integrierten Schaltnetzwerken, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils der eine Transistor das Lastelement des anderen Transistors bildet und daß beide Transistoren bezüglich ihrer hoch gewählten Stromverstärkungsfaktoren in Normal- und Inversrichtung nahezu symmetrisch sind und eine kleine Sättigungsspannung aufweisen.

Z Transistorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspanr.ung etwa die Größe der Basis-Emitterjpannung der Bipolartransistoren im Leitzustand aufweist

3. Transistorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannung aus einer Regelschaltung abgeleitet ist, in der der Kollektorstrom eines Vergleichstransistors des einen Leitungstyps im eingeschalteten Zustand mit der Basis-Emitterspannung eines dazu komplementären und als Vergleichstransistor zu den Verknüpfungstransistoren dieses Leitfähigkeitstyps ausgelegten Bipolartransistors verglichen wird, so daß der Schaltstrom und damit der zur Verfugung stehende Signalspannungshub entsprechend dem Wert der Basis-Emitterspannung mit steigender Temperatur abnimmt.

4. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Bipolartransistoren mindestens teilweise lateral ausgebildet sind.

5. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie in Silizium-auf-Saphir-Technik ausgebildet ist.

6. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine passive Isolation der Schaltungskomponenten, vorzugsweise durch eine Oxydisolation.

7. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung eines NAND- oder NOR-Gliedes entsprechend der Zahl von Eingangsvariablen zu einer Reihen- bzw. Parallelschaltung zusamengefaßte Bipolartransistoren des einen Leitfähigkeitstyps vorgesehen sind, mit denen quasi im Lastzweig verbunden eine gleiche Anzahl von zu einer Parallelbzw. Reihenschaltung zusammengefaßten Bipolartransistoren des dazu komplementären Leitfähigkeitstyps vorgesehen sind, deren Verbindungspunkt den Schaitungsausgang bildet, und daß die Steuerelektroden der zueinander komplementären Transistoren jeweils paarweise parallel geschaltet sind.

8. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der maximale Schaltstrom über die Versorgungsspannung festgelegt ist, die aus der Basis-Emitterspannung eines Vergleichstransistors im Leitzustand abgeleitet ist.

9. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Parametereinstellung der Verknüpfungstransistoren, insbesondere deren Verstärkungsfaktor, so gewählt ist, daß im stationären Zustand infolge Sättigung der leitenden Transistoren zum Injektionsstrom über den Emitter-Basis-Übergang ein etwa gleich großer Injektionsstrom über den Kollektor-Basis-Übergang hinzukommt

10. Transistorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß die Dotierung der Halbleiterzonen mittels Ionenimplantation vorgenommen ist