DE2510406B2

DE2510406B2 - Halbleiterschalter

Info

Publication number: DE2510406B2
Application number: DE2510406A
Authority: DE
Inventors: Ichiro Yokohama Ohhinata; Shinzi Fujisawa Okuhara; Michio Zushi Tokunaga
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1974-03-11
Filing date: 1975-03-10
Publication date: 1978-10-19
Also published as: SE7502640L; GB1503939A; MY8100379A; US4015143A; NL176730B; SE399163B; NL176730C; HK18081A; DE2510406A1; CA1032220A; DE2510406C3; NL7502825A

Description

Die Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungsvorsprüngen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung, kurz PNPN-Schalter genannt, sind z. B. eine PNPN- oder Vierschicht-Diode, von der lediglich eine Anode und eine Kathode herausgeführt sind, eine Thyristor-Triode mit einem kathodenseitigen Steueranschluß zusätzlich zum Anoden- und Kathodenanschluß, und auch eine Thyristor-Tetrode mit einem zusätzlich herausgeführten anodenseitigen Steueranschluß. Sie werden bei verschiedenen Steuereinrichtungen als Schalter mit Selbsthalte-Wirkung verwendet.

Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei Anlegen einer Spannung mit steiler Anstiegsflanke (Spannungssprung) zwischen Anode und Kathode unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/dt-Effekt, Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit bezeichnet, und mehrere Möglichkeiten zur Überwindung dieser Erscheinung wurden angegeben.

Übliche Verfahren bestehen entweder im Anschließen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß G_K und der Kathode K des PNPN-Schalters oder im so Anschließen eines Widerstands an den anodenseitigen Steueranschluß Ga des PNPN-Schalters, daß der Schalter ist zwischen Anode A und anodenseitigem Steueranschluß Ga in Sperrichtung vorgespannt mit auf hohem Potential gehaltenem einem Ende des Widerstands. Bei den herkömmlichen Verfahren ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands erheblich zu verringern, damit es möglich ist, fehlerhaftes Einschalten des PNPN-Schalters infolge der sprunghaft oder stoßförmig übergehenden Umschaltspannung (du/dt) zu vermeiden, was im folgenden mit du/dt-Belastbarkeit bezeichnet wird, da nämlich der Spannungsabfall über den Widerstand nicht die zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K eingeschaltete Spannung überschreiten darf, auch dann wenn der Verschiebungsstrom in den Widerstand durch die Sperrschichtkapazität zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß (Gate, Tor) und dem anodenseitigen Steueranschluß fließt. Wenn z. B. die Sperrschichtkapazität 2 pF beträgt, muß der Widerstandswert des Widerstands kleiner als 600 Ω sein, wenn eine du/df-Belastbarkeit von 500 V/μβ erreicht werden soll. Folglich werden der Steueranschluß-Steuer- oder -Zündstrom und der -Haltestrom um den Strom erhöht, der im Widerstand fließt, was bei dem betrachteten Fall nachteilig dazu führt, daß ein überflüssiger Steuerstrom von etwa 1 mA benötigt wird. Das letztere Verfahren erfordert andererseits, daß ein Ende des Widerstands auf höherem Potential als die

Anode gehalten wird und hat den Nachteil, daß die Einrichtung zwar geschützt werden kann, wenn die Anode auf höheres Potential übergeht, aber nicht geschützt werden kann, wenn die Kathode zu niedrigerem Potential übergeht.

Ein Halbleiterschalter der eingangs genannten Art ist bekannt und ist in den Fig. 1 und 2 der Zeichnung dargestellt (vgl. Fig. 1 und 3 der US-PS 36 09 413).

Durch die Sperrschichtkapazität zwischen einem Emitter 19 und der Basis eines Transistors Tj im Fall der F i g. 1 bzw. durch einen Kondensator 34 im Fall der Fig.2 wird eine an die Anode angelegte Ausgleichsspannung bzw. ein Spannungssprung differenziert und der Transistor Tj bzw. ein Transistor T^ durchgeschaltet, um den Rate-Effekt des PNPN-Schalters 10 zu vermeiden, der als SCRiO bezeichnet ist. In der Schaltung gemäß Fig. 1, die einen Emitter 19, eine Basis und einen weiteren Emitter 18 des Transistors Tj zeigt, die zwischen Anode und Kathode des PNPN-Schalters 10 angeschlossen sind, beträgt die Durchbnichspannung des Basis-Emitter-Übergangs höchstens 5 bis 10 V, so daß diese Schaltung lediglich bei höchstens 5 V verwendbar ist, wodurch der Vorteil eines PNPN-Schalters verlorengeht, da dessen Durchbruchspannung hoch ist sowohl in positiver als auch negativer Richtung. Im Gegensatz dazu hat die in F i g. 2 dargestellte Schaltung den Nachteil, daß sie schwierig in Form einer integrierten Schaltung herstellbar ist, da der Kondensator 34 vorhanden ist. Weiter bleiben bei einer Anwendung der Schaltung gemäß den F i g. 1 und 2, bei der an der Anode eine Impulsfolge hoher Wiederholfrequenz z. B. einer Periode von 1 ms ankommt und abwechselnd zum wiederholten Zünden und Sperren der Einrichtung verwendet wird, nutzlose Ladungen an der Basis des Transistors Tj bzw. T5, wodurch die du/dt-Belastbarkeit sehr vermindert wird.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung zu schaffen, der große du/di-Belastbarkeit besitzt, unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode, der ggf. hohe positive und negative Durchbruchspannung aufweist, der möglichst mit kleiner Steuerspannung einschaltbar ist, der in integrierter Halbleiterschaltung leicht einfügbar ist, wobei der Halbleiterschalter möglichst durch kleine Steuerspannungen und geringe Steuerströme selbst bei Änderungen des Kathodenpotentialpegels einschaltbar sein soll.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Halbleiterschalter mit dem kennzeichnenden Merkmal des Anspruchs 1.

Die Erfindung gibt also einen Halbleiterschalter an, der unabhängig vom Anoden- oder Kathodenpotential eine große du/df-Belastbarkeit besitzt, der hohe positive und negative Durchbruchspannungen aufweist, der mit geringem Steuerstrom einschaltbar ist und der leicht in integrierte Halbleiterschaltungen einfügbar ist.

Der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung enthält einen PNPN-Schalter mit PNPN-Vierschicht-Aufbau und drei PN-Übergängen und ein aktives Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors. Das aktive Netzwerk ist mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter verbunden zum Bilden eines Gegenkopplungsnetzwerks. Der einen Teil des aktiven Netzwerks bildende Transistor ist so angeschlossen, daß mindestens einer der Steueranschlußströme des PNPN-Schalters geteilt wird.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es Fig. 1 und 2 Schaltungen bekannter Halbleiterschalter,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungs^r, beispiel der Erfindung,

F i g. 4 ein zu F i g. 3 äquivalentes Schaltbild, bei dem der PNPN-Transistor abhängig von einem Spannungssprung an seiner Anode aktiv wird,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des

in Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die beiden Transistoren einen Mehrkollektor-Aufbau besitzen,

F i g. 6 im Teilschnitt die Schaltung gemäß F i g. 5 mit teilintegrierter Schaltung,

π Fig. 7, 8 und 9 Schaltbilder von Ersatzschaltungen des Halbleiterschalters gemäß einem dritten, vierten und fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 10 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung, das als Zweirichtungs-Sprechweg-Schalter verwendet wird, einschließlich mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung in Antiparallelschaltung,

Fig. 11 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 10 mit teilintegrierter Schaltung,

2> Fig. 12 Signalverläufe des Wechselstroms und der Wechselspannung bei eingesetzter kapazitiver Last.

Die in Fig. 1 und Fig.2 dargestellten herkömmlichen Schaltungen eines Halbleiterschalters wurden bereits weiter oben erläutert.

jo Die Fig. 3, die ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, zeigt einen NPN-Transistor Qi und einen PNP-Transistor Q>. die einen PNPN-Schalter bilden, und Transistoren Qs und

j-, Qt und Widerstände R\ und Ri, die zusammen mit den Transistoren Qj und Q* ein aktives Netzwerk bilden und parallel zum PNPN-Schalter geschaltet sind. Weiter sind dargestellt eine Spannungs- bzw. Stromquelle oder -Versorgung E und ein Reihenwiderstand R in der Leitung, die den Halbleiterschalter enthält.

Dieser PNPN-Schalter hat eine oder Mitkopplungsschleife von der Basis des Transistors Qi über den Kollektor des Transistors Q\, die Basis des Transistors Qi, den Kollektor des Transistors Qi wieder zur Basis des Transistors Q\.

Nach Empfang eines Steuerstroms am Steueranschluß werden die Transistoren Q\ und Q> stromleitend, auch wenn der Gewinn der Mitkopplungsschleife mindestens Eins beträgt, wird die Einrichtung schnell

in geschaltet, so daß beide Transistoren Qi und Q> gleichzeitig durchgeschaltet werden. Dann leitet die Schaltung zwischen Anode A und Kathode K und dieser Leitzustand wird aufrechterhalten.

Wie in der Zeichnung dargestellt, hat der Halbleiter-

Vi schalter gemäß der Erfindung auch eine Gegenkopplungsschleife ausgehend von der Basis des Transistors Qa über den Kollektor des Transistors Qa, die Basis des Transistors Qi, den Kollektor des Transistors Qj, die Basis des Transistors Qi wieder zur Basis des

ω) Transistors Q₁ sowie zur Basis des Transistors Qi. Wenn dieser kompliziert aufgebaute Schaltkreis, der gleichzeitig sowohl eine Mit- als auch eine Gegenkopplungsschleife enthält, einen Schaltbetrieb durchführen soll, mit eier Koppelwirkung bei einem Schleifengewinn von

hi mindestens Eins, muß die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß Fig. 3 negativ sein. Mit den Stromverstärkungen oder -gewinnen ß\,ßi, ßi und ßi der Transistoren Oi. O->. O\ bzw. Oi und der Bedingung, daß

die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß F i g. 3 negativ ist, ergibt sich annähernd

/¹I

0.

Es ist zu sehen, daß die linke Seite der Ungleichung (1) einen effektiven Mitkopplungs-Gewinn darstellt. Wenn die Eigenschaften (Parameter) der Transistoren so bestimmt sind, daß sie diese Bedingung erfüllen, ist der Schaltbetrieb der Gesamtschaltung gemäß Fig. 3 möglich.

Das Gegenkopplungsnetzwerk kompensiert die Änderungen der Stromverstärkung, die sich aus möglichen Änderungen der Temperatur oder aus schwankenden elektrischen Eigenschaften bei der Herstellung ergeben, was einen stabilen effektiven Mitkopplungs-Gewinn ergibt.

Was den von der Erfindung angestrebten Schutz gegen den Rate-Effekt betrifft, so wird der Zustand der Schaltung, an die ein Spannungssprung angelegt ist, anhand Fig. 4 diskutiert. Da die Basis und der Emitter der Transistoren Q\ und Q^ gemäß Fig. 3 über die Widerstände R2 bzw. R\ miteinander kurzgeschlossen sind, arbeitet weder der Transistor Q\ noch der Transistor Qi, bis der Spannungsabfall an den Widerständen R2 und R\ die dort anliegende Spannung, im allgemeinen etwa 0,6 V, erreicht. Deshalb sind zur Erläuterung die Transistoren Q\ und Qi in der Schaltung gemäß Fig.4 weggelassen. In dieser Fig.4 ist eine Kapazität Ci eine Sperrschichtkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q^ und ist eine Kapazität Ci eine Sperrschichtkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q2. Bei geschlossenem Schalter Smuß die folgende Näherungs-Ungleichung (2) erfüllt werden, damit das Potential am Anschluß 3 stets höher im Übergangs-Zustand ist als das am Anschluß 4:

^CRCR ⁽²⁾

Das heißt, die Bedingung, daß das Potential am Anschluß 3 stets höher ist als am Anschluß 4 gemäß F i g. 4 ist äquivalent der Tatsache in F i g. 3, daß, bevor das Potential am Anschluß 4 jemals die Spannung am Transistor Q] erreicht, das Potential am Anschluß 3 einen ausreichenden Wert zum Erregen des Transistors Qi einnimmt. Deshalb umgehl durch Bestimmen der Konstanten (Parameter) der Schaltung zur Erfüllung der Ungleichung (2), nämlich des Stoß- oder Sprungs-Stroms, der vom Kollektor des Transistors Q2 fließt, der Strom, von dem angenommen wird, daß er in die Basis des Transistors Qx fließt, den Transistor Q\ und fließt in den Transistor Qi in einem Sättigungszustand. Folglich wird der Transistor Q\ nicht durchgeschaltet, so daß die gesamte Schaltung gemäß Fig. 3 in nichtleitendem Zustand gehalten wird, wodurch große Stabilität gegenüber einem Spannungssprung erreicht wird. Dieser Vorteil wird ohne jegliche zusätzliche Spannungs- bzw. Stromversorgung, ohne eine andere äußere Steuerschaltung oder selbst bei Übergang des Anodcnpotcntials auf hohen Pegel und Abnehmen des Kathodcnpotentials erreicht.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, hat die Schaltung gemäß Fig. 3, die beide Ungleichungen (I) und (2) gleichzeitig erfüllt, folgende Vorteile:
a) Eine sehr große du/df-ßclaslbnrkcit wird erreicht unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode;

b) weil der Absolutwert des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und /?2, ausgedrückt durch die Ungleichung (2), beliebig wählbar ist, kann der Widerstandswert des

ί Widerstands R2 im Vergleich zur herkömmlichen

Einrichtung sehr hoch gemacht werden, weshalb die Schaltung eine sehr hohe Eingangsempfindlichkeit hat

c) weil das Verhältnis zwischen den Widerstandswer-Ki ten der Widerstände R\ und R2 konstant ist, kann

die Schaltung sehr leicht integriert werden und ist eine stabile Schaltung auch bei möglicher Widerstandsänderung durch Qualitätsschwankungen bei der Herstellung vorsehbar;

i-> d) weil die Schaltung Bauelemente enthält, die einen integrierten Schaltungsaufbau erleichtern und weil die Transistoren Qi und Q* denselben Leitfähigkeitstyp aufweisen, wie die Transistoren Q\ und Q2 die den PNPN-Schalter bilden, bleibt der Vorteil, >o daß der PNPN-Schalter eine hohe Durchbruchspannung in sowohl positiver als auch negativer Richtung besitzt, erhalten,

e) weil die Verschaltung der Transistoren Q\ und Q2 im wesentlichen gleich der der Transistoren Qi und r> Ot ist, kann die Schaltung stets stabil arbeiten, selbst gegenüber angelegten hochfrequenten Impulsen.

Eine zusätzliche qualitative Beschreibung erfolgt für den Halbleiterschalter nach dem ersten Ausführungsjo beispiel der Erfindung gemäß F i g. 3. Beim betrachteten Ausführungsbeispiel wirken die Transistoren Qi und Qt zum Korrigieren des effektiven Mitkopplungs-Gewinns und während der Übergangs-Zeit wird der PNPN-Schalter durch den Transistor Qi kurzgeschlossen ji zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K. Der Widerstand R2 bestimmt einerseits die Steueranschluß-Empfindlichkeit trägt aber andererseits bei zur du/df-Belastbarkeit gegen einen langsamen Spannungsanstieg oder einen niedrigen dz//di-Wert, so daß ein hoher Widerstandswert des Widerstands 7?2 verwendbar ist. Der Widerstand R\ trägt andererseits bei, um eine Schaltung mit notwendiger Zeitkonstante zu erhalten. Dabei ist anzumerken, daß der Widerstand R\ nahezu unendlich groß sein kann oder auch 4") weggelassen sein kann, da es genügt, wenn die Ungleichung (2) erfüllt. Von den Erfindern durchgeführte Prüfungen ergaben, daß der PNPN-Schalter und ein damit verbundenes aktives Netzwerk mit den Transistoreigenschaften ]3| = 03 = 20, 02=1,5, 04 = 0,05 und Ί11 Ci = C₂ = 2 pF eine du/di-Belastbarkeit von mindestens 500 V/μβ aufweisen, bei Anwesenheit eines Widerstands R\ mit etwa 50 kd und eines Widerstands R2 von etwa 20 kn, wodurch sich eine Steueranschluß-Empfindlichkeit von etwa 30 μΑ ergibt. Im Vergleich dazu wird eine π niedrige ungefähre du/d/-Belastbarkeit von 15V^s erreicht, wenn die gleiche Steueranschlußempfindlichkeit durch Einfügen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K des PNPN-Schalters erreicht wird, wie bei der ho beschriebenen herkömmlichen Schaltung. Auf diese Weise wird durch die Erfindung die du/di-Belastbarkeit um etwa das 30fachc verbessert. Außerdem ist infolge der Bestimmung des Werts der Zeitkonstante der Schaltung durch den Widerstand R7 das Verhindern von h^r, fehlerhaftem Einschalten des PNPN-Schaltcrs durch Leckstrom bei hohen Temperaturen noch ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt.
Das Schaltbild der Fig. 5 zeigt eine Ersatzschaltung

des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Transistoren Ch und <?4 der Schaltung gemäß F i g. 3 durch Mehrkollektor-Transistoren ersetzt sind, die für die Integration der Schaltung besonders zweckmäßig sind.

In Fig.6 ist ein Teilschnitt des Aufbaues der integrierten Schaltung mit den Transistoren Q\, Q₂, Qa der Ersatzschaltung gemäß F i g. 5 wiedergegeben, mit einer anodenseitigen Steueranschluß-Zone 4, einer kathodenseitigen Steueranschluß-Zone 5, einer Katho- κι den-Zone 6, einer Anoden-Zone 7, einer anodenseitigen Steueranscnluß-K.ontakt-Zone 8 und einer Kollektor-Zone 9 des Transistors Qa. Der NPN-Transistor Qi besteht aus den Zonen 4, 5 und 6; der Lateral- oder Seiten-PNP-Transistor Q₂ aus den Zonen 7,4 und 5 und der Seiten-PNP-Transistor Qa aus den Bereichen 7, 4 und 9. Wenn eine hohe Durchbruchspannung erhalten werden soll, bei Verwendung von Seiten-Transistoren wie bei der F i g. 6, ist die Stromverstärkung des Transistors Q₂ gering und deshalb die Stromverstärkung des Transistors Qa sehr gering, wie das die Ungleichung (1) fordert. Unter diesen Bedingungen kann die Kapazität Q jedes andere kapazitive Element statt einer Sperrschichtkapazität von Transistoren sein, wenn ihr Kapazitätswert die Ungleichung (2) erfüllt.

Weil die Ungleichung (2) auch erfüllt ist, selbst wenn 04 zu Null gemacht wird durch Beseitigen des Transistors Qa, kann die gleiche Wirkung wie bei der Schaltung gemäß F i g. 6 erreicht werden durch Einsetzen eines Kondensators bzw. einer Kapazität Q, so die die Ungleichung (2) anstelle des Transistors Qa erfüllen kann. Das heißt, der gleiche Vorteil ergibt sich durch Einsetzen eines kapazitiven Bauelements zwischen der Basis des Transistors Q₂ und der Basis des Transistors Qj bei der in F i g. 5 gezeigten Schaltung.

Eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in F i g. 7 dargestellt, in der eine Diode D zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qj eingesetzt ist.

Auch ist die Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie sie in F i g. 8 dargestellt ist, durch eine Kapazität bzw. einen Kondensator C gekennzeichnet, der zwischen der Basis des Transistors Q2 und der Basis 4j des Transistors Qj eingesetzt ist. Zusätzlich ist ein Kondensator C_g vorgesehen, der parallel zum Widerstand /?2 geschaltet ist, um ein Anlegen des Spannungssprungs an den kathodenseitigen Steueranschluß Gk zu verhindern. ^r>o

Das Schaltbild der F i g. 9 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei der der kurzschließende Transistor Qj der Ersatzschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig.3 μ PNP-Transistor Q2-seitig angeschlossen ist, und die in gleicher Weise wirkt wie die Schaltung der F i g. 3.

Die Fig. 10 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das verwendbar ist als Zweirichtungs-Sprechwegschalter durch Verbinden mehrerer Halb- wi leiterschalter gemäß der Erfindung, wobei die Ersatzschaltung für den Fall wiedergegeben ist, in dem ein Telefon-Freizeichen oder -Rufsignal durchtritt.

In der Fig. 10 bilden jeweils PNP-Transistorcn Q\ und NPN-Transistoren Q₂ PNPN-Schalter und sind b^r, angeordnet ein Schalttransistor Qj zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt und ein PNP-Transistor Qa mit einer P-Anode und einer N-Kathode, der durch Bilden einer weiteren P-Zone in der anodenseitigen Steueranschluß-Zone des PNPN-Schalters hergestellt ist. Weiter sind vorhanden ein Feldeffekttransistor Cs mit isoliertem Gate- oder Toranschluß (Oberflächen-Feldeffekttransistor, IGFET) zur Spannungssteuerung, ein Widerstand R₂ zum Schutz der Errichtung vor geringem Rate-Effekt und ein Widerstand R] zum Schutz des Transistors Qj vor Einschalten bei normalen Betriebsbedingungen oder infolge geringen Rate-Effekts und gleichzeitig als Entladungsweg für die gespeicherten Ladungen. Weiter sind gezeigt eine Steuer bzw. Zündschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses, eine Signalquelle 22, eine kapazitive Last 23 und eine Steuer- bzw. Zündschaltung 24 des isolierten Gates des Oberflächen-Feldeffekttransistors Q5. Die Schaltung der Fig. 10 bezieht sich auf den PNPN-Schalter in einer einzigen Stufe, weil das Betriebsprinzip das gleiche ist, unabhängig von der Anzahl der Stufen, in denen die PNPN-Schalter angeschlossen sind.

In Fig. 11 ist ein Teilschnitt eines beispielhaften Aufbaues der Anordnung gemäß Fig. 10 dargestellt, bei der die Transistoren Q\, Q₂, Qa, Q5 in einer integrierten Schaltung enthalten sind. In F i g. 11 sind dargestellt eine anodenseitige Steueranschluß-Zone 4, eine kathodenseitige Steueranschluß-Zone 5, eine Kathoden-Zone 6, eine Anoden-Zone 7 und eine N+-Zone 8 zum Verringern der Kurzschlußstromverstärkung in Emitterschaltung hr_e des Transistors Qa und zum Herausführen einer anodenseitigen Steueranschluß-Elektrode. Weiter sind dargestellt eine Kollektor-Zone 9 des Transistors Qa, ein Oxidfilm 1, eine Aluminiumelektrode 2, eine Anodenelektrode A, eine kathodenseitige Steueranschluß-Elektrode Gk, eine Kathodenelektrode K, eine Tor- oder Gateelektrode G/ des Feldeffekttransistors Qs und eine Kollektorelektrode (Riedes Transistors Qa.

Es sei der Fall betrachtet, bei dem die Schalter Si und 52 geschlossen sind, damit ein Wechselstromsignal durch den PNPN-Schalter treten kann, wie das in Fig. 10 dargestellt ist. Unter dieser Bedingung eilt der Signalverlauf des Stroms i(t) dem Signalverlauf der Spannung ν (t) in der Phase voraus um eine maximale Phasendifferenz von etwa 90°, wie das in der Kurvendarstellung der Figur wiedergegeben ist. Wenn der Strom i(l)auf einen Wert unter den Selbsthalte-Pegel verringert wird, bei dem der Steueranschlußstrom zugeführt werden muß, um den Strom zu halten, ist die Kathodenspannung auf oder etwa auf dem positiven oder negativen Maximum. Falls der Kathodenspannungs-Pegel negativ ist, kann der Steueranschlußstrom auch zugeführt werden, wenn die Steuer- bzw. Zündspannung der Steuerspannung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses gering ist. In diesem Fall können die Feldeffekttransistoren Qs nicht mit einer niedrigen Aussteuerspannung durchgcschaltet werden. Andererseits erfordert bei positivem Pegel an der Kathode K die Stromversorgung von der Steuerschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses Gk eine hohe Spannung. Da jedoch das Substrat jedes Feldeffekttransistors Qr, auf hohem positivem Potential liegt, können die Feldeffekttransistoren Q$ durchgeschaltel werden, weshalb Strom vom Anodenanschluß A zum kathodenseitigen Steueranschluß G* gefühn werden kann durch Anlegen einer niedrigen negativen Steuerspannung von der Steuerschaltung 24 des isolierten Gates an das isolierte Gale G/des Feldeffekttransistors Q'j. Auch dann, wenn die Last 23 induktiv ist,

kann die Vorrichtung leicht durch den Feldeffekttransistor Qs bei einem positiven Kathoden-Pegel oder durch den kathodenseitigen Steueranschluß Gk bei negativen Kathoden-Pegel angesteuert werden. Obwohl die Steuerschaltung 24 des Feldeffekttransistors Q₅ als negative Spannungsquelle in der Schaltung gemäß Fig. 10 dargestellt ist, kann das Gate G/ selbstverständlich auf Erd- oder Masse-Pegel gehalten werden, wenn die Schleusen-Spannung V,h des Feldeffekttransistors Qs verringert ist, oder andererseits kann die Einrichtung auch gesteuert werden mit einer niedrigen positiven Spannung von einer positiven Spannungsversorgung oder -quelle. Weiter können die Steuerschaltungen 21, 24 auch als Impuls erzeugende Steuerschaltungen ausgeführt sein.

Weiter sind, da der anodenseitige Steueranschluß auch als Stromsteueranschluß verwendet wird, drei zusätzliche Weiterbildungen möglich durch verschiedene Kombinationen des Stromsteuerglieds und des Spannungssteuerglieds. Diese Möglichkeiten enthalten ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteuerglied verwendet wird und die Spannungssteuerung durch Anschließen eines N-Kanal-Feldeffekttransistors zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode erreicht wird, ein Verfahren, bei dem der kathodenseitige Steueranschluß als Stromsteuerglied verwendet wird und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode eingesetzt wird, oder ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteueranschluß verwendet wird und ein N-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen der Anode und dem kathodenseitigen Steueranschluß eingesetzt ist. Jeder dieser Feldeffekttransistoren kann mit dem PNPN-Schalter integriert sein, wie in F i g. 11, oder auch getrennt vorgesehen werden.

Nun sei der Fall betrachtet, bei dem der Spannungssprung du/dt angelegt ist zwischen der Anode und der Kathode, wenn der PNPN-Schalter gemäß Fig. 10 gesperrt ist. Wenn zunächst ein großes du/dt zugeführt wird, fließt der Basisstrom zum Transistor Q] durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Qa, wodurch der Transistor Qy durchgeschaltet wird, so daß es durch Absorbieren des durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q\ fließenden Stroms im Sättigungsbereich des Transistors Qt möglich ist, die PNPN-Schalter Qi, Qi am Durchschalten zu hindern. Andererseits kann der PNPN-Schalter auch nicht eingeschaltet werden, falls der Transistor Qj im Sättigungsbereicli leitet, selbst bei normalen Betriebsbedingungen. Um eine solche Lage zu vermeiden, ist deshalb ein Widerstand /?i zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qi eingesetzt. Folglich wird der Transistor Qi nicht durchgeschaltet, wenn ein geringes du/dt angelegt ist, weshalb dann der Widerstand R\ zum Schutz verwendet wird. Auf diese Weise kann der Widerstand R], anders als bei herkömmlichen Einrichtungen, zum Schutz der Einrichtung vor geringem Rate-Effekt oder du/df-Effekt verwendet werden und daher in seinem Widerstandswert erhöht werden, was zur Folge hat, daß der PNPN-Schalter mit einem geringen kathodenseitigen Steueranschluß-Strom geschlossen werden kann. Weil der Transistor Q₁ nur während der Umschalt- bzw.

iü Übergangs-Periode betrieben werden kann, wenn das du/dt angelegt ist, kann die Schaltung zum daran Anlegen eines Basisstroms als kapazitives Bauteil ausgeführt sein, und kann entweder eine Diode oder ein Kondensator anstelle des Transistors Qt verwendet werden. Selbstverständlich kann das kapazitive Glied oder Bauteil parallel zum Widerstand R\ gelegt sein. Weiter kann die Einrichtung gemäß der Erfindung in einer Anordnung ausgeführt werden, die auf dem gleichen Wirkungsprinzip wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen beruht, d. h., daß ein Transistor zum du/di-Schutz und ein Impedanzglied zwischen der Anode und dem anodenseitigen Steueranschluß des PNPN-Schalters einfügbar sind, so daß der Transistor zum du/di-Schutz durch ein kapazitives Bauteil angesteuert werden kann.

Wie sich aus der Beschreibung ergibt, ist der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung so aufgebaut, daß das parallel zum PNPN-Schalter angeschlossene aktive Netzwerk zusammen mit einem Teil der

jo Mitkopplungsschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk bildet, und daß ein Strom, der im wesentlichen mit dem Strom in den Basiswiderstand A₂ des Transistors Qi durch den PNP-Transistor Q₂ einschließlich der Sperrschichtkapazität C₁ in Phase ist

is und so ist, daß er in das parallel angeschlossene aktive Netzwerk fließt, so daß der Basisstrom des Transistors Qi durch den Transistor Qj überbrückt oder umgangen wird, dessen Kollektor an die Basis des Transistors Qi angeschlossen ist, wodurch es möglich ist, den effektiven

■ίο Gleichstrom- (bzw. -spannungs-) Mitkopplungs-Gewinn der gesamten Einrichtung auf über Eins zu halten.

Weiter ist der PNPN-Schalter des Halbleiterschalters gemäß der Erfindung mit einem Spannungssteueranschluß versehen, der vorteilhaft mittels eines Feldeffekt-

-Ii transistors gebildet ist, durch den zusammen mit einer herkömmlichen Stromsteuereinrichtung der PNPN-Schalter mit einer geringen Steuerspannung selbst bei Schwimmen oder Schweben des Kathodenpotential-Pegels schließbar ist. Zusätzlich erlaubt die Parallelschal-

">o tung eines Impedanzgliedes und eines Schaltgliedes zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt einen PNPN-Schalter mit großer du/df-Belastbearkeit, der mit geringem Steuerstrom schließbar ist.

Hierzu 3 15IiHl ZcichiHiimcn

Claims

Patentansprüche:

1. Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungssprüngen, ■■ mit einer PNPN-Anordnung mit einem ersten Transistor vom PNP-Typ und einem zweiten Transistor vom NPN-Typ, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors, die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors, der Emitter des zweiten Transistors mit einer ersten Anschlußelektrode und der Emitter des ersten Transistors mit einer zweiten Anschlußelektrode verbunden ist, wobei ein Transistor einen Steueranschluß aufweist, π und

bei dem mit dem Steueranschluß ein Netzwerk mit einem dritten Transistor verounden ist, dessen Kollektor mit der ersten Anschlußelektrode verbunden ist, 2» dadurch gekennzeichnet,
daß die Basis des dritten Transistors (Qi) über ein weiteres Element (Q*, D₁ C) mit der Basis des ersten Transistors (Q₂) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qs) durch einen Strom gesteuert ist, der 2^r> durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steueranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.

2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite jo Transistor (Q₁, Q₂) einen PNPN-Schalter (10) mit Vierschicht-Aufbau und mit drei PN-Übergängen bilden.

3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen bei langsamen Span- i^r, nungsanstiegen eine Fehlzündung verhindernden Widerstand (R]) zwischen der Basis und dem Emitter des dritten Transistors (Qi).

4. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere m Element ein weiterer, vierter Transistor (Q₄) ist, dessen Kollektor mit der Basis des dritten Transistors (Qi) und dessen Basis mit der des ersten Transistors (Q₂) verbunden sind (F i g. 3,9).

5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch 4> gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (Q₄) und der erste Transistor (Q₂) gemeinsam als Mehrkollektor-Transistor ausgebildet sind (F i g. 5).

6. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element eine Diode (D) ist, deren Anode mit der Basis des dritten Transistors (Q₃) und deren Kathode mit der Basis des ersten Transistors (Q₂) verbunden sind (F i g. 7).

7. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche v, 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element ein Kondensator^QiSt(Fig.8).

8. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 — 7, gekennzeichnet durch einen einem Widerstand (R₂) zwischen der Basis des zweiten Transistors (Q₂) t>o und dem Emitter des dritten Transistors
parallelgeschalteten Kondensator (Cg)(F i g. 8).

9. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1—8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (Qi) gfs. der Widerstand (R₂) und das weitere Element (Q₄, D₁ C) statt an den ersten und zweiten äquivalent an den zweiten und ersten Transistor angeschlossen sind (F i g. 9).

10. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 —9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der drei PN-Übergänge des PNPN-Schalters durch ein Feldeffekt-Glied (Q₅) mit einem Gateanschluß (G/) zur Spannungssteuerung des Halbleiterschalters überbrückt sind (F i g. 10).

11. Halbleiterschalter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Feldeffekt-Glied (Qs) ein Isolierschicht-Feldeffekttransistor ist.