DE3851518T2

DE3851518T2 - TTL-kompatible Umschalterschaltung mit gesteuerter Ausgangssteilheit.

Info

Publication number: DE3851518T2
Application number: DE3851518T
Authority: DE
Inventors: Derrell Quentin Johnson
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1987-12-18
Filing date: 1988-12-13
Publication date: 1995-04-13
Anticipated expiration: 2008-12-14
Also published as: JPH022712A; US4855622A; KR890011218A; EP0321052A3; EP0321052A2; DE3851518D1; EP0321052B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Anwendungsgebiet

Diese Erfindung bezieht sich weitgehend auf Umschalterschaltungen, die für Halbleitervorrichtungen geeignet sind. Im besonderen betrifft die Erfindung Pufferschaltungen, die das Umschalten in digitalen Gattern mit einer Logik wie zum Beispiel der Transistor-Transistor-Logik (TTL) verbessern.

2. Bisheriger Stand der Technik

TTL-Schaltungen werden von einer allgemeinen NAND-Logikstruktur wie der herkömmlichen Anordnung abgeleitet, die in Fig. 1 dargestellt ist. In dem TTL- Gatter aus Fig. 1 wird eine Reihe von logischen Eingangsspannungssignalen, die durch die Eingangsspannungen VI1, VI2 und VI3 dargestellt werden, an die entsprechenden Emitter-Elektroden eines Mehrfachemitter-npn-Eingangstransistors Q1 geliefert. Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit der Basis eines npn-Phasenteiler-Ansteuerungstransistors Q2 in einem Umschaltbereich des Gatters verbunden. Diese Anordnung ist herkömmlicherweise das kennzeichnende Merkmal einer TTL-Schaltung. Die Definition der Transistor-Transistor-Logik wurde jedoch im Laufe der Zeit auf Elemente in Dioden-Transistor-Logik und I²L-Format (integrated injection logic) usw. ausgeweitet, vorausgesetzt, daß eine bipolare Vorrichtung mit bestimmten Eingangs- und Ausgangseigenschaften vorhanden ist.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung ist die Basis des Transistors Q1 mit einer Stromquelle verbunden, die aus einem mit einer Hochspannungsversorgung VCC verbundenen Widerstand R1 besteht. Der Kollektor von Q2 ist mit einer Stromquelle verbunden, die durch einen mit der VCC-Versorgung verbundenen Widerstand gebildet wird. Der Kollektor von Q2 ist weiterhin mit der Basis eines npn-Pegelverschieber-Transistors Q3 verbunden. Der Emitter des Transistors Q3 steuert einen npn- Ausgangs-Pull-up-Transistor Q4 an und ist über einen Widerstand R3 mit dem Emitter von Q4 gekoppelt. Die miteinander verbundenen Kollektoren des Darlington-Paares Q3 und Q4 sind über einen Widerstand R4 mit der VCC-Versorgung verbunden.
Der Emitter des Transistors Q2 ist mit der Basis eines npn-Ausgangs-Pull- Down-Transistors Q5 verbunden, dessen Emitter mit einer Niederspannungsversorgungsquelle VEE gekoppelt ist. Ein logisches Ausgangsspannungssignal V&sub0; wird von dem Verbindungspunkt des Kollektors von Q5 und des Emitters von Q4 geliefert. Ein Ausgangs-Pull-Down-Widerstand R5 ist zwischen die VEE-Versorgung und die Basis des Transistors Q5 geschaltet.
Die Funktionsweise des TTL-Gatters aus Fig. 1 kann nachvollzogen 10 werden, wenn man zuerst annimmt, daß sich jeder der digitalen Eingänge VI1-VI3 auf einem hohen Wert (d. h. logisch "1") über dem Eingangs-Umschaltpunkt befindet. Der Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q1 wird leitend in Vorwärtsrichtung betrieben. Hierdurch kann die R1-Stromquelle Strom durch den Basis-Kollektor-Übergang von Q1 an die Basis des Ansteuerungstransistors Q2 liefern, so daß Transistor Q2 leitend gemacht wird. Die R2-Stromquelle liefert Strom durch den Transistor Q2 an die Basis von Transistor Q5, der ebenfalls eingeschaltet wird. Bei eingeschaltetem Transistor Q5 wird die Ausgangsspannung V&sub0; auf einen niedrigen Wert (d. h. logisch "0") gezogen, wenn der Kollektor von Transistor Q5 versucht, sich auf einer Spannung gleich VEE + Vsat zu stabilisieren (wobei Vsat der Standard-Spannungsabfall vom Kollektor zum Emitter eines Bipolartransistors ist, wenn eine Zunahme des Basisstroms keine Änderung des Kollektorstroms zur Folge hat). Wenn sich der Kollektor von Q2 auf einer niedrigen Spannung befindet, werden die Transistoren Q3 und Q4 ausgeschaltet. Damit wird die Ausgangsspannung V&sub0; nicht durch die hohe Versorgungsspannung VCC beeinflußt, wenn der Strompfad von VCC zum Ausgang gesperrt wird.
Wenn eine der digitalen Eingangsspannungen VI1-VI3 auf einen niedrigen Wert unter dem Eingangs-Umschaltpunkt abfällt, so daß der entsprechende Basis- Emitter-Übergang von Q1 in Vorwärtsrichtung leitend betrieben wird, wird Transistor Q2 ausgeschaltet. Bei ausgeschaltetem Transistor Q2 geht der Kollektor von Q2 auf eine hohe Spannung (aufgrund von VCC), so daß Transistor Q3 eingeschaltet wird. Nun wird Transistor Q4 eingeschaltet und zieht die Spannung V&sub0; aktiv auf einen hohen Wert. Da Transistor Q2 ausgeschaltet ist, wird gleichzeitig Transistor Q5 ausgeschaltet und der Ausgang wird nicht durch die niedrige Versorgungsspannung VEE beeinflußt, wenn der Strompfad von VEE zum Ausgang gesperrt wird.
Während der Ausgang des Gatters aus Fig. 1 ordnungsgemäß auf das logische NAND-Signal der Eingänge reagiert, ergeben sich verschiedene Probleme bei der Wechselwirkung des integrierten Schaltungsgatters mit den Versorgungsspannungsleitungen der integrierten Schaltung sowie mit der Schaltung, die den Ausgang des Gatters belastet. In bezug auf die internen Spannungsversorgungsleitungen ist bekannt, daß die Spannungen auf diesen Versorgungsleitungen "prellen" können, insbesondere, wenn der Logikübergang des Eingangssignals mit hoher Geschwindigkeit erfolgt. Eine Ursache des "Prellens" besteht darin, daß beim Gatter aus Fig. 1 kurzzeitig beide Transistoren Q4 und Q5 leitend sein können. Auf diese Weise wird unerwünschterweise eine niederohmige Durchführungsschaltung von VCC nach VEE über die Transistoren Q4 und Q5 geschaffen, die die Versorgungsleitung für die niedrige Spannung vorrübergehend zwingen wird, eine höhere Spannung anzunehmen, und die Versorgungsleitung für die hohe Spannung vorübergehend zwingen wird, eine niedrige Spannung anzunehmen, bis einer der Transistoren Q4 und Q5 ausgeschaltet wird.
Eine weitere Ursache für das Versorgungsspannungsprellen ist die Kapazität der Schaltung, die den Ausgang belastet, und die Induktivität sowie der Widerstand des VEE-Strompfades. Während eines Übergangs von hoch nach niedrig am Ausgang entlädt sich eine am Gatter-Ausgang aufgrund der Kapazität der Last aufgebaute Ladung schnell über den Transistor Q5. Ein großer Strom, der durch den niedrigen Widerstand von Q5 und zur Versorgungsleitung für die niedrige Spannung fließt, führt zu einem Spannungsabfall auf der Leitung (d. h. "ground bounce": "Masse-Prellen"). Wenn eine große Änderung des Stroms schnell erfolgt, führt die Induktivität der Versorgungsleitung für die niedrige Spannung, die in Reihe mit dem Strompfad geschaltet ist, zu einer Änderung der Spannung zwischen der externen VEE-Netzversorgungsleitung und der internen Versorgungsleitung für die niedrige Spannung gemäß der Beziehung ΔV = L di/dt, wobei ΔV die Spannungsänderung ist, L die Induktivität ist und di/dt die Änderung des Stroms über die Zeit. Auf ähnliche Weise kommt es während eines Übergangs von niedrig nach hoch beim Ausgang zu einem Prellen auf der Versorgungsleitung für die hohe Spannung VCC, da der große Strom von der Versorgungsleitung für die hohe Spannung durch R4 und Q4 fließen wird, um den effektiven Kondensator der Last zu laden. In Verbindung mit dem sich schnell ändernden Strom wird die effektive Induktivität des VCC-Strompfades erneut zu einer Änderung der Spannung zwischen dem externen Netz und der internen Versorgungsleitung für die hohe Spannung führen.
Mittel zur teilweisen Eliminierung des Masse-Prellens für eine TTL- Schaltung werden in bezug auf die japanische Patentanmeldung Nr. 58-33 051 von H. Ozaki und die US-Patentschrift 4.562.364 von T. Tanizawa betrachtet. Die Beschreibung von Ozaki stellt eine Schaltung ähnlich der aus Fig. 1 dar, wobei jedoch der Kollektor des Phasenteiler-Ansteuerungstransistors sowohl mit der Versorgungsleitung für die hohe Spannung VCC über einen Widerstand als auch mit dem Eingangsanschluß einer Verzögerungsschaltung verbunden ist. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung ist mit der Basis der ersten Stufe eines Darlington-Paares verbunden, das als Treiber für die hohe Ausgangsspannung dient. Die Verzögerungsschaltung dient dazu, das Einschalten des Treibers für die hohe Ausgangsspannung zu verzögern, bis der Treiber für die niedrige Ausgangsspannung ausgeschaltet ist, und verhindert damit den direkten Durchführungsstrom, der bei einem Übergang von niedrig nach hoch durch die Ausgangsansteuerungs-Transistoren fließt. Die Verzögerungsschaltung eliminiert jedoch nicht die mögliche direkte Durchführung während eines Übergangs von hoch nach niedrig und verhindert auch nicht das durch die Übergangsströme aufgrund der effektiven Kapazität der Last verursachte Masse-Prellen, das oben beschrieben wurde.
In Fig. 2 ist die TTL-Schaltung von Tanizawa dargestellt, die das Masse- Prellen aufgrund der direkten Durchführung von VCC nach VEB eliminiert. Die Schaltung aus Fig. 2 unterbindet die direkte Durchführung, indem sie die Treiber für die hohe Ausgangsspannung (Tr&sub2; und Tr&sub3;) zum Ausschalten zwingt, bevor der Treiber für die niedrige Ausgangsspannung Tr&sub4; eingeschaltet wird und umgekehrt. Wenn der Eingang hoch ist, leitet Transistor Tr&sub5; und der Treibertransistor Tr&sub4; für die niedrige Ausgangsspannung ist eingeschaltet. Gleichzeitig ist Transistor Tr&sub6; bei einem hohen Eingang eingeschaltet und seine Kollektorspannung wird auf einen niedrigen Pegel gebracht, so daß er das Darlington-Paar Tr&sub2; und Tr&sub3; nicht ansteuern kann. Bei eingeschaltetem Transistor Tr&sub4; und ausgeschaltetem Transistor Tr&sub3; wird der Ausgang D auf niedrig gehalten. Bei einem Übergang des Eingangs von hoch nach niedrig wird Transistor Tr&sub4; ausgeschaltet, sobald die Eingangsspannung unter 2 Vbe abfällt, wobei Vbe die Standardspannung am Basis-Emitter-Übergang eines Bipolartransistors ist, wenn der Transistor im Durchlaßrichtung vollständig leitet. Bei einer Spannung von 2 Vbe leitet Transistor Tr&sub6; jedoch immer noch, weil der Spannungsabfall Vsch an der Schottky- Diode D3 kleiner ist als Vbe. Damit bleiben die Transistoren Tr&sub2; und Tr&sub3; ausgeschaltet, bis die Eingangsspannung unter Vbe + Vsch fällt. Zu diesem Zeitpunkt beginnen die Transistoren Tr&sub2; und Tr&sub3; zu leiten und führen dazu, daß die Ausgangsspannung auf hoch gesetzt wird.
Wenn der Ausgang hoch ist und das Eingangssignal sich von niedrig auf hoch zu ändern beginnt, hören die Treibertransistoren Tr&sub2; und Tr&sub3; für die hohe Ausgangsspannung auf zu leiten, sobald die Eingangsspannung Vbe + Vsch erreicht, da Transistor Tr&sub6; bei dieser Eingangsspannung zu leiten beginnt. Der Treibertransistor Tr&sub4; für die niedrige Ausgangsspannung wird jedoch erst eingeschaltet, wenn die Eingangsspannung 2 Vbe erreicht. Die Folge ist eine Zeitverzögerung zwischen dem Ausschalten des einen Ausgangsspannungs-Treibers und dem Einschalten des anderen Ausgangsspannungs-Treibers, und außer im Falle einer sich sehr schnell ändernden Eingangsspannung wird das Prellen auf der Leitung aufgrund einer Durchführungsstrecke mit der vorgesehenen "Öffnen-vor-Schließen"-Schaltung eliminiert. Nichtsdestoweniger wird das Prellen aufgrund der effektiven Kapazität der Last an der TTL-Schaltung durch die Tanizawa-Schaltung nicht eliminiert.
In der Vorveröffentlichung "IBM Techn. Discl. Bull." 28 (10), März 1986, S. 4632-4634 wird eine Ansteuerungsschaltung beschrieben, die eine Timing- Sequenz für ihren Push-Transistor und für ihren Pull-Transistor verwendet. Das Timing beruht auf einem RC-Netzwerk und verhindert die Entwicklung von hohen Schaltströmen. Die Transienten in dieser Schaltung sind so definiert, daß sie sich auf den Durchführungseffekt beziehen. Das mit großen Strömen zum Laden oder Entladen einer kapazitiven Last einhergehende Prellen wird in diesem Dokument nach dem Stand der Technik nicht berücksichtigt.
Die Vorveröffentlichung EP-A-01 64 615 bezieht sich auf eine Treiberschaltung zur Steuerung der Anstiegs- und Abfallzeiten in Feldeffekt-Transistor- Schaltungen. Die Vorrichtungen zur Überwachung der Anstiegs- und Abfallzeiten steuern die Spannungen an den Gate-Elektroden der Push- und Pull-Transistoren des Treibers nach einem Vergleich eines Ausgangssignals des Treibers mit einem Referenzsignal, das durch einen Referenzsignalgenerator geliefert wird. Diese Rückkopplung reduziert Störungen am Ausgang, die außerhalb des Chips erzeugt werden, z. B. durch Reflektion, und verringert die di/dt-Effekte auf den Versorgungsleitungen.
Die Vorveröffentlichung "IBM Techn. Disclosure Bulletin", Vol 28, Nr. 11B, April 1978, beschreibt auf Seite 4831 einen Treiber mit einem Rückkopplungs- Kondensator zwischen dem Ausgang und der Basis eines Treibertransistors, um die Änderungsgeschwindigkeit des abfallenden Spannungsübergangs am Ausgang des Treibers mit offenem Kollektor zu begrenzen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung hat daher zur Aufgabe, eine Umschalterschaltung zu schaffen, die das Prellen auf der Spannungsversorgungsleitung im wesentlichen eliminiert.
Die Erfindung hat weiterhin zur Aufgabe, eine Pufferschaltung für ein TTL-Gatter zu schaffen, wobei der Ausgang der Pufferschaltung so angeordnet wird, daß die Ausgangsspannung rampenförmig gesteuert und so das Versorgungsspannungsprellen im wesentlichen eliminiert wird.
Der Erfindung liegt außerdem die Aufgabe zugrunde, eine TTL-Gatter- Pufferschaltung zu schaffen, die das Versorgungsspannungsprellen durch ihre "Öffnenvor-Schließen"-Eigenschaft und eine gesteuerte rampenförmige Ausgangsspannung im wesentlichen eliminiert.
Erfindungsgemäß wird eine Pufferschaltung geschaffen, die auf ein Eingangssignal reagiert, um ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang zu liefern. Die Schaltung umfaßt ein Treibermittel für eine niedrige Spannung, das zwischen eine Niederspannungsquelle und den Ausgang geschaltet ist, und ein Treibermittel für eine hohe Spannung, das zwischen eine Hochspannungsquelle und den Ausgang geschaltet ist. Die Schaltung enthält weiterhin Mittel zur Treibersteuerung und Strombegrenzung, um das genannte Treibermittel für niedrige Spannung auszuschalten, bevor das genannte Treibermittel für hohe Spannung eingeschaltet wird, wenn ein Spannungspegel des Eingangssignals von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel übergeht, und um das genannte Treibermittel für hohe Spannung auszuschalten, bevor das genannte Treibermittel für niedrige Spannung eingeschaltet wird, wenn der Spannungspegel des Eingangssignals von dem zweiten Pegel auf einen ersten Pegel übergeht. Die Schaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zur Treibersteuerung und Strombegrenzung eine erste und eine zweite Steuerschaltung umfaßt. Die erste Steuerschaltung enthält einen ersten Kondensator, dessen eine Platte mit einem ersten Widerstand und einer Steuerelektrode des Treibermittels für hohe Spannung verbunden ist, um das Treibermittel für hohe Spannung einzuschalten, indem der erste Kondensator über den ersten Widerstand geladen wird, und um das Treibermittel für hohe Spannung auszuschalten, indem der erste Kondensator über einen ersten Transistorstrompfad in Reaktion auf das Eingangssignal und unter Ausschluß des ersten Widerstands entladen wird. Die zweite Steuerschaltung enthält einen zweiten Kondensator, dessen eine Platte mit einem zweiten Widerstand und einer Steuerelektrode des Treibermittels für niedrige Spannung verbunden ist, um das Treibermittel für niedrige Spannung einzuschalten, indem der zweite Kondensator über den zweiten Widerstand geladen wird, und um das Treibermittel für niedrige Spannung auszuschalten, indem der zweite Kondensator über einen zweiten Transistorstrompfad in Reaktion auf das Eingangssignal und unter Ausschluß des zweiten Widerstands entladen wird. Die zweite Platte des ersten oder des zweiten Kondensators ist mit dem Ausgang der Pufferschaltung verbunden, um das Treibermittel für hohe Spannung bzw. das Treibermittel für niedrige Spannung unter der Steuerung einer Spannungsänderung an dem genannten Ausgang so zu betreiben, daß der Stromfluß zwischen dem genannten Ausgang und der Hochspannungsquelle bzw. der Niederspannungsquelle begrenzt wird.
Jedes der bipolaren Treibermittel für niedrige bzw. für hohe Spannung enthält vorzugsweise zwei als Darlington-Paar angeordnete Transistoren. Das Treibersteuerungsmittel besteht vorzugsweise aus zwei Schaltungen, die jeweils mindestens einen Transistor, einen Widerstand und einen Kondensator enthalten. Eine Platte des Kondensators in jeder Treibersteuerungsschaltung ist mindestens mit der Basis des oberen (führenden) Transistors des Darlington-Paares sowie mit dem zugehörigen Widerstand und Transistor verbunden. Bei der vorgesehenen Anordnung bilden der Kondensator und der Widerstand eine Schaltung mit einer RC-Zeitkonstanten, die versucht, die Spannung an der Basis des oberen Darlington-Transistors niedrig zu halten und das Darlington-Paar damit für eine relativ lange Zeitdauer während des Einschaltens des Treibers in einem nicht-leitenden Zustand zu halten. Beim Einschalten des Treibers erhält man somit eine rampenförmige Ausgangsspannung mit einer gewünschten Anstiegsrate. Beim Ausschalten des Treibers erlaubt die Kopplung des Kondensators mit dem Kollektor des zugehörigen Transistors ein relativ schnelles Ausschalten des Treibers. Auf diese Weise wird eine "Öffnen-vor-Schließen"-Schaltung für jeden Treiber mit einem gesteuerten Anstiegs- und Abfallübergang der Ausgangsspannung geschaffen.
Das geschaffene Treibersteuerungs- und Strombegrenzungsmittel enthält vorzugsweise eine Rückkopplungsschaltung für jedes Darlington-Paar, wobei die Rückkopplungsschaltung den zu diesem Darlington-Paar gehörigen Kondensator enthält. Dadurch, daß der Kondensator zwischen die Basis des oberen Transistors des Darlington-Paares und den Kollektor des unteren Transistors des Darlington-Paares geschaltet ist, veranlaßt der Kondensator den oberen Transistor des leitenden Paares dazu, nicht mehr zu leiten, wenn die Spannung am Ausgang zu schnell nach oben (beim Einschalten des Treibers für die hohe Spannung) oder nach unten (beim Einschalten des Treibers für die niedrige Spannung) gezogen wird. Auf diese Weise werden die Änderungsrate der Ausgangsspannung und damit der Stromfluß in den und aus dem Ausgangsknotenpunkt der Schaltung wirksam begrenzt. Da die Kapazität der Last ihre gesamte Ladung nicht schnell über die Pufferschaltung abgeben kann und da die Änderungsrate des Stroms gesteuert wird, wird das Versorgungsspannungsprellen aufgrund der Lastkapazität erheblich reduziert.
Ein besseres Verständnis der Erfindung und weitere Vorteile und Aufgaben der Erfindung werden dem Fachkundigen nach der ausführlichen Beschreibung und der Betrachtung der Zeichnung offensichtlich sein.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines herkömmlichen TTL-Inverters;
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild einer TTL-"Öffnen-vor-Schließen"-Schaltung nach dem Stand der Technik;
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen TTL-kompatiblen Umschalterschaltung mit gesteuerter Ausgangssteilheit;
die Fig. 4a und 4b sind Graphiken der Eingangs- und Ausgangsspannung bzw. des Stroms für die Schaltung aus Fig. 3; und
die Fig. 5a und 5b sind Graphiken, die das Verhältnis der Größe des Rückkopplungskondensators bzw. der Lastkapazität zur Anstiegsrate der Ausgangsspannung darstellen.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Die bevorzugte Zelle 10 mit gesteuerter Ausgangssteilheit der Erfindung besteht aus sechs Schottky-geklemmten Transistoren Q1, Q2, Q3, Q5, Q6 und Q8, zwei nicht geklemmten npn-Transistoren Q4 und Q7, sieben Widerständen R1-R7, zwei Kondensatoren C1 und C2 sowie zwei Schottky-Dioden D1 und D2, die alle in Fig. 3 dargestellt sind. Darüber hinaus wird angenommen, daß die Eingangsspannung Vin zur Zelle zwischen ca. einem Volt (einem "niedrigen" oder "0"-Eingang) und ca. drei Volt (einem "hohen" oder "1"-Eingang) schwankt, obwohl die Erfindung nicht derart begrenzt ist. Auf ähnliche Weise wird angenommen, daß die Ausgangsspannung der bevorzugten Zelle den Eingang ohne übermäßige Zeitverzögerung oder Verzerrung genau spiegelt. Es wird angenommen, daß der Ausgang durch eine schnelle Schaltung mit einer Last belastet wird, die mindestens einen effektiven Widerstand (RL) und eine effektive Kapazität (CL) hat, obwohl die Erfindung wiederum nicht derart begrenzt ist.
Eine nähere Betrachtung von Fig. 3 zeigt, daß die Schaltung 10 hauptsächlich aus zwei Treiberschaltungen besteht. Der Treiber für hohe Spannung enthält ein Darlington-Paar aus den Transistoren Q6 und Q7, deren Kollektor-Elektroden beide über den Widerstand R7 mit einer Hochspannungsquelle VCC verbunden sind, wobei der Emitter des oberen Transistors Q6 des Paares mit der Basis des unteren Transistors Q7 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q6 und die Basis des Transistors Q7 sind außerdem über den Widerstand R6 mit Masse verbunden. An der Basis des oberen Transistors Q6 des Darlington-Paares ist ein Kondensator C1 über den Kollektor-Basis- Übergang geschaltet, und ein Widerstand R3 verbindet die Basis mit der Hochspannungsquelle VCC. Wie im folgenden beschrieben wird, wirken der Kondensator C1 und der Widerstand R3 zusammen, um das Einschalten des Darlington-Paares Q6 und Q7, das als Treiber für die hohe Spannung dient, zu verlangsamen. Die Basis des unteren Transistors Q7 und der Emitter des oberen Transistors Q6 sind über die Diode D1 und den Widerstand R3 ebenfalls mit der Hochspannungsquelle VCC verbunden.
Das Darlington-Paar des Treibers für hohe Spannung wird durch den Transistor Q3 gesteuert, dessen Kollektor mit der Basis des Darlington-Paar-Transistors Q6 verbunden ist. Der Logikpegel des Transistors Q3 wird wiederum durch den Transistor Q2 gesteuert, dessen Kollektor mit der Basis von Transistor Q3 verbunden ist und dessen Basis durch den Spannungspegel des Eingangs gesteuert wird. Der Kollektor des Transistors Q2 und die Basis des Transistors Q3 sind über den Widerstand R2 mit der Hochspannungsquelle VCC verbunden. Die Emitter der Transistoren Q2 und Q3 sind über den Transistor Q4, der so angeordnet ist, daß er als pn-Diode funktioniert, mit einer Niederspannungsquelle (Masse) verbunden.
Die zweite Treiberschaltung (d. h. der Treiber für niedrige Spannung) enthält ein Darlington-Paar Q5 und Q8, wobei der Emitter des oberen Transistors Q5 mit der Basis des unteren Transistors Q8 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q5 und die Basis des Transistors Q8 sind über den Widerstand R5 und die Schottky-Diode D2 auch mit einer Niederspannungsquelle verbunden. Der Emitter des unteren Transistors Q8 ist direkt mit der Niederspannungsquelle verbunden, während der Kollektor des Transistors Q8 mit dem Ausgangsknotenpunkt (und dem Emitter des Transistors Q7 des oberen Treibers) und mit einer Platte des Kondensators C2 gekoppelt ist. Die andere Platte des Kondensators ist mit der Basis des oberen Transistors Q5 des Darlington- Paares des Treibers für die niedrige Spannung sowie über den Widerstand R1 mit der Hochspannungsquelle VCC verbunden, so daß eine zweite RC-Schaltung gebildet wird, um das Einschalten des Treibers für niedrige Spannung zu verlangsamen. Der Kollektor des Transistors Q5 ist über den Widerstand R4 mit der Hochspannungsquelle VCC verbunden.
Das Darlington-Paar des Treibers für niedrige Spannung wird durch den Transistor Q1 gesteuert, dessen Kollektor mit der Basis von Transistor Q5 sowie mit dem Widerstand R1 und der zweiten Platte des Kondensators C2 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q1 ist mit dem Eingang zur Zelle verbunden, so daß die Spannung des Eingangs den Transistor Q1 steuert. Der Emitter des Transistors Q1 ist in gemeinsamer Emitter-Schaltung mit den Emittern der Transistoren Q2 und Q3 über den Transistor Q4 mit der Niederspannungsquelle (Masse) verbunden.
Es ist zu beachten, daß es in dem oberen und dem unteren Spannungstreiber sowie in den Schaltungen zu ihrer Steuerung zahlreiche gemeinsame Elemente gibt. Zum Beispiel ist die Basis des oberen Transistors der Darlington-Schaltung bei jedem Spannungstreiber mit einer RC-Schaltung verbunden, um das Einschalten des Treibers zu verlangsamen, so daß eine "Öffnen-vor-Schließen"-Bedingung entsteht. Außerdem dient jede RC-Schaltung in Verbindung mit ihrem zugehörigen Darlington- Paar zur Steuerung und Lieferung einer rampenförmigen Ausgangsspannung. Weiterhin wird die rampenförmige Ausgangsspannung linear gemacht, indem der Kondensator jeder Steuerschaltung zwischen die Basis des oberen Transistors des Darlington-Paares und den Kollektor des unteren Transistors des Darlington-Paares geschaltet wird. Diese Anordnung begrenzt das Versorgungsspannungsprellen weiter, da die Ausgabe des Stroms durch die Lastkapazität, die zu einem Prellen der Versorgungsspannung führen kann, begrenzt wird. Die Ausgabe des Stroms würde dazu führen, daß sich die Ausgangsspannung zu schnell in eine Richtung bewegt, mit dem Ergebnis, daß sich die Spannung an der mit der Basis des oberen Transistors des Darlington-Paares verbundenen Platte des Kondensators ändert und den Transistor ausschaltet.
Betrachtet man die Fig. 4a und 4b in Zusammenhang mit Fig. 3, so läßt sich die Funktionsweise der bevorzugten Schaltung erkennen. Es wird angenommen, daß zum Zeitpunkt Null von Fig. 1 das Eingangssignal Vin niedrig ist (ca. 1 V, wie in Fig. 4a dargestellt) und das Ausgangssignal Vout der Schaltung niedrig ist (ca. 0 V, wie in Fig. 4a dargestellt). Bei niedrigem Eingang sind die Transistoren Q1 und Q2 nicht-leitend, da wegen Transistor Q4 eine Spannung von ca. 2 Vbe erforderlich ist, bevor die Transistoren Q1 und Q2 einschalten. Bei ausgeschaltetem Transistor Q1 ist die Spannung am Kollektor von Q1 hoch, so daß Transistor Q5 eingeschaltet ist. Auf ähnliche Weise ist bei eingeschaltetem oberen Transistor Q5 des Darlington-Paares des Treibers für niedrige Spannung der untere Transistor Q8 eingeschaltet. Bei eingeschaltetem Transistor Q8 ist die Spannung am Kollektor von Q8 Vsat (ca. 0,1 V für die vorgesehene Last), und damit wird die Ausgangsspannung niedrig gehalten. Bei dieser Anordnung befindet sich die mit dem Ausgang von Zelle 10 verbundene Platte des Kondensators C2 auf einer niedrigen Spannung, während die mit der Basis des Transistors Q5 verbundene Platte des Kondensators C2 auf einer hohen Spannung liegt.
Wie bereits erwähnt, ist bei einer niedrigen Eingangsspannung Transistor Q2 ausgeschaltet, und an seinem Kollektor liegt eine hohe Spannung an. Da der Kollektor von Transistor Q2 mit der Basis des Transistors Q3 verbunden ist, ist Transistor Q3 eingeschaltet und bietet einen Strompfad von VCC nach Masse (über R3, Q3 und Q4). Auf diese Weise wird die Spannung am Kollektor von Transistor Q3 niedrig gehalten - auf ca. 1,2 Volt (Vsat + Vbe, wobei Vbe immer der Spannungsabfall an Transistor Q4 ist), und die niedrige Spannung an der Basis von Transistor Q6 verhindert, daß die Darlington-Paar-Transistoren Q6 und Q7 des Treibers für hohe Spannung einschalten. Wenn Transistor Q7 nicht leitet, wird der Ausgang der Zelle 10 durch den leitenden Transistor Q8 angesteuert. Bei niedriger Spannung an der Basis von Q6 befindet sich außerdem eine Platte des Kondensators C1 auf einer niedrigen Spannung, während die andere Platte auf einer hohen Spannung liegt.
Bei etwa fünf Nanosekunden der Zeit-Spannungs-Kurve von Fig. 4a beginnt die Spannung am Eingang in Zelle 10 schnell anzusteigen, bis sie etwa eine Nanosekunde später eine hohe Spannung (3 V) erreicht. Bei einer Eingangsspannung von ca. 2 Vbe schaltet Transistor Q1 ein, und wenn die Spannung an seinem Kollektor niedrig wird und auf Vsat + Vbe abfällt, schalten die Darlington-Paar-Transistoren Q5 und Q8 des Treibers für niedrige Spannung schnell aus. Jede eventuell am Kondensator C2 aufgebaute Ladung fließt schnell über die Transistoren Q1 und Q4 ab, die sich in einem niederohmigen Zustand befinden, so daß der Kondensator C2 die Spannung an der Basis von Transistor Q5 nicht hoch halten kann.
Gleichzeitig schaltet Transistor Q1 ein, Transistor Q2 schaltet ebenfalls ein und macht die Spannung an seinem Kollektor niedrig (Vsat + Vbe). Wenn nun eine niedrige Spannung an der Basis von Transistor Q3 anliegt, schaltet Transistor Q3 aus, so daß die Spannung am Kollektor von Transistor Q3 hoch werden kann und sich VCC nähert. Da die mit dem Kollektor von Transistor Q3 und der Basis von Transistor Q6 verbundene Platte des Kondensators C1 jedoch auf einer niedrigen Spannung lag, versucht Kondensator C1, die Spannung an dieser Verbindungsstelle niedrig zu halten. Da es keinen niederohmigen Strompfad zum Laden von Kondensator C1 gibt, muß das Laden über den Widerstand R3 erfolgen, so daß eine RC-Zeitkonstante (R3C1) für den Anstieg der Spannung an der Basis von Transistor Q6 geschaffen wird. Bis die Spannung an der Basis von Transistor Q6 mindestens 2 Vbe erreicht (wahrscheinlich zuzüglich eines Wertes von Vsat, bei dem der Ausgang schwebend ist), schalten die Darlington-Paar-Transistoren Q6 und Q7 des Treibers für hohe Spannung nicht ein, so daß die Spannung am Ausgang erst danach anzusteigen beginnt. Im Vergleich zu dem relativ schnellen Ausschalten der Transistoren des Treibers für niedrige Spannung ist die Einschaltzeit des Treibers für hohe Spannung relativ lang, und eine "Öffnen-vor- Schließen"-Anordnung wird geschaffen (d. h. Transistor Q8 wird ausgeschaltet, bevor Transistor Q7 eingeschaltet wird). Ohne Durchführungsstrecke von VCC nach Masse durch die Treibertransistoren Q7 und Q8 ist eine Ursache für das Versorgungsspannungsprellen eliminiert.
Wie in Fig. 4a zu sehen, wird die Ausgangsspannung so gesteuert, daß sie mit einer relativ stabilen Geschwindigkeitsrate ansteigt (d. h. eine gesteuerte Rampe). Diese Rate wird durch die genannte RC-Zeitkonstante vorgegeben, da die Spannung am Ausgang immer 2 Vbe unter der Spannung an der Basis von Transistor Q6 bleiben muß. Wenn außerdem die Spannung am Ausgang versucht, aufgrund des Ladens der Lastkapazität über Q7 zu schnell anzusteigen, wird Transistor Q6 (und damit auch Transistor Q7) ausschalten. Transistor Q6 schaltet aus, weil die Spannung an der Basis von Transistor Q6 immer auf einer Spannung 2 Vbe über der Ausgangsspannung liegen muß und die Spannungsdifferenz an Kondensator C1 sich nur ändern kann, wenn die Ladung der Platten sich ändert. Die einzige Möglichkeit zum Laden von C1 ist daher wie erwähnt der Strompfad über R3, und das Laden von C1 und damit die Spannung an der Basis von Q6 werden somit durch die R3C1-Zeitkonstante gesteuert.
In bezug auf Fig. 4b ist zu beachten, daß während eines Übergangs der Eingangsspannung von niedrig nach hoch die Lastkapazität schnell über Transistor Q7 geladen wird. Für diesen Ladevorgang ist ein steiler Peak zu sehen, obwohl dieser Peak erheblich kleiner ist als dies bei einer nicht-gesteuerten Schaltung der Fall wäre. Während Q7 leitet, wird außerdem ein stationärer Strom durch den Lastwiderstand gezogen.
In Fig. 4a ist ein steiler Übergang von einem hohen Eingangssignal zu einem niedrigen Eingangssignal zu sehen, der bei der Markierung für fünfundzwanzig Nanosekunden auftritt. Wenn das Eingangssignal unter 2 Vbe abfällt, schalten die Transistoren Q1 und Q2 aus. Bei ausgeschaltetem Transistor Q2 steigt die Spannung an der Basis von Q3 schnell an, so daß Transistor Q3 eingeschaltet wird. Bei eingeschaltetem Transistor Q3 fällt die Spannung an der Basis von Transistor Q6 des Darlington- Paares des Treibers für hohe Spannung auf ca. Vsat + Vbe ab und Transistor Q6 schaltet aus. Der Kondensator C1, dessen mit der Basis von Transistor Q6 verbundene Platte auf einer hohen Spannung liegt, kann die Spannung an der Basis von Transistor Q6 nicht aufrechterhalten, da alle Ladung auf der Platte schnell über die Transistoren Q3 und Q4 abgeleitet wird. Die Folge ist, daß der Treiber für hohe Spannung schnell ausschaltet.
Wie erwähnt, schaltet Transistor Q1 gleichzeitig mit Transistor Q2 aus. Wenn Transistor Q1 ausschaltet, beginnt die Spannung an seinem Kollektor zu steigen. Da jedoch die Spannung an der mit dem Kollektor von Transistor Q1 verbundenen Platte des Kondensators C2 niedrig ist und es keinen niederohmigen Strompfad gibt, über den die Ladung schnell abfließen kann, steuert der Kondensator C2 den Spannungspegel am Kollektor von Transistor Q1. Die Spannung am Kollektor von Transistor Q1 wird durch die RC-Zeitkonstante des Kondensators C2 und des Widerstands R1 (R1C2) gesteuert, in ähnlicher Weise wie bei der oben beschriebenen Zeitkonstante R3C1. Bei der geschaffenen Anordnung dauert das Einschalten des Transistors Q5 des Darlington-Paares des Treibers für niedrige Spannung, dessen Basis mit dem Kollektor von Transistor Q1 verbunden ist, relativ lange im Vergleich zu dem Ausschalten des Treibers für hohe Spannung (d. h. eine "Öffnen-vor-Schließen"-Schaltung ist geschaffen). Da außerdem die Spannung an der Basis von Transistor Q5 im Laufe der Zeit gemäß der Zeitkonstante R1C2 ansteigt, wird die Spannung am Ausgang umgekehrt gesteuert. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß die Spannung am Kondensator C2 sich nur mit dem Laden oder Entladen seiner Platten ändern kann. Wenn die Spannung am Ausgang zu schnell abzufallen beginnt, wird die Spannung an der mit der Basis von Transistor Q5 verbundenen Platte nach unten gezwungen, so daß die Transistoren Q5 und Q8 ausschalten und den Spannungsabfall stoppen.
Da die Spannung am Ausgang nicht zu schnell abfallen kann, ohne den Kondensator C2 zu zwingen, die Transistoren Q5 und Q8 zum Ausschalten zu veranlassen, kann die Ladung an der Ausgangskapazität nicht schnell über den Transistor Q8 zur Masse abfließen. Dies ist darauf zurückzuführen, daß ein schneller Stromfluß dazu führt, daß die Spannung an der Lastkapazität C1 sich schnell ändert. Der Stromfluß durch den Transistor Q8 wird dadurch gesteuert (Q8 wird langsam eingeschaltet und fungiert als Strombegrenzungsmittel in Verbindung mit dem Transistor Q5 und dem Kondensator C2), und das Masse-Prellen infolge der Lastkapazität wird erheblich reduziert. Wie in Fig. 4b dargestellt, wird der Strom, der den Lastkondensator entlädt, über einen Zeitraum gesteuert, während - wie in Fig. 4a dargestellt - die Spannung am Ausgang mit einer gesteuerten Geschwindigkeit abfällt.
Wenn entsprechend der bevorzugten Ausführungsform die geschaffene Schaltung 10 mit einer schnellen Schaltung verwendet werden soll, muß für die Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 jeweils ein Wert von ca. 0,2 pF gewählt werden. Die Werte der Widerstände R1-R6 betragen 15 kOhm, 15 kOhm, 7,5 kOhm, 5 kOhm, 1 kOhm und 20 kOhm, während der Widerstand R7, der zur Begrenzung des Stroms im Falle eines Kurzschlusses vorgesehen ist, einen für die Vorrichtung geeigneten Wert aufweist. Mit einem Lastwiderstand RL von 0,5 kOhm und einer Lastinduktivität CL von 50 pF beträgt die Änderungsrate des Ausgangs für den Übergang von niedrig nach hoch ca. 0,77 V/ns. Auf ähnliche Weise beträgt die Änderungsrate für den Übergang von hoch nach niedrig etwa 0,63 V/ns.
In Fig. 5a läßt sich erkennen, daß wenn die Widerstände R1-R6 die oben aufgeführten Werte haben, die Änderungsraten für die Übergänge von hoch nach niedrig und von niedrig nach hoch durch die Wahl der Kapazität der Kondensatoren C1 und C2 vorgegeben werden können. Wenn eine einzige Änderungsrate für beide Übergänge gewünscht wird, können die Kondensatoren so gewählt werden, daß sie die gleiche Änderungsrate bieten. Wenn eine Änderungsrate von ca. 0,65 V/ns gewünscht wird, kann Kondensator C1 so gewählt werden, daß seine Kapazität 0,35 pF betragt, während Kondensator C2 so gewählt wird, daß seine Kapazität O, 175 pF beträgt.
Die in Fig. 5b dargestellte Graphik zeigt, daß - wenn alles andere gleich 30 ist - die Kapazität der Last die Änderungsrate der Ausgangsspannung beeinflußt. Dies ist der Fall, weil bei einer Steigerung der Lastkapazität mehr Ladung über den Transistor Q8 entladen werden muß, um die Spannung am Lastkondensator zu reduzieren, welche der Ausgangsspannung entspricht. Wenn die Lastkapazität bekannt ist, kann die Änderungsrate nach Wunsch (innerhalb bestimmter Grenzen) eingestellt werden, indem die Kapazitäten der Kondensatoren C1 und C2 und/oder der Widerstände R3 und R2 eingestellt werden.
Hier wurde eine TTL-Pufferschaltung mit einer gesteuerten rampenförmigen Ausgangsspannung beschrieben. Obwohl bestimmte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird die Erfindung dadurch nicht begrenzt. Dem Fachkundigen wird klar sein, daß während bei der bevorzugten Ausführungsform eine Vielzahl von Schottky-geklemmten bipolaren npn-Transistoren und Schottky-Dioden benutzt wird, andere Typen von Transistoren (z. B. bipolare pnp-Transistoren, FETs, usw.) und Dioden verwendet werden können, die als diskrete Bauelemente oder in Form von integrierten Schaltungen vorliegen können. Es ist also beabsichtigt, daß die Terminologie für den bipolaren Transistor mit einer Kollektor-, einer Basis- und einer Emitter-Elektrode in weiterem Sinne ausgelegt wird und die entsprechenden Elemente eines FET - Drain-, Gate- und Source-Elektrode - sowie andere Transistorvorrichtungen mit drei Elektroden bezeichnen kann. Den Transistor kann man sich als eine Vorrichtung mit drei Elektroden vorstellen, mit einer ersten Leitungselektrode, von der die Ladungsträger (Elektronen oder Löcher) stammen, einer zweiten Leitungselektrode, zu der die Ladungsträger fließen, und einer Steuerelektrode zum Regeln des Ladungsflusses zwischen der ersten und der zweiten Leitungselektrode.
Dem Fachkundigen wird außerdem klar sein, daß während die Transistoren der bevorzugten Ausführungsform auf bestimmte Weise angeordnet sind, um eine nicht-invertierende Pufferschaltung zu liefern, die Transistoren anders angeordnet werden können, um eine invertierende Pufferschaltung zu liefern, indem zum Beispiel das Äquivalent von Transistor Q1 als Steuermittel für den Hochspannungstreiber vorgesehen wird und die Äquivalente der Transistoren Q2 und Q3 als Steuermittel für den Treiber für niedrige Spannung. Andere Änderungen an der Schaltung, die die gleichen oder ähnliche Ergebnisse zur Folge haben, werden dem Fachkundigen leicht einfallen.
Während außerdem verschiedene Elemente der Erfindung entsprechend ihrer Funktion als Ausgangsspannung-Treibermittel, Steuermittel zur Steuerung des Treibermittels für die Ausgangsspannung, um eine "Öffnen-vor-Schließen"-Anordnung und eine rampenförmige Ausgangsspannung zu schaffen, und als Strombegrenzungsmittel zur Begrenzung des Stromflusses zu und von der Lastkapazität zur Verhinderung eines zusätzlichen Masse-Prellens beschrieben wurden, dienen verschiedene der Elemente für mehr als eine Funktion. Die Kondensatoren zum Beispiel dienen sowohl als Teil eines Steuermittels für die Lieferung einer rampenförmigen Ausgangsspannung als auch als Teil eines Strombegrenzungsmittels, um das Masse-Prellen aufgrund der Lastkapazität weitgehend zu eliminieren. Außerdem ist zu beachten, daß die Anwendungen der vorgesehenen Schaltung nicht begrenzt sein sollen und daß die vorgesehene Schaltung als Ausgang einer beliebigen Schaltung, insbesondere von TTL-Schaltungen, benutzt werden kann.

Claims

1. Pufferschaltung, die auf ein Eingangssignal (Vin) reagiert, um ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang zu liefern, wobei die Schaltung folgendes umfaßt

- ein Treibermittel für eine niedrige Spannung (Q5, Q8), das zwischen eine Niederspannungsquelle (MASSE) und den Ausgang geschaltet ist;

- ein Treibermittel für eine hohe Spannung (Q6, Q7), das zwischen eine Hochspannungsquelle (VCC) und den Ausgang geschaltet ist;

- Mittel zur Treibersteuerung und Strombegrenzung, um das genannte Treibermittel für niedrige Spannung auszuschalten, bevor das genannte Treibermittel für hohe Spannung eingeschaltet wird, wenn ein Spannungspegel des Eingangssignals von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel übergeht, und um das genannte Treibermittel für hohe Spannung auszuschalten, bevor das genannte Treibermittel für niedrige Spannung eingeschaltet wird, wenn der Spannungspegel des Eingangssignals von dem zweiten Pegel auf einen ersten Pegel übergeht;

dadurch gekennzeichnet, daß:

- das Mittel zur Treibersteuerung und Strombegrenzung folgendes umfaßt:

- eine erste Steuerschaltung mit einem ersten Kondensator (C1), dessen eine Platte mit einem ersten Widerstand (R3) und einer Steuerelektrode des Treibermittels für hohe Spannung verbunden ist, um das Treibermittel für hohe Spannung einzuschalten, indem der erste Kondensator über den ersten Widerstand geladen wird, und um das Treibermittel für hohe Spannung auszuschalten, indem der erste Kondensator über einen ersten Transistorstrompfad (Q3) in Reaktion auf das Eingangssignal (Vin) und unter Ausschluß des ersten Widerstands entladen wird;

- eine zweite Steuerschaltung mit einem zweiten Kondensator (C2), dessen eine Platte mit einem zweiten Widerstand (R1) und einer Steuerelektrode des Treibermittels für niedrige Spannung verbunden ist, um das Treibermittel für niedrige Spannung einzuschalten, indem der zweite Kondensator über den zweiten Widerstand geladen wird,

und um das Treibermittel für niedrige Spannung auszuschalten, indem der zweite Kondensator über einen zweiten Transistorstrompfad (Q1) in Reaktion auf das Eingangssignal (Vin) und unter Ausschluß des zweiten Widerstands entladen wird;

- die zweite Platte des ersten oder des zweiten Kondensators (C1, C2) mit dem Ausgang der Pufferschaltung verbunden ist, um das Treibermittel für hohe Spannung bzw. das Treibermittel für niedrige Spannung unter der Steuerung einer Spannungsänderung an dem genannten Ausgang so zu betreiben, daß der Stromfluß zwischen dem genannten Ausgang und der Hochspannungsquelle bzw. der Niederspannungsquelle begrenzt wird.

2. Pufferschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

- das Treibermittel für niedrige Spannung einen ersten (Q5) und einen zweiten (Q8) Transistor mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor umfaßt, wobei der Emitter des ersten Transistors (Q5) mit der Basis des zweiten Transistors (Q8) gekoppelt ist, der Emitter des zweiten Transistors (Q8) mit der Niederspannungsquelle gekoppelt ist und der Kollektor des zweiten Transistors (Q8) mit dem Ausgang der Pufferschaltung verbunden ist;

- das Treibermittel für hohe Spannung einen dritten (Q6) und einen vierten (Q7) Transistor mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor umfaßt, wobei der Emitter des dritten Transistors (Q6) mit der Basis des vierten Transistors (Q7) gekoppelt ist, der Kollektor des vierten Transistors (Q7) mit der Hochspannungsquelle gekoppelt ist und der Emitter des vierten Transistors (Q7) mit dem Ausgang der Pufferschaltung verbunden ist.

3. Pufferschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Treibersteuerungs- und Strombegrenzungsmittel dazu dient, die Spannung am Emitter des vierten Transistors (Q7) in dem Treibermittel für hohe Spannung und die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors (Q8) des Treibermittels für niedrige Spannung so zu steuern, daß wenn der Spannungspegel des Eingangssignals von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel übergeht, die Spannung am Emitter des vierten Transistors (Q7) in gesteuerter Weise von einem relativ niedrigen Ausgangspegel auf einen relativ hohen Ausgangspegel ansteigt, und daß, wenn der Spannungspegel des Eingangssignals von einem zweiten Pegel auf einen ersten Pegel übergeht, die Spannung am Kollektor des zweiten Transistors (Q8) in gesteuerter Weise von einem relativ hohen Ausgangspegel auf einen relativ niedrigen Ausgangspegel absinkt.

4. Pufferschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Steuerschaltung folgendes enthält:

- einen ersten Steuertransistor (Q3) als erste Transistorstrecke, dessen Kollektor mit der Basis des dritten Transistors (Q6) verbunden ist und der dazu dient, die Spannung an der Basis des dritten Transistors (Q6) zu erhöhen, wenn die Eingangsspannung von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel übergeht; den ersten Kondensator (C1), dessen erste Platte mit der Basis des dritten Transistors (Q6) verbunden ist; und

- den ersten Widerstand (R3) zwischen einer Hochspannungsquelle und der ersten Platte des ersten Kondensators; wobei der erste Kondensator und der erste Widerstand den Anstieg der Spannung an der Basis des dritten Transistors steuern, wenn das Treibermittel für hohe Spannung eingeschaltet wird;

und dadurch, daß die zweite Steuerschaltung folgendes enthält:

- einen zweiten Steuertransistor (Q1) als zweite Transistorstrecke, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors (Q5) verbunden ist und der dazu dient, die Spannung an der Basis des ersten Transistors (Q5) zu erhöhen, wenn die Eingangsspannung von einem ersten Pegel auf einen zweiten Pegel übergeht;

- den zweiten Kondensator (C2), dessen erste Platte mit der Basis des ersten Transistors (Q5) verbunden ist; und

- den zweiten Widerstand (R1) zwischen einer Hochspannungsquelle und der ersten Platte des zweiten Kondensators (C2);

wobei der zweite Kondensator (C2) und der zweite Widerstand (R1) den Anstieg der Spannung an der Basis des ersten Transistors (Q5) steuern, wenn das Treibermittel für niedrige Spannung eingeschaltet wird.

5. Pufferschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Platte des zweiten Kondensators (C2) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q8) verbunden ist, die zweite Platte des ersten Kondensators (C1) mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q7) gekoppelt ist, wobei mindestens der erste Kondensator (C1) den Anstieg der Spannung an der Basis des dritten Transistors (Q6) auf eine im wesentlichen lineare Weise steuert, und wobei mindestens der zweite Kondensator (C2) den Anstieg der Spannung an der Basis des ersten Transistors (Q5) auf eine im wesentlichen lineare Weise steuert.

6. Pufferschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter von jedem der genannten Steuertransistoren (Q3, Q1) mit der Niederspannungsquelle verbunden ist, wobei der erste Steuertransistor (Q3) so angeordnet ist, daß wenn die Eingangsspannung von dem zweiten Pegel auf einen ersten Pegel übergeht, der erste Steuertransistor (Q3) einschaltet und die Spannung am Kollektor des ersten Steuertransistors (Q3) auf einen niedrigen Pegel abfällt, und der erste Steuertransistor (Q3) die Ladung auf der ersten Platte des ersten Kondensators (C1) zur Niederspannungsquelle weiterleitet, und wobei der zweite Steuertransistor (Q1) so angeordnet ist, daß wenn die Eingangsspannung von dem ersten Pegel auf den zweiten Pegel übergeht, der zweite Steuertransistor einschaltet und die Spannung am Kollektor des zweiten Steuertransistors (Q1) auf einen niedrigen Pegel abnimmt, und der zweite Steuertransistor (Q1) die Ladung auf der ersten Platte des zweiten Kondensators (C2) zur Niederspannungsquelle weiterleitet.

7. Pufferschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal an einem Eingang empfangen wird, der erste Spannungspegel ein niedriger Spannungspegel ist und der zweite Spannungspegel ein hoher Spannungspegel ist, und die erste Steuerschaltung des Treibersteuerungs- und Strombegrenzungsmittels außerdem einen dritten Steuertransistor (Q2) enthält, wobei die Basis des dritten Steuertransistors (Q2) mit dem Eingang verbunden ist, der Kollektor mit der Basis des ersten Steuertransistors (Q3) und der Emitter mit der Niederspannungsquelle verbunden ist, wobei die erste Steuerschaltung außerdem so angeordnet ist, daß wenn der Eingang von einem niedrigen auf einen hohen Spannungspegel übergeht, der dritte Steuertransistor (Q2) einschaltet und die Spannung am Kollektor des dritten Steuertransistors (Q2) niedrig wird.

8. Pufferschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Strombegrenzung die zweite Platte des zweiten Kondensators (C2) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q8) verbunden ist.

9. Pufferschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Strombegrenzung die zweite Platte des ersten Kondensators (C1) mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q7) verbunden ist.

10. Pufferschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Platte des zweiten Kondensators (C2) mit der Basis des ersten Transistors (Q5) verbunden ist und die zweite Platte des zweiten Kondensators (C2) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q8) gekoppelt ist, um den Stromfluß zwischen dem Ausgang und der Niederspannungsquelle zu begrenzen.

11. Pufferschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Platte des ersten Kondensators (C1) mit der Basis des dritten Transistors (Q6) verbunden ist und die zweite Platte des ersten Kondensators (C1) mit dem Kollektor des vierten Transistors (Q7) gekoppelt ist, um den Stromfluß zwischen dem Ausgang und der Hochspannungsquelle zu begrenzen.