DE1762172B2

DE1762172B2 - Verknuepfungsschaltung mit stromuebernahmeschaltern

Info

Publication number: DE1762172B2
Application number: DE19681762172
Authority: DE
Inventors: Robert Owen Princeton N J Winder (V St A )
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1967-04-26
Filing date: 1968-04-24
Publication date: 1972-06-15
Also published as: DE1762172C3; US3508076A; DE1762172A1; FR1560949A; GB1230177A; NL6805876A

Description

Die Erfindung betrifft eine Verknüpfungsschaltung mit einer ganzen Zahl ii von Eingangsleitungen und mit einer Anzahl von Vergleichsschaltungen, die jeweilseinen emittergekoppcllen Stromübernahmeschalter enthalten, der mit einem ersten Eingang mit einem der η Eingangsleilungen und mit einem zweiten Eingang mil einer eine feste Referenzspannung liefernden äußeren Quelle gekoppelt ist, wobei die Eingangsund Ausgangssignalspannungen jeweils den einen bzw. anderen Binärwert repräsentieren, wenn sie positiver bzw. negativer als die Referenzspannung sind. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf digitale Schaltkreise, welche Schwellwert- und andere fogische Operationen durchführen, und an welche ein oder mehrere digitale Eingangssignale angelegt werden können, mit denen ein digitales Ausgangssignal erzeugt wird, das die Schwellwert- oder logische Funktion repräsentiert.

Schwellwert - Torschaltungen, welche Vergleichsschaltungen als Eingänge verwenden, sind bekannt, beispielsweise aus der Zeilschrift »Digest of Technical Papers for the International Solid State Circuits Conference, first edition February 1967«, S. 114 und 115. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist es erforderlich, Eingangssignale mit Zwei-Pegel-Spannungen zu verwenden, denen Binärwerte beibemessen werden. Ferner sind Stromübernahmeschalter mit jeweils zwei oder mehr Transistoren bekannt, die eine angelegte Signalspannung mit einer Referenzspannung vergleichen und an einem Ausgang ein entsprechendes Signal erzeugen. In die gemeinsame Kollektorleistung der Transistoren kann hierbei ein Widerstand eingefügt sein, an dem eine Ausgangsspannung abgegriffen wird (S t e i η b u c h, »Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung«, 1962, S. 476).

Weiterhin sind Schaltungen zum Durchführen logischer Operationen mit einer der Anzahl der Eingänge der Verknüpfungsschaltung entsprechenden Anzahl von Vergleichsschaltungen bekannt, welche jeweils das Eingangssignal mit einer zusätzlich angelegten Referenzspannung vergleichen und ein entsprechendes Ausgangssignal erzeugen. In jeder Vergleichsschaltung wird das Signal an die Basis eines ersten Transistors und die Referenzspannung an die Basis eines zweiten Transistors angelegt, und je nachdem, ob die Signalspannung etwas positiver oder negativer als die Referenzspannung ist, führt entweder der eine oder der andere Transistor Strom, denn die Emitter beider Transistoren liegen gemeinsam über einen Begrenzungswiderstand an der Versorgungsspannung (deutsche Auslegeschrift 1 196 241 und I 196 242).

Aufgabe der Erfindung ist, eine Schaltung zum Durchführen logischer Operationen anzugeben, bei der die Ausgangsspannung eine Information über die Anzahl von Eingangssignalen enthält, welche posi-

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liver (oder negativer) als ein Refercnzwert sind, und ;lie möglichst unempfindlich gegen Schwankungen Jer Versorgungsspannung sowie der Temperatur ist.

Die Erfindung besteht darin, daß bei einer Verknüpfungsschaltung der oingangs angegebenen Art die Ausgange der Vergleichsschaltungen mit einer gemeinsamen Impedanz zum Erzeugen einer Ausgangssignalspannung verbunden sind und daß der Wert der Referenzspannung im wesentlichen gleich dem halben Wert der Versorgungsspannung der Verknüpfungsschaltung ist und der Mittelpunkt des Signalhubes der Ausgangssignalspannung auf dem Potential der Referenzspannung bleibt, Abgesehen von der Lösung der genannten Aufgabe hat die Erfindung den Vorteil, daß die binären Eingangs- und Ausgangspotenliale keine festgelegten Werte sein müssen.

Eine Schaltung gemäß der Erfindung kann in einer Ausführungsform für Schwellwert-Schaltfunktionen dienen und in anderen Formen für Schall^runktionen wie z. B. UND, Inversion usw. Sie ermöglicht ferner sogenannte »Phantom«-ODER-Verknüpfungen (die durch die Verdrahtung gebildet werden).

Mit dem hier verwendeten Begriff der logischen Schwellwertschaltung ist eine Schaltungsanordnung gemeint, die einen Schwellwert T, eine Anzahl η binärer Eingänge, deren i'-ter Eingang die Bewertung \v, haben mag, und einen binären Ausgang aufweist, wobei T, /ι und jedes w, ganzzahlig sind. Die Funktion einer Schwellwertschaltung kann beschrieben werden als Summierungs-Diskriminierungs-Operation, wobei die bewerteten binären Eingangssignalc summiert werden und die Summe mit dem Schwellwert T verglichen wird. Die binäre Bedeutung, d. h. der Binärwert des Ausgangs, hängt davon ab, ob die Summe der Eingänge gleich dem Schwellwert T oder größer als dieser ist, oder ob dies nicht der Fall ist. Beispielsweise sind die sogenannten Majoritäts- und Minoritäts-Torschaltungen Sonderfälle der Schwellwertschaltung, wobei Ii ungerade, die Bewertung w, für jeden Eingang Eins und der Schwellwert T gleich ist. Der

Ausgang der Majoritätsschaltung ist also 0 oder 1, wenn an den Eingangsleitungen mehr 0- oder 1-Signale vorhanden sind. Der Ausgang der Minoritätsschaltung ist dementsprechend 0 oder 1, wenn an den Eingängen weniger 0- bzw. 1-Signale anliegen.

Bei einer Schaltungsanordnung der hier beschriebenen Art sollen η Eingangssignale ein Ausgangssignal hervorrufen, wobei jedes solche Signal, welches positiver ist als eine feste bestimmte Referenzspannung (im folgenden V_re/ genannt), einen ersten Binärwert darstellt, während irgendein derartiges Signal, dessen Spannungspegel negativer ist als V_reJ-, vom zweiten Binärwert ist. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die logische Schaltungsanordnung η Vergleichsschaltungen auf, wobei /ι eine ganze Zahl ist. Jede der Vergleichsschaltungen empfängt je ein anderes der η Signale an einem ihrer Eingänge und V_ref an dem anderen seiner Eingänge. Die /ι Vergleichsschaltungen vergleichen die empfangenen Eingangssignalspannungen mit V_n._r und liefern an ihren einzelnen Ausgangsleitungen entsprechende Signale. Eine mit den Ausgängen der Vergleichsschaltungen gekoppelte Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals liefert eine Ausgangssignalspannung, deren Binärwert davon abhängt, wie sich ihre Größe zu V_rcj- verhält.

Bei einem besonderen Ausführungsbeispiel der erfindungsgcmiißen logischen ,Schwellwertschaltung weist die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals eine Lastimpedanz für die Verglcichsschallungen und eine gemeinsame Ausgangsleilungsschallung auf, wodurch eine wirksame Summicrung der angelegten Eingangssignalc erfolgt. Die Diskriminierung (Vergleichung mit dem Sehwellwert) erfolgt an der Eingangsvergleichsschaltung der nächsten oder angesteuerten Schwellwertlogik oder eines anderen Schall-

ίο kreises. Bei einem anderen Ausrührungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Schallkreises, der sich besonders gut für integrierte Schaltungen eignet, kann die Laslimpedanz durch einen Lastwiderstand für jede Vergleichsschaltung realisiert werden. Für das UND-Glied als Ausführungsbeispiel weist die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals einen Last widerstand auf, dessen Wert allgemein größer ist als der Wert der Punktbclaslungsimpedanz der Schwellwertgatterausluhrung der Erfindung. Beim Invcrsions-

schaltkreis als Ausführungsbeispiel (der einen Sonderfall mit /ι = 1 darstellt) enthält die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals ein Verstärkungsclement vom Umkehrtyp.
F i g. 1 ist ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen logischen Schwellwertschaltkreiscs;

F i g. 2 ist eine graphische Darstellung, in der die logischen Signaldefinitionen und verschiedene Signalwerte für die dargestellten Schallungen mit bipolaren NPN-Transistoren gezeigt werden;

Fig. 3 ist ein Schaltbild eines logischen UND-Schaltkreises als Ausführungsbeispiel der Erfindung; Fig.4 ist ein Schaltbild eines Inversionskreises als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 5 ist ein Schaltbild, in welchem beispielsweise Widerstandsschaltungen für den Parameter α der Schaltung gemäß Fig. 4 dargestellt sind;

F i g. 6 ist ein Teilschaltbild, welches die Eignung der Erfindung für »Phantom«-ODER-Verknüpfungen zeigt;

F i g. 7 ist ein Schaltbild einer Referenzversorgungsschaltung, die für die Ausführungsbeispiele gemäß der F i g. 1 sowie F i g. 3 und 4 verwendet werden kann, und F i g. 8 ist ein Schaltbild, teilweise als Blockschaltbild, welches die Leistungsversorgungsverbindungcn zu zwei der logischen Stufen gemäß F i g. 1 darstellt, welche relativ weit voneinander entfernt angeordnet sind.

Die logischen Schaltkreise gemäß der Erfindung sind in ihrer Anwendung nicht auf die Verwendung irgendeiner besonderen Art von Schaltglied, wie z. B. bipolare Transistoren, Dioden, Feldeffekttransistoren u. dgl. oder auf irgendeine besondere Schaltungskonfiguration der Binärsignal - Vergleichsschaltungen beschränkt. Beispielsweise und zur Vervollständigung der Beschreibung enthält jedoch die in der Zeichnung dargestellte Schaltungsanordnung nur eine Art von Schaltglied, den bipolaren Transistor, und eine Art von Vergleichsschaltung, einen emittergekoppelten strommäßigen Schalter, die zur Realisierung der Erfindung verwendet werden können. Auch die Verwendung von NPN-Transistoren dient nur als Beispiel, selbstverständlich sind auch Transistoren vom PN P-Tyρ möglich.
Die erfindungsgemäßen logischen Schaltkreise können entweder aus gesonderten Bauelementen oder mittels der Technik der integrierten Schaltungen aufgebaut sein. In der hier verwendeten Bedeutung bezieht sich der Begriff »integrierte Schaltung« auf die-

jenigen Techniken, bei denen eine gesamte Schaltung oder Gruppen von Schaltungen beispielsweise durch Diffusion oder mittels Schichten in oder auf einem oder mehreren Plättchen aus einem Werkstoff wie Silizium, Saphir, Glas u. dgl. gebildet werden können. Mit der Weiterentwicklung der Technik der integrierten Schaltungen wurde die Komponentendichle erhöht, wobei das Maß der in oder auf der gleichen Unterlage herstellbaren Schaltfunktionen bis zu relativ komplizierten Funktionen (sogenannte Mehrfunktionsplättchen) beim System- oder Untersystempegel wuchs. Ein Weg zu Mehrfunktionsplättchen besteht darin, die Schaltungskomponenten in eine Reihe von Zellen zu ordnen, wobei die gewünschte Schaltfunktion auf dem Plättchen durch geeignete innere und äußere Verbindungen der Zellen bewerkstelligt wird. Die dargestellten Ausführungsbeispiele mit logischen Transistorschaltkreisen gemäß der Erfindung eignen sich besonders für den Schaltungsentwurf dieser Mehrfunktionsplättchen.

In Fig. 1 sind zwei Stufen einer logischen Schaltungsanordnung für die logische Schwellwertfunktion dargestellt, wobei die linke Stufe 20 die rechte Stufe 50 ansteuert. Die Stufe 20 besitzt eine Anzahl /) gleicher Vergleichsschaltungen 21, von denen zur Vermeidung von Wiederholungen nur die Vergleichsschaltungen 2I₁ und 21 „ dargestellt sind. Die Zahl η ist ganzzahlig und sei am Anfang ungerade, um ein Majoritätsgatter als bevorzugtes Ausführungsbeispiel zu erläutern. Jede der Vergleichsschaltungen 2I₁ und 21 „ ist an eine Leistungszufuhrleitung 25 angeschlossen. Ferner ist jede Vergleichsschaltung mit einer zugeordneten Eingangsleitung 39_t bzw. 39„ und mit einer Referenzspannungsleitung 30 verbunden. Die Eingangsleitungen 39j und 39„ sind so geschaltet, daß ihnen Eingangssignale X₁ bzw. X_n zuführbar sind, die jeweils die Wertigkeit Eins haben. Die Referenzspannungsleitung 30 liegt an einer festen Referenzspannung V_ref, wie links an der Stufe 20 dargestellt ist. Jede der Vergleichsschaltungen 2I₁ und 21„ besitzt mindestens eine Ausgangsleitung TJ₁ bzw. 27„.

Eine Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals verbindet die Ausgangsleitungen miteinander und mittels einer Lastimpedanzvorrichtung, die als getrennte Lastwiderstände dargestellt ist, mit einer weiteren Leistungszuführungsleitung 26. Die Lastwiderstände 2S₁ und 29j verbinden die Ausgangsleitung 27j mit der Leistungszuiührungsleitung 26, während die Lastwiderstände 28„ und 29„ mit dieser Leitung 26 die Ausgangsleitung 27„ verbinden. Es sei darauf hingewiesen, daß die Lastimpedanzvorrichtung auch ein einziger Lastwiderstand geeigneten Wertes sein könnte.

Die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals enthält ferner einen Emitterfolger-Transistor 35, dessen Basis 35 b an die Ausgangsleitungen 2I₁ und 27„ angeschlossen ist. Der Kollektor 35 c liegt an der Versorgungsleitung 26, während der Emitter 35 e über Emitterwiderstände 36 und 37 mit der Zuführungsleitung 25 verbunden ist. Ferner ist der Emitter 35 c an eine Ausgangsleitung 40 der ersten Stufe angeschlossen.

Die Zufuhrungsleitungen 25 und 26 liegen an den Klemmen einer Betriebsspannungsquelle mit dem Wert Vps, die irgendeine geeignete Gleichspannungsquelle sein kann, beispielsweise eine Batterie. Die Leitung 25 wird als V_PS-Leitung bezeichnet, während die Leitung 26 willkürlich als Masseleitung G festgelegt wird, wie in F i g. 1 mit dem bekannten Symbol dargestellt ist.

Jede der Vergleichsschaltungen 2I₁ und 2I_n enthält ähnliche Komponenten und innere Verbindungen, so daß es genügt, nur die Vergleichsschaltung 2I₁ genauer zu beschreiben. Die Vergleichsschaltung 2I₁ ist dargestellt als strommäßiger Schalter mit zwei Transistoren 22 und 23. Die Emitter 22 e und 23 e sind zusammengeschaltet und über einen gemeinsamen Emitterwiderstand 24 mit der Zuführungsleitung 25 verbunden. Die Basis 22b ist mit der Eingangsleitung X₁ verbunden, während die Basis 23 b an der 7_re/-Leitung 30 liegt. Der Kollektor 22 c ist unmittelbar an die Masseleitung 26 angeschlossen, der Kollektor 23 c ist mit der Ausgangsleitung 2T₁ verbunden.

Die Ausgangsleitung 40, die sich zu einer großen Zahl möglicher Ausgänge verzweigen kann, wie mit den punktierten Linien angedeutet ist, ist an die Eingangsleitung 69j der angesteuerten Stufe 50 angeschlossen. Diese angesteuerte Stufe 50 ist in jeder Beziehung ähnlich der Stufe 20, abgesehen davon, daß sie eine unterschiedliche Anzahl m von Eingangsleitungen aufweisen kann, wie mit der Eingangsleitung 69,„ dargestellt ist. Wiederum sind nur zwei Eingangsleitungen dargestellt, um Wiederholungen zu vermeiden. Den Eingangsleitungen 69_t und 69_m sind mit Y₁ bzw. Y_n, bezeichnete Eingangssignalspannungen zuführbar. Die Stufe 50 ist ferner an die gleichen V_PS- und F_rc/-Klemmen wie die Stufe 20 anschließbar. Die dargestellte SchaltuHgsanordnung der Eingangsvergleichsschaltung 51, die der Eingangsleitung Y₁ zugeordnet ist, ist weitgehend ähnlich den Vergleichsschaltungen 2I₁ und 21„, wobei die Stromschalttransistoren mit den Bezugszeichen 52 und 53 versehen sind. Die Stufe 50 besitzt ferner eine Ausgangsleitung 70.

Beim Betrieb des dargestellten Ausführungsbeispiels mit NPN-Transistoren ist der Wert von V_PS negativer als das Bezugs-Massenpotential G, und der Wert von V_{n f} liegt zwischen V_PS und G, wobei V_rcf mittels eines Spannungsteilers gewonnen werden kann. Jede der Eingangsvergleichsschaltungen vergleicht die ihr angelegte Signalspannung mit der Referenzspannung V_ref und liefert an ihrer zugeordneten Ausgangsleitung entweder einen Ausgangsstrom oder nicht, was davon abhängt, ob die Eingangssignalspannung kleiner oder größer ist als V_rcf.

Gemäß einer Betrachtung, insbesondere der Vergleichsschaltung 21, simulieren die Spannung V_PS und der gemeinsame Emitterwiderstand 24 für die Stromschalttransistoren 22 und 23 eine Stromquelle.

Immer wenn die angelegte Signalspannung X₁ einer Wert aufweist, der größer ist als V_ref, wird der Tran sistor 22 leitend, der Transistor 23 dagegen gesperrt Der Quellenstrom fließt durch den Kollektor-Emit ter-Pfad des Transistors 22, und auf der Ausgangs leitung 27] fließt praktisch kein Strom. Wenn anderer seits die angelegte Signalspannung X₁ kleiner ist all V„_r, wird der Transistor 23 leitend und der Transi stör 22 gesperrt. Bei diesen Eingangssignalvcrhält nissen wird der Quellenstrom durch den Kollektor Emitter-Pfad des Transistors 23 geleitet, so daß eil Ausgangsstrom durch die Ausgangsleitung 2T₁ fließ und an den Lastwiderständen 28) und 29, eine Aus gangsspannung hervorruft. Jede der anderen Ver gleichsschaltungen der Stufen 20 und 50 reagieren au die ihnen angelegten Eingangssignale in ähnliche Weise und bewirken, daß ein Ausgangsstrom fließ

oder nicht fließt. Die Ausgangsstrombeiträge der Vergleichsschaltungen der Stufe 20 werden durch die Kombination der parallelen Lastwiderstände wirksam summiert und über den Emitterfolger-Transistor 35 als Eingangssignal Y₁ an die angesteuerte Stufe 50 angelegt. Die Eingangsvergleichsschaltung 51 in der angesteuerten Stufe 50 führt für die Signalspannungen X₁ bis X_n die Diskriminierung oder den Vergleich mit dem Schwellwert durch.

Ein Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung empfängt Eingangssignale, deren Spannungen irgendeinen beliebigen Wert oberhalb (positiver) oder unterhalb (negativer) von V_ref haben können. Dies steht im Gegensatz zu bekannten Schaltungen mit der Verwendung von Stromschalter-Vergleichsschaltungen, bei denen die logischen Signalspannungspegel innerhalb enger Grenzen entweder auf einen hohen Spannungspegel oder auf einen niedrigen Spannungspegel bezüglich V_ref beschränkt sind, wobei die hohen und niedrigen Pegel die gewünschten Binärwerte darstellen. Bei einem Schaltkreis gemäß der Erfindung kann die Ausgangssignalspannung irgendein beliebiger Wert sein, der durch die summierten Strombeiträge der Eingangsvergleichsschaltungen bestimmt ist, wobei die Spannungswerte oberhalb und unterhalb von V_ref einem ersten und einem zweiten Binärwert zugeordnet sind. Wie aus der graphischen Darstellung der F i g. 2 zu sehen ist und für den Zweck der folgenden Beschreibung, sind die Binärzahlen 1 und 0 willkürlich Signalspannungswerten oberhalb bzw. unterhalb von V_n f zugeordnet.

Bei Anwendung der Erfindung wird in einem Schwellwertgatter eine gesonderte Diskriminatorschaltung überflüssig, da die Vergleichsfunktion durch die Vergleichsschaltung der angesteuerten, d. h. der nächstfolgenden Stufe durchgeführt wird. Außerdem ermöglicht die Erfindung einen Schaltkreis, in welchem ein Temperatur- und Leistungsversorgungsgleichlauf zuverlässig gewährleistet ist.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß F i g. 1 werden im Schaltkreis nur Widerstände vom Wert R verwendet. Dem Schaltkreis wird eine Referenzspannung V_ref zugeführt, welche gleich der halben Leistungsversorgungsspannung V_PS ist. Es gilt also, wie in F i g. 2 zu sehen ist:

V_PS = -2B
V_ref= -B.

Für die folgende Beschreibung sei angenommen, daß der Basis-Emitter-Spannungsabfall V_HE eines jeden Transistors gleich dem Spannungsabfall V_BE aller anderen Transistoren des Schaltkreises ist.

Die Zahl der möglichen Eingangsvergleichsschaltungen, n, wird durch V_PS bestimmt sowie dadurch, wie nahe die Signalspannungen an — B kommen dürfen. Es sei

A = V_BE. (3)

Die Größe des von einer Eingangsvergieichsschaltung mit einem O-Signaleingang beigesteuerten Laststromes //. beträgt dann

h =

ß - R

Da η eine ungerade Zahl ist, werden die nächstkommenden Entscheidungen getroffen, wenn Eingangssignale O-Signale oder

Signale 1-Signale

sind, d. h., Signale O-Signale sind. Diese kritischen Werte entwickeln eine gemeinsame Kollektorspannung V_c von

oder

V_c = -B+ A ±

B- /I

Wenn man annimmt, daß das gleiche /I am Emitterfolger-Transistor 35 vorhanden ist (die Ströme unterscheiden sich nur geringfügig), so ist die Ausgangsspannung V₀

K_n = -B±

(B - /I)

Gleichung (8) zeigt, daß der Schaltkreis gemäß F i g. 1 dem Wesen nach unabhängig von ^,.-Änderungen ist, da der Mittelpunkt des Ausgangssignals stets bei — B bleibt. Dies ist auch der Wert von V_rc} für die Eingangsvergleichsschaltung der angesteuerten

B - Λ

sich mit

Stufe. Selbst wenn also die Spanne

y_Bt-Schwankungen (die bei höheren Temperaturen zunehmen) ändert, stellt die Eingangsvergleichsschalschaltung der angesteuerten Stufe lediglich fest, ob — B ± -—-— positiver oder negativer als —B ist.

Gleichung (8) zeigt ferner, daß die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 grundsätzlich unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung V_PS ist, vorausgesetzt, daß die Schwankungen des Massepotentials G praktisch gleich und entgegengesetzt sind. Bei einer großen integrierten Schaltkreisordnung ist es beispielsweise möglich, die Spannungsabfälle (IR) an den Versorgungs- oder Zuführungsleitungen für V_PS und G praktisch gleich zu machen. Dies ist in F i g. 8 gezeigt, wo an die V_pS- und G-Zuführungsieilungen 25 und 26 an einer ersten Stelle eine Stufe 220 und an einer zweiten Stelle eine Stufe 250 angeschlossen sind. An der ersten Stelle ist zwischen die Zuluhrungsleitungen 25 und 26 eine erste Schaltung 240 zum Herleiten der Referenzspannung V_rei geschaltet, welche die Referenzspannung an die Stufe 220 liefert. Ebenfalls zwischen die Zuführungsleitungen 25 und 26, jedoch an der zweiten Stelle, ist eine zweite Schaltung 241 zum Herleiten der Referenzspannung V_ref geschaltet, welche die Stufe 250 versorgt.

Es kann zwischen den beiden Stellen oder örtlichen Positionen der Stufen 220 und 250 eine beträchtliche Entfernung auf dem Plättchen vorhanden sein, so daß die Zuführungsleitungen 25 und 26 einen endlichen Widerstand aufweisen. Wenn man bei der Herstellung die Breite und den spezifischen Widerstand der Zuführungsleitungen 25,26 entsprechend steuert, können diese Leitungswiderstände gleiche Werte besitzen,

wie mit den diskreten Widerständen 221 und 231 vom Wert K₁ dargestellt ist. Wenn also in den Leitungen 25 und 26 gleiche, jedoch entgegengesetzt gerichtete Ströme 1 fließen, sind die Spannungsabfälle IR_x

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in jeder Stelle entlang der Leitungen 25 und 26 entgegengesetzt gleich, und zwar unabhängig von der Entfernung von den wirklichen Anschlüssen an die Versorgungs-Leistungsquelle. Es sei darauf hingewiesen, daß für den Fall, daß V_ref als die Hälfte von V_PS hergeleitet wird, der Wert von V_reS unverändert bleibt, gleichgültig, wo auf dem Plättchen die Referenzspannung hergeleitet wird, unabhängig von der Entfernung von den Verbindungen der Leitungen 25, 26 mit der Leistungsquelle.

Unter der Annahme, daß Δ = 0,7 Volt (bei Silizium als Werkstoff) sind in der folgenden Tabelle ver-

schiedene Werte der Signalspanne ——— (Gleichung 8) zusammengestellt:

f!	±	3	5	260	mV	±	7	186	±	9
	±			220		±		157	±
B = 2,0	±	433		180		±	129	±	144
B = 1,8	367	±				122
B = 1,6	300	±				100

Werte der Signalspanne

Für B = 1,6 (|Kp_S| = 3,2 Volt) könnte es scheinen, daß die Werte von η = 1 und η = 9 zu anfällig gegen Rauschen sind. Da sich jedoch \{V_BE), V_PS und die Temperaturschwankungen aufheben, müssen bei der Toleranzanalyse nur die Toleranzen der Widerstandsverhältnisse und der Änderungen des Eingangssignalwertes berücksichtigt werden. Ferner können, wie in F i g. 1 gezeigt ist, alle Widerstandswerte Vielfache eines festen Widerstandswertes R sein, so daß der Schaltungsentwurf von Verhältnissen gleichwertiger Widerstände abhängt.

Dies ist bei der Herstellung von integrierten Schaltungen von Bedeutung, da die Widerstandswerte durch die Widerstandsgeometrie bestimmt werden. Wie in . F i g. 1 dargestellt ist, kann zur Realisierung aller Widerstandswerte nur eine einzige Widerstandsform mit dem Wert R verwendet werden, so daß die Widerstandsverhältnisse zuverlässig innerhalb 2% liegen sollten.

Das Haupterfordernis für eine Sondersignalspanne ergibt sich also daraus, Rauschen auf den Eingangsleitungen zu berücksichtigen. Die Signale, welche einem merklichen Rauschen unterliegen, wie es z. B. bei Signalen der Fall ist, die ein Register auftasten oder einblenden, und eine lange Strecke auf dem Plättchen der integrierten Schaltung zurücklegen oder das Plättchen gänzlich verlassen, sollten durch Gatter mit einer geringen Zahl möglicher Eingänge definiert werden, so daß die Spanne des Ausgangssignalpegels relativ groß sein wird. Im Falle des Fortsendens vom Plättchen hinweg könnte man beispielsweise ein einziges Eingangsgatter verwenden.

Die maximalen Signalschwingverhältnissc treten auf, wenn kein 0-Signal und wenn alle 0-Signale angelegt werden. Falls kein 0-Signal angelegt wird, ist V₁- = 0, und V₀ wird zu —A. Wenn alle 0-Signale angelegt sind, steuern alle Eingangsvergleichsschaltungen einen Strom bei, so daß

V_c = π

(B - . 1) (-2R)
K π

ίο

gnalverhältnisse sind symmetrisch zu — B, so daß

K>lm«l = -B ± (B- I). (9)

Eines der Hauptmerkmale mit strommäßigen Schaltern arbeitender Vergleichsschaltungen ist, daß sie ohne Sättigung betrieben werden können, so daß ein sehr schneller Betrieb möglich ist. Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß F i g. 1 wird der nicht gesättigte Betrieb auf der Eingangsleitungsseite einer jeden Vergleichsschaltung bewerkstelligt, da die Kollektorelektroden (ζ. B. die Kollektorelektrode 22c der Vergleichsschaltung 2I₁) an Masse liegen und die Signalspannung stets mindestens gleich oder negativer als - Δ Volt ist. Die Referenzleitungsseite der Ein-

is gangsvergleichsschaltungen (beispielsweise der Transistor 23 der Vergleichsschaltung 2I₁) könnte jedoch durch die unteren Extremwerte des Signals gesättigt werden, wenn man nicht eine Klemmung (clamping) vorsieht, je nach dem Wert von B. Diese Referenztransistoren werden eine Kollektor-Basis-Vorspannung in Durchlaßrichtung von 0,4 Volt besitzen, wenn nicht

-2ß + 2,1 > -B-0,4, für I = 0,7 Volt bedeutet dies

oder

B < 1,4 + 0,4

! V_PS\ < 3,6 Volt.

(10)

(12)

Es ist möglich, den Schaltkreis mit V_rs = — 3,6 Volt zu betreiben, um eine Klemmung vermeiden zu können, doch ist die Zahl der möglichen Eingänge begrenzt, und erhöhte Temperaturen könnten zur Sättigung führen. Aus diesen Gründen ist vorzugsweise eine Klemmeinrichtung vorgesehen, beispielsweise der Klemmtransistor 38 in der Stufe 20. Der Transistor 38 klemmt die Ausgangsleitungen 27! bis 27_n über seinen Basis-Emitler-Übergang auf eine Klemmspannung

V_CL. Der Emitter 38,, des Transitors 38 ist mit den Aus" gangsleitungen 27, bis 27„ verbunden, und die Basis 38b liegt an der Klemmspannung V_n. Der Kollektor 38c ist an die Masseleitung 26 angeschaltet. Die Klemmspannung V_n besitzt einen geeigneten Wert,

um zu verhindern, daß bei ungünstigsten Bedingungen eine Sättigung der Referenztransistoren auftritt, beispielsweise kann sie die folgende Größe besitzen:

(13)

Wenn eine nennenswerte Anzahl von 0-Eingangs-

signalen (mehr als

, jedoch allgemein wenigei

ist und V₀ zu — 2Β + Δ wird. Diese maximalen Sials n) vorhanden ist, zieht der Klemmtransistor 3i merklichen, jedoch mäßigen Strom. Sein Spannungs

abfall V_BE beträgt I, so daß der Emitter 38e und di( den Vergleichsschaltungen gemeinsame Kollektor spannung V₁- auf -BVoIt geklemmt wird, unabhän gig von .1. Die Ausgangsspannung wird dann au (- ß - Δ) Volt geklemmt.

Im Falle der Klemmung summieren also die logi sehen Schaltkreisstufen 20 und SO jeweils ihre entspre chenden Eingangssignale zur Erzeugung eines Aus gangssignalpegels, der einen beliebigen Wert obei halb des V_rcf-Pegels bis zu - A Volt oder unterhal

von V_nf hinab bis zu (- B - Δ) Volt haben kann. De Ausgangssignalpegel wird dann mit dem Refcrenzpegi von — B Volt durch die Eingangsvergleichsschaltun der angesteuerten Stufe zur Feststellung der 1- bz\

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0-Signale verglichen. Im Interesse einer Signalsymmetrie zu V_ref kann es auch wünschenswert sein, eine zusätzliche Klemmung einzuführen, um die oberen Extremwerte der Ausgangsspannung zu begrenzen. Dies ist jedoch nicht notwendig. Für den Fall, daß jeweils ein verschiedenes Eingangssignal an jede der Eingangsleitungen 39! bis 39„ angelegt wird, kann man sagen, daß die logische Schaltungsanordnung als Majoritätsgatter mit /i Eingängen wirkt. Die Eingänge können gewertet werden, indem man das gleiche Eingangssignal an zwei oder mehr Eingangsleitungen anlegt. Wenn beispielsweise ii = 5 ist, ergibt sich, wenn ein einziges Signal an zwei der fünf Eingangsleitungen angelegt wird, ein (2111)-Gatter, wobei die Bewertungen 2, 1, bzw. 1 sind. Eine andere Möglichkeit, die Eingänge zu bewerten, besteht darin, den i-ten Vergleichsschaltungs-Emitterwiderstand 24 durch die Bewertung W₁ zu dividieren, beispielsweise durch Parallelschaltung von W₁ Widerständen des Wertes R.

Die in F i g. 1 dargestellte logische Schwellwertschaltung ist nur eine aus einer Gruppe von kompatiblen logischen Schaltkreisen, die zur Bildung eines gewünschten digitalen Systems in verschiedenen Kombinationen zusammengefügt werden können. In den F i g. 3, 4 und 5 sind einige andere Ausführungsbeispiele der Schaltkreisgruppe oder -Familie dargestellt, die alle mit den gleichen Spannungen V_PS, V_ref und V_CL sowie Signalpegeln wie bei dem Schwellwertschaltkreis gemäß F i g. 1 betrieben werden. Jeder dieser Schaltkreise ist ähnlich aufgebaut wie der Schaltkreis nach F i g. 1, so daß gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten bezeichnen.

In F i g. 3 ist ein UND-Gatter mit ;i Eingängen dargestellt, welches sich von der Stufe 20 gemäß F i g. 1 nur insofern unterscheidet, als die Schwellwertlastimpedanz durch eine Lastimpedanz mit allgemein höherem Wert ersetzt ist. Wie aus der Darstellung ersichtlich ist, kann die Lastimpedanz einen Wert von 2 R aufweisen und durch zwei in Serie geschaltete Widerstände 91 und 92 realisiert sein, von denen jeder den Wert R besitzt.

Im Betrieb, wenn alle Eingangssignal .Y₁ bis Λ',, eine 1 sind, fließt kein Strom durch den gemeinsamen Lastwiderstand. Der Ausgang ist dann — I Volt, was positiver ist als -ßVoll (V_ri._f), und stellt daher ein 1 -Signa! dar. Wenn andererseits ein oder mehrere Eingangssignale eineO sind, fließt ein Strom durch den einzelnen Lastwiderstand und bewirkt, daß das Ausgangssignal unterhalb von - B Volt absinkt, was ein O-Signal bedeutet. Es sei darauf hingewiesen, daß. wenn genau eines der Eingangssignal·: ein O-Signal ist,

(TJ t\

die Spannung am Last widerstand --—^— {2 R) oder

— 2 (B- I) beträgt, was hinreichend niedrig ist, den Klemmlransistor 38 zu verlassen, den gemeinsamen Kollektorpunkt auf — B Volt zu klemmen. Es sei hier angenommen, daß B > 20. Andernfalls ist ein größerer Lastwiderstand erforderlich. Das Ausgangssignal ist also nur dann eine 1, wenn alle Eingangssignale eine 1 sind, dagegen eine 0, wenn ein oder mehrere Eingangssignale 0 betragen.

Es ist hier zu beachten, daß bei jedem der bisher erläuterten Ausführungsbeispiele eine einzige Sammelschiene oder ein einziger Ausgangspunkt, die bzw. der jeder der η Vcrglcichsschaltungcn gemeinsam ist, verwendet wird, so daß der Kollektor des Eingangstransistors eine Vergleichsschaltung (beispielsweise der Transistor 22 der Vergleichsschaltung 2I₁) an Masse liegen kann, wodurch eine Sättigung verhindert wird. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diesen Fall beschränkt. Die vorliegende Erfindung umfaßt auch den Fall, daß ein Schaltkreis mit einer Doppelschiene vorgesehen ist. wobei die Kollektoren der Eingangstransistoren der Vergleichssohaltungen nicht an Masse liegen, sondern gemeinsam an eine Lastwiderstandsschaltung angeschaltet sind. Man müßte selbstverständlich eine geeignete Klemmvorrichtung vorsehen,

ίο um eine Sättigung der Eingangstransistoren zu verhindern. Bei einer solchen Gestaltung kann man an der gemeinsamen Kollektorverbindungsstelle der Eingangstransistoren der Vergleichsschaltungen das Komplement V₀ von V₀ abnehmen, und zwar mittels eines zusätzlichen Emitterfolger-Transistors.

In F i g. 4 ist als Ausfuhrungsbeispiel ein Inverterschaltkreis dargestellt, welcher nach der Regel arbeitet, den Kollektor des Vergleichsschaltungs-Eingangstransistors an Masse zu legen. Gemäß F i g. 4 ist die Zahl η der Eingangsvergleichsschaltungen gleich Eins, und der Kollektor 22 c des Eingangstransistors 22 der Eingangsvergleichsschaltung 2I₁ liegt also an Masse. Die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals umfaßt zwei Widerstände 100, 101, die zwischen die V_PS- und G-Zuführungsleitungen in Reihe geschaltet sind, wobei ihr gemeinsamer Punkt mit der Ausgangsleitung H₁ der Eingangsvergleichsschaltung zusammengeschaltet ist. Ferner enthält die Vorrichtung zum Herleiten des Ausgangssignals einen Inverter-Transistör 102, der einen Ausgangs-Emitterfolger-Transistor 103 betreibt bzw. ansteuert. Die Basis 102b des Inverter-Transistors 102 ist mit der Ausgangsleitung 27! gekoppelt. Der Kollektor 102c liegt über einen Kollektorwidersland 104 an Masse, während der Emitter 102 e über einen Emitterwiderstand 105 mit der V'ps-Leilung verbunden ist. Ferner ist der Kollektor 102 c mit der Basis 103b des Emitterfolger-Transistors 103 gekoppelt. Der Kollektor 103c ist mit der Masseleitung, der Emitter 103 c mit einer Ausgangsleitung 108 und über einen Widerstand 106 mit der Fps-Leitung verbunden.

Alle Widerstände besitzen den Wert R. mit Ausnahme des Widerstandes 101, dessen Wert a R beträgt. Der Parameter« wird so gewählt, daß für ein O-Eingangssignal der Vergleichsschaltungs-Referenztransistor 23 nicht in Sättigung gerät und der Inverter-Transistor 102 nicht bei einem !-Eingangssignal gesättigt wird. Wenn .1 entsprechend gewählt wird. kann sich der Widerstandswert »aR«. aus Widerständen mit dem Wert R zusammensetzen, wie in F i g. 5a für α = 5/3 und in F i g. 5b für η = 3/2 dargestellt ist. In jeder dieser Figuren weist die Widerstandsanordnung 101 einen Serienwiderstand R auf, der in Reihe mit einer Parallelschaltung aus Widerständen vom Wert R geschaltet ist.

In F i g. 6 ist eine durch die Verdrahtung (Leitungsverbindung) gebildete oder sogenannte Phantom-ODER-Ausführung'der erfindungsgemäßen logischer Schaltungsanordnung dargestellt. Die Ausgangs-Emitterfolger-Transistoren 35 von zwei oder mehr logischen Schwcllwertstufen oder UND-Gatterstufen köii nen so geschaltet werden, daß sie einen gemeinsamer Emitterwiderstand vom Wert 2 R teilen. Das Ausgangs signal V₀ ist dann einfach der Maximalwert der ge trennten Ausgänge. Es sei darauf hingewiesen, dal bei einer überbrückung der Emitterwiderstände de Ausgangstransistoren durch eine gemeinsame Schal tung die Emiltcrfolgcr-Ausgangsimpedanz verringer

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und der Basisstrom erhöht würde, was sich an den gemeinsamen Kollektorpunkten bemerkbar machen könnte.

Die verschiedenen Spannungen V,,_s, V_ri>{ und K_u, können von einer geeigneten Leistungsvcrsorgungsschaltung zur Verfügung gestellt werden, Die Lcistungsvcrsorgungsschaltung enthält eine geeignete Glcichspannungsquelle 120, welche gemäß der Darstellung eine Batterie ist, deren positive Klemme an die Zuführungsleitung 25 und deren negative Klemme an die Zuführungsleitung 26 angeschlossen sind. Für die dargestellten Ausführungsbcispiele mil N PN-Transistoren kann die Zuführungsleitung 25 Massepotential rühren, während die Leitung 26 die ^,.,-Leitung ist.

Die Leistungsvcrsorgungsschallung enthält zwei Transistoren 121 und 122, deren KoTlektor-Emitter-Pfad jeweils zwischen die Versorgungsleitungen 25 und 26 geschaltet ist. Der Kollektor 122c des Transistors 122 ist an die Leitung 25, der Emitter 122e über einen Emitterwiderstand 123 an die Leitung 26 angeschlossen. Der Kollektor 121c des Transistors 121 ist über einen Kollektorwiderstand 124 an die Leitung 25, der Emitter 121 e über einen Emitterwiderstand 125 an die Leitung 26 angeschlossen. Die Basis 1226 des Transistors 122 ist mit dem Kollektor 121 c und mit der V_c ,,-Leitung verbunden. Der Emitter 122e ist mit der Basis 121 b und mit der !^-Leitung zusammengeschaltet.

Jeder der Widerstände besitzt einen Wert von R, so daß die Emitter- und Kollektorströme des Transistors

121 gleiche Werte besitzen, wobei V_tl)S einen Wert von -B oder der Hälfte der Leistungsversorgungsspannung aufweist, Die Klemmspannung V_n, ist positiver als V„j; um die Spannung (,I) des Basis-Emitler-Über-S ganges des Transistors 122, so daß V_n. - -ß -I- I. Eine Leistungsversorgungsschaltung der oben beschriebenen Art kann für jede Stufe vorgesehen sein, oder sie kann auch zum Betreiben von mehr als einer Stufe verwendet werden. Mehrere Versorgungsschaltungen können also auf einem einzigen Plättchen angeordnet sein und sich in eine einzige Leistungsquelle 120 teilen, wobei jede eine oder mehrere Stufen betreibt.
Die in F i g. 1 dargestellte logische Schaltungs-

anordnung eignet sich besonders gut Tür große integrierte Schaltungsanordnungen, wie z. B. ein Vielfachfunktionsplättchen. Ein Plättchen kann beispielsweise eine Reihe von Zellen enthalten, wobei jede Zelle ihrerseits zwei Transistoren und vier Widerslände mit jeweils dem gleichen W^fert R aufweist. Eine logische Stufe, wie etwa die Stufe 20, erfordert η + 1 derartige Zellen (wobei η Widerstünde übrigbleiben). Die Referenzversorgung erfordert eine Zelle, der Inverter zwei Zellen (wobei ein Widerstand von einer Nachbarzelle Tür den Fall entliehen wird, daß α = 5/3)..Die Einheitszellen können in einem sehr kleinen Bereich aufgebaut werden, wobei eine Verdrahtungsschicht die besondere Zellenfunktion und die Zwischenverbindungen bildet, während eine zweite Verdrahtungs-

schicht zur Leistungsversorgung und Für die Zwischenverbindungen der Referenzpunkte dient.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verknüpfungsschaltung mit einer ganzen Zahl Ii von Eingungslciiungen und mit einer Anzahl von Vergleichsschaltungen, die jeweils einen cmittergekoppelten Stromlibcrnahmcschulter enthalten, der mit einem ersten Eingang mil einem der Ii Eingangsleilungen und mit einem zweiten Eingang mit einer eine feste Referenzspannung liefernden äußeren Quelle gekoppelt ist, wobei die Eingangs- und Ausgangssignalspannungen jeweils den einen bzw. anderen Binä'rwert repräsentieren, wenn sie positiver bzw. negativer als die Referenzspannung sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Vergleichsschaltungen (21) mit einer gemeinsamen Impedanz (28, 29) zum Erzeugen einer Ausgangssignalspannung verbunden sind und daß der Wert der Referenzspannung (V_n,Α im wesentlichen gleich dem halben Werl der Versorgungsspannung (V,,_s) der Verknüpfungsschaltung ist und der Mittelpunkt des Signalhubes der Ausgangssignalspannung auf dem Potential der Referenzspannung bleibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere Vergleichsschaltung (51) vorgesehen ist, welche die Ausgangssignalspannung mit der Referenzspannung (V_ni) vergleicht, um deren Binärwert festzustellen.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch

2 R gekennzeichnet, daß die Impedanz den Werl

aufweist, wobei R der Wert eines gemeinsamen Emitterwiderstandes (24)jeder Vergleichsschaltung (21) ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz η parallelgeschaltete Widerstände (28, 29) umfaßt, von denen jeder den Wert R besitzt.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannung von der Größe der doppelten Referenzspannung mittels zweier Versorgungsleitungen (25, 26) an einer ersten Stelle den » Vergleichsschaltungen (21) und an einer zweiten Stelle der weiteren Vergleichsschaltung (51) zugeführt ist, daß zwei Schaltungsanordnungen zur Lieferung der Referenzspannung vorgesehen sind, von denen die eine an der ersten Stelle und die andere an der zweiten Stelle an die Versorgungsleitungen angeschlossen sind und daß die Versorgungsleitungen zwischen den beiden Stellen praktisch identische Längen- und Breitenwerte aufweisen.

6. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Ausgangssignals einen Emitterfolger-Ausgangstransistor (35) enthält, welcher die Ausgangsspannung von den zusammengeschalteten Ausgangsleitungen der Vergleichsschaltungen (21) liefert.

7. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Klemmeinrichtung (38), welche die Ausgangsleitungen der Vergleichsschaltungen (21) auf eine Spannung (K_n) klemmt, welche eine Sättigung von Transistoren (22, 23) der Vergleichsschaltungen verhindert.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmeinrichtung einen Klemmtransistor (38) aufweist, dessen Basis-Emitler-Ubergang zwischen die Ausgangsleilungen (27) der Vergleichsschaltungen und einen Punkt mit einer Klemmspannung geschaltet ist, die gleich dem Werl der Referenzspannung (V_rtlJ) ist.

9. Schallung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß alle Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp sind.