DE3420003A1

DE3420003A1 - Anordnung zum verhindern uebermaessiger verlustleistung in einer leistungsschalthalbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE3420003A1
Application number: DE19843420003
Authority: DE
Inventors: Milton Dayton Scotia N.Y. Bloomer
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1983-05-31
Filing date: 1984-05-29
Publication date: 1984-12-06
Also published as: NL8401736A; US4547828A; BR8402664A; BE899756A; JPS6041324A; FR2547133A1; GB8410849D0; GB2140997A

Description

936O-RD-14884

GENERAL ELECTRIC COMPANY

- S-

Anordnung zum Verhindern übermäßiger Verlustleistung in einer Leistungsschalthalbleitervorrichtung

Die Erfindung bezieht sich auf den sicheren Betrieb von Halbleiterleistungsschaltvorrichtungen und betrifft insbesondere eine neue Schaltungsanordnung zum Verhindern von übermäßiger Verlustleistung und/oder unerwünschtem Sperren (Latch-up) in Leistungsschalthalbleitervorrichtungen durch Beseitigen des Ansteuersignals an deren Steuerelektrode, wenn das Ansteuersignal nicht ausreicht, um den Vorrichtungslaststrom aufrechtzuerhalten.

Es ist bekannt, daß eine Festkörperschaltvorrichtung, insbesondere wenn sie zum Steuern von einer oder mehreren Belastungen benutzt wird, die aus der Netzleitung oder aus für kleine Ströme ausgelegten Stromversorgungen gespeist werden, manchmal kein Steuerelektrodenansteuersignal ausreichender Größe empfängt, um den größeren Laststrom aufrechtzuerhalten, der während eines "Kaltstarts" der züge-

ordneten Belastung erforderlich ist. Beispielsweise führt in dem Fall einer Wolframlast, wie beispielsweise einer Glühlampe od.dgl., der Temperaturkoeffizient der Last zu einem Anlauflaststrom, der beträchtlich größer ist als der Laststrom, der durch die Last aufgenommen wird, nachdem diese stationäre Betriebsbedingungen erreicht hat. Eine Schalthalbleitervorrichtung in Reihe mit dieser Last kann mit einer ausreichenden Ansteuerung versorgt werden, um den stationären Laststrom aufrechtzuerhalten, was aber nicht für den größeren "Kaltstart"-Strom gilt, in welchem Fall sich der Arbeitspunkt der Vorrichtung in das aktive Gebiet bewegt und eine übermäßige Verlustleistung auftritt. Weiter können in anderen Fällen, in denen eine Leistungsschalthalbleitervorrichtung normalerweise entweder als eine voll gesperrte Vorrichtung oder als eine voll gesättigte Vorrichtung zu betreiben ist, transiente Zustände während des normalen Betriebes bewirken, daß die Schalthalbleitervorrichtung aus dem Sättigungszustand in den "aktiven" Zustand gezogen wird. Der Betrieb in dem mit hoher Verlustleistung behafteten aktiven Gebiet bewirkt häufig, daß die Schaltvorrichtungsmaximaltemperatur überschritten und die Vorrichtung zerstört wird. Das Problem wird in dem Fall von über eine Steuerelektrode angesteuerten Metall-Oxid-Halbleiter (MOS)"Vorrichtungen weiter vergrößert, insbesondere bei Vorrichtungen wie einem Isolierschicht- oder IG-Gleichrichter, die in einen zerstörenden Sperrbetrieb eintreten können, wenn sie in dem aktiven Gebiet betrieben werden. Es ist deshalb äußerst erwünscht, eine Schaltungsanordnung zu schaffen zum Steuern einer Leistungsschalthalbleitervorrichtung in deren Abschaltzustand, wenn das Ansteuersignal an der Vorrichtungssteuerelektrode, z.B. der Gateelektrode in einer FET- oder IG-Gleichrichter-Vorrichtung oder der Basiselektrode bei einem Leistungstransistor, nicht ausreicht, um die Halbleitervorrichtung bei einer Zunahme des durch sie gesteuerten Laststroms in dem gesättigten Zustand zu halten.

Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine neue Schutzschaltungsanordnung zu schaffen zum Beseitigen des Ansteuersignals an der Steuerelektrode wenigstens einer Leistungsschalthalbleitervorrichtung, wenn die Ansteuersignalgröße nicht ausreicht, um der Vorrichtung zu gestatten,
den durch sie fließenden Laststrom aufrechtzuerhalten.

Gemäß der Erfindung überwacht eine Schutzschaltungsanordnung wenigstens den Spannungsabfall an dem gesteuert leitenden Kreis einer Leistungsschalthalbleitervorrichtung
immer dann, wenn ein Ansteuersignal an der Steuerelektrode dieser Vorrichtung anliegt. Die Schutzschaltungsanordnung
beseitigt das Ansteuersignal an der Steuerelektrode, falls der Spannungsabfall an dem gesteuert leitenden Kreis einen vorbestimmten festen Wert oder einen zu dem Laststrom proportionalen Wert übersteigt. Die Schutzschaltungsanordnung schaltet deshalb die geschützte(n) Halbleitervorrichtung (en) in einen Abschalt zustand, um eine Beschädigung dieser Vorrichtung während Intervallen unzureichenden Steuerelektrodenansteuersignals zu verhindern; die Schutzschaltungsanordnung kann außerdem die gesteuerte(n) Vorrichtung(en) daran hindern, mehr als einen bestimmten maximalen Strom zu leiten, indem die Größe des Steuerelektrodenansteuersignals auf
einen Wert eingestellt wird, der nicht gestatten wird, daß die Halbleitervorrichtung mehr als den gewünschten Maximalstrom aufrechterhält, ohne aus der Sättigung gezogen und
anschließend in den Abschaltzustand gesteuert zu werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es
zeigen

die Fig. 1a und 1b graphische Darstellungen der Vorwärts-

übertragungskennlinien eines Leistungsfeldeffekttransistors (FET) bzw. eines
Oberflächengleichrichters (IGR) und
insbesondere das Sättigungsgebiet und

die charakteristischen Betriebskennlinien der Schutzschaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Laststeuer

schaltung, die eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform der Schutzschaltungsanordnung nach der Erfindung enthält, und

die Fig. 2a und 2b koordinierte graphische Darstellungen

des Dräinstroms und der Drain-Source-Spannung in einer FET-Laststromsteuerschaltung mit und ohne die Schutzschaltungsanordnung nach der Erfindung.

Die Fig. 1a und 1b zeigen die ungefähren Vorwärts-Übertragungskennlinien eines FET (1a) und eines IGR (Fig. 1b), wobei die Drain-Source-Spannung V_.g und die Anode-Katode-Spannung V_AK auf der Abszisse 2a bzw. 2b und der Drainstrom I und der Anodenstrom I. auf der Ordinate 3a bzw. 3b aufgetragen sind. Bekanntlich gibt es eine Schar von Kurven für jede von mehreren unterschiedlichen Steuerelektrodenspannungen V , bis Vg mit Bezug auf eine gemeinsame Elektrode der Vorrichtung. Für kleinere Werte der Spannung an dem im Leiten gesteuerten Kanal der Vorrichtung, z.B. kleinere Werte von V_DS oder V^, ist ein Maximalwert für den Strom in dem im Leiten gesteuerten Kanal möglich; dieser Maximalwert liegt längs der VorrichtungsSättigungskurve 4a bzw. 4b. Eine Leistungsschalthalbleitervorrichtung wird typisch zwischen einem gesättigten Zustand und einem Abschaltzustand betrieben, in welchem im wesentlichen ein Kanalstrom von null fließt (obgleich die Spannung an der Vorrichtung im allgemeinen die maximale Schaltungsspannung ist und bis zu 180 V bei einer an 120 V Netzwechselspannung betriebenen Schaltung betragen kann ).In dem Sättigungszustand hat die Vorrichtung einen "Ein-"Arbeitspunkt längs der Sättigungskurve 4. Die durch die Kurven nach den Fig. 1a und 1b gekennzeichneten Vorrichtungen wsrden z.B. mit einem gesättigten Last strom 1 von 10 A in den

gesättigten Arbeitspunkten 6a bzw. 6b betrieben. Der sich ergebende Vorwärtsspannungsabfall V- der FET-Schaltvorrichtung (Fig. 1a) beträgt etwa 3 V bei einer Vorrichtung, die einen Sättigungswiderstand von 0,3 Ohm hat, während der Spannungsabfall V , des IGR etwa 2 V beträgt (bei einem ErsatzSättigungswiderstand von 0,12 Ohm plus einem Diodenspannungsabfall von etwa 0,8 V in Reihe damit) -Es ist außerdem bekannt, daß es nicht erwünscht ist, daß die Schaltvorrichtung in dem aktiven Gebiet betrieben wird (jeder Punkt auf der chrakteristischen übertragungskurve, bei welchem es sich nicht um den Punkt vollständiger Abschaltung (nicht dargestellt) oder den Sättigungspunkt 6 handelt), um die Verlustleistung zu minimieren. Es ist außerdem erwünscht, daß das Umschalten zwischen den Sättigungs-und Abschaltpunkten in einem Minimum an Zeit erfolgt, das sich mit den zulässigen Grenzwerten für dv/dt und di/dt für die Vorrichtung und/oder die Schaltung, in welcher die Vorrichtung benutzt wird, verträgt.

Es ist zu erkennen, daß eine Mindeststeuerelektrodenspannung V erforderlich ist, um jede Vorrichtung im wesentlichen in dem dargestellten Arbeitspunkt 6 in Sättigung zu halten. Insbesondere sind wenigstens 7 V (wie durch die V₇-Kurve in Fig. 1a gezeigt) über einer Schwellenspannung an der Gateelektrode in bezug auf die Sourceelektrode der FET-Vorrichtung erforderlich, während wenigstens 8 V über dem Schwellenwert an der Steuerelektrode des IGR in bezug auf dessen Katode erforderlich sind, um die Vorrichtungen bei dem dargestellten Wert von 10 A in Sättigung zu halten. Jede Steuerelektroden- oder Gatespannung, die kleiner als dieser Wert ist, wird bewirken, daß sich der Arbeitspunkt in der Richtung des Pfeils A insgesamt nach rechts bewegt. Ebenso bewegt sich, wenn die Lastimpedanz verkleinert wird und ein noch größerer Strom durch den im Leiten gesteuerten Kanal der Schaltvorrichtung fließen muß, der Arbeitspunkt längs der Gatespannungskurve in der Richtung des Pfeils B und bewirkt, daß ein höherer Vorwärtsleitungs-

Spannungsabfall vorhanden ist. In jedem Fall bringt der erhöhte Vorwärtsleitungsspannungsabfall mit oder ohne einen erhöhten Kanalstrom die Vorrichtung in das aktive Gebiet und führt zu erhöhter Verlustleistung.

Gemäß der Erfindung wird der Leitungskanalspannungsabfall/ z.B. die Spannung V^₃ bei einem FET oder der Vorwärtsspannungsabfall V . bei einem IGR und dgl., mit einer Referenzspannung verglichen/ um festzustellen, ob die Schaltvorrichtung die Sättigung verlassen hat und in dem aktiven Gebiet arbeitet. Die Referenzspannung kann eine konstante Spannung sein, wie es durch die gestrichelte Linie 8a bzw. 8b dargestellt ist, und eine Größe V- haben, die etwas größer ist als der erwartete Kanalspannungsabfall der Vorrichtung, die auf ihrem vorgesehenen Sättigungsarbeitspunkt arbeitet. Daher könnte der Drain-Source-Spannungsabfall der FET-Vorrichtung mit einer Kurve 8a konstanter Spannung der Größe V - = 3,5 V bei einer Vorrichtung verglichen werden, die normalerweise einen Spannungsabfall V, von 3,0 V bei dem vorgesehenen Sättigungsstrom I_L von 10 A hat, während die gewünschte Kanalspannung V , von 2,0 V des IGR mit einer Kurve 8b konstanter Spannung verglichen werden kann, die einen Referenzspannungswert V₁ von etwa 2,5 V hat. Es ist zu erkennen, daß die verringerte Steuerelektrodenansteuersignalgröße oder der erhöhte Kanalstromfluß den Arbeitspunkt längs einer Kurve A oder B bewegen und schnell die Kurve 8a oder 8b erreichen wird, was bewirkt, daß die Ansteuerung an der Schaltvorrichtung beseitigt wird, um die Schaltvorrichtung in den Abschaltzustand zu bringen. Noch vorteilhafter kann eine Referenzspannungskurve 9a oder 9b benutzt werden, wobei die Kurve 9 zu dem Kanalstrom proportional ist. Die Steigung der Kurve 9 wird so festgelegt, daß sie zu der Steigung der Vorrichtungssättigungskurve 4 im wesentlichen parallel ist. Daher hat eine "proportinale" Referenzkurve 9 eine charakteristische Gleichung folgender Form: V_g - V ₂ ^{+ I}r ^{x R}c' ^w°b^ei ^v _r2 ^e^^ne ^^m wesentlichen konstante Offset-Spannung,Ip der Vorrichtungskanalstrom und

/Λ-

R der dynamische Kanalwiderstand der Vorrichtung ist. Für den FET nach Fig. 1a ist die Offset-Spannung V- eine erste Konstante (k¹, vorzugsweise etwa 0,5 V), und der dynamische Kanalwiderstand R beträgt etwa 0,3 Ohm. Ebenso wird für den IGR nach Fig. 1b eine etwas größere Offset-Spannung V 2 benutzt (die gleich einer weiteren Konstanten k¹ ' von etwa 0,9 V ist), und zwar bei einem dynamischen Kanalwiderstand R von etwa 0,12 Ohm, um die Gleichung der Spannungsreferenzkurve 9b im Modell nachzubilden. Wie in dem Fall der Referenzkurve 8 konstanter Größe bewegt sich, wenn die Steuerelektroden- oder Gatespannung kleiner als der erforderliche Wert ist oder wenn ein übermäßiger Strom in dem im Leiten gesteuerten Kreis zu fließen beginnt, der Arbeitspunkt 6 der Vorrichtung in der Richtung des Pfeils A bzw. B, und der Vorwärtsspannungsabfall der Vorrichtung steigt schnell auf einen Wert an, der gleich oder größer als die Referenzspannung gemäß der Kurve 9 ist, woraufhin die Steuerelektrodenansteuerung beseitigt und die Vorrichtung in den Abschaltzustand geschaltet wird, wodurch eine übermäßge Verlustleistung und/oder ein unerwünschtes Sperren (Latch-up) verhindert wird.

Es sei angemerkt, daß in dem Fall einer Vorrichtung, wie beispielsweise eines FET od.dgl., in welcher der Widerstand des im Leiten gesteuerten Kanals eine Temperaturabhängigkeit hat, die im wesentlichen konstante Referenzspannung (Kurve 8) oder die kanalstromabhängige Referenzspannung (Kurve 9) mit einem gleichen Temperaturkoeffizienten versehen werden könnte, um eine Maximalstromgrenze festzulegen, oder mit einem höheren festen Referenzwert, um eine maximale Vorrichtungstemperaturgrenze bei einem bestimmten Strom festzulegen. Daher veranschaulichen die in den Fig. 1a und 1b gezeigten Kurven den Betrieb bei einer einzelnen Temperatur.

Fig. 2 zeigt eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform einer Schutzschaltungsanordnung 10 zum Beseitigen der

Steuerelektrodenansteuerung an einer Leistungsschaltvorrichtung, falls die Ansteuerung nicht ausreicht, um den durch den im Leiten gesteuerten Kanal dieser Vorrichtung fliessenden Strom aufrechtzuerhalten oder falls ein übermäßiger Strom durch den Kanal fließt. Die Schutzschaltungsanordnung 10 wird beispielshalber mit einer Last 11 der Größe R, benutzt, in welcher ein Laststrom I_L auf die Wirkung einer Doppelkondensatorstromversorgung 12 hin fließt. Die Stromversorgung 12, die ausführlicher in einer älteren deutschen Patentanmeldung der Anmelderin beschrieben ist, für die die Priorität der US-Patentanmeldung, Serial No. 379 393, vom 18. Mai 1982 beansprucht worden ist und auf die bezüglich weiterer Einzelheiten verwiesen wird, arbeitet bei Netzfrequenz en (z.B. bei ungefähr 60 Hz) und speist die Last 11, welche eine Lastspannung benötigt, die kleiner als die Leitungsspannung zwischen den Leitungsklemmen L₁ und L- ist. Die Stromversorgung 12 enthält einen Hauptkondensator 12a, der ständig mit der Last 11 in Reihe geschaltet ist und einen Mindestlaststrom festlegt, sowie einen Hilfskondensator 12b, der mit dem im Leiten gesteuerten Kanal einer Schaltvorrichtung in Form eines FET 14 an den Hauptkondensator 12a angeschlossen ist. Eine Diode 14a, wie beispielsweise die bereits in einem FET vorhandene parasitäre Diode, ist an den FET-Drain-Source-Kreis angeschlossen. Zusätzlich zu dem Mindestlaststrom, der durch den Hauptkondensator 12a festgelegt wird, wird ein zusätzlicher Laststrom I, durch den Hilfskondensator 12b während derjenigen Teile der Stromquellenwellenformperiode fließen, in denen der Hilfskondensator durch Sättigung der Vorrichtung 14 an den Hauptkondensator angeschlossen ist, was gestattet, den Gesamtlaststrom I_T über einem Bereich einzustellen, der durch die Größe des Hauptkondensators 12a und des Hilfskondensators 12b festgelegt wird. Der Teil der Quellenwellenformperiode, während welchem die Vorrichtung 14 leitet, wird durch das Vorhandensein einer Spannung V zwischen der Gateelektrode der Vorrichtung 14 und dem gemeinsamen Schaltungspunkt, z.B. an der Vorrichtungsquellenelektrode, festgelegt. Dieses

Steuerelektroden- oder Gateansteuersignal kann zum Teil durch eine Widerstandskomparatorschaltung 16 gesteuert werden, die in einer weiteren älteren deutschen Patentanmeldung der Anmelderin beschrieben ist, für die die Priorität der US-Patentanmeldung, Serial No. 382 875, vom 28. Mai 1982 in Anspruch genommen worden ist und auf die bezüglich weiterer Einzelheiten verwiesen wird. Gemäß der Beschreibung in dieser weiteren älteren Patentanmeldung hat die Widerstandskomparatorschaltung eine erste Eingangsklemme 16a, die mit einer gemeinsamen Schaltungsklemme 10a verbunden ist, und eine Eingangsstrom-I_IN-Klemme 16b, die mit einer Lastklemme 10b verbunden ist, sowie eine Eingangs spannungs-V. -Klemme 16c,die mit einer Schaltungsleitungs-L^-Klemme 10c verbunden ist. Die Komparatorschaltung 16 enthält einen Abtastwiderstand 17 der Größe R_, der mit

dem Lastwiderstand 11 in Reihe geschaltet ist, zum Liefern einer Spannung an der Klemme 16b mit Bezug auf die Klemme 16a, die in Beziehung zu dem durch die Last fließenden Strom steht. Diese laststrombezogene Spannung wird mit einer Spannung an der Klemme 16c in bezug auf die Klemme 16a, die sich auf die Spannung an dem temperaturabhängigen Widerstand R- der Last 11 bezieht, verglichen. Auf die Augenblicksspannungen an den Klemmen 16b und 16c hin liefert die Widerstandskomparatorschaltung 16 ein erstes SET-Signal an einem ersten Ausgang 16d und weiter ein RESET-Signal an einem zweiten Ausgang 16e. Die SET- und RESET-Signale werden benutzt, um die Steuerelektroden- oder Gatespannung V an einer Klemme 10d freizugeben bzw. zu sperren, um die Vorrichtung 14 in das gesättigte bzw. in das Abschaltgebiet zu schalten. In der oben erwähnten älteren Patentanmeldung wird durch die SET- und RESET-Signale eine flipflopartige Schaltung gesetzt bzw. rückgesetzt, um eine positive Gatespannung freizugeben bzw. diese Gatespannung an der Gateelektrode der Schaltvorrichtung 14 auf im wesentlichen null Volt rückzusetzen. Die dargestellte Ausführungsform der Schutzschaltungsanordnung 10 nach der Erfindung enthält ein D-Flipflop 18, dessen Takteingang C mit dem SET-Ausgang

16d der Widerstandskomparatorschaltung 16 und dessen Dateneingang D mit einer Potentialquelle +V ' Verbunden ist, wobei die Potentialquelle +V · außerdem das Betriebspotential für das Flipflop 18 liefert. Der Rücksetzeingang R des Flipflops 18 ist mit dem Ausgang 20a eines zwei Eingänge aufweisenden ODER-Gatters 20 verbunden, dessen erster Eingang 20b mit dem RESET-Ausgang 16e der Widerstandskomparatorschaltung 16 verbunden ist. Der andere Gattereingang 20c ist mit dem Ausgang 22a eines !Comparators 22 verbunden. Der Ausgang Q des Flipflops 18 ist in einer ersten bevorzugten Ausführungsform direkt mit der Steuerausgangsklemme 10d der Schutzschaltungsanordnung und daher mit der Gateelektrode der Schaltvorrichtung 14 verbunden. In dieser Konfiguration wird durch die Q-Ausgangsspannung mit dem Signalwert H des Flipflops (etwa die Spannung V ') die Vorrichtung 14 auf das Vorhandensein eines logischen Signalwerts H an dem SET-Ausgang 16d der Widerstandskomparatorschaltung hin freigegeben, um in die Sättigung zu gehen, und durch die Q-Ausgangsspannung mit dem Signalwert L wird die Vorrichtung 14 gesperrt, um in den Abschaltzustand zu gehen, und zwar entweder auf einen logischen Signalwert H an dem RESET-Ausgang 16e der Widerstandskomparatorschaltung oder auf einen logischen Signalwert H an dem Komparatorausgang 22a hin.

Der Komparatorausgang 22a wird auf den logischen Signalwert H hin nur dann freigegeben, wenn die Drain-Source-Spannung ^vds ^^{er Scnaltvorr;}'-^cn'^tun9 14 eine Augenblicksgröße hat, die einen Referenzspannungswert V an dem invertierenden Komparatoreingang 22b übersteigt. Zum Erleichtern des vorgenannten Vorgangs wird die Drain-Source-Spannung der Schaltvorrichtung über einen Strombegrenzungswiderstand 24 an den nichtinvertierenden Eingang 22c des Komparators angelegt. Der Eingang 22c ist außerdem mit der Verbindung von zwei in Reihe geschalteten Schutzdioden 26a und 26b verbunden; die Anode der Diode 26a ist mit dem gemeinsamen oder Massepotential verbunden, während deren Katode sowie die Anode der Diode 26b mit dem Eingang 22c verbunden sind. Die Katode der

Diode 26b ist mit einer Quelle positiven Betriebspotentials +V verbunden.

Die Referenzspannung V an dem Komparatoreingang 22b wird durch eine Referenzspannungsgeneratoranordnung 28 geliefert, die wenigstens einen Generator 30 enthält, der eine im wesentlichen konstante Referenzspannung liefert. Wenn die Kurve 8 der im wesentlichen konstanten Vergleichspannung (vgl. Fig. 1a und 1b) benutzt werden soll, liefert der Referenzspannungsgenerator 30 die Referenzspannung V als die im wesentlichen konstante Spannung V₁ in bezug auf den gemeinsamen Schaltungspunkt. In diesem Fall ist die Drainelektrode der Vorrichtung 14 mit einer Schaltungsklemme 1Oe und von dieser aus über eine Schaltdrahtverbindung 32 mit einer weiteren Klemme 10f verbunden, mit der die zugeordnete Klemme des Hilfskondensators 12b verbunden ist. Wenn die Kurve 9 variabler Spannung nach den Fig. Ta und 1b benutzt werden soll, wird der Referenzspannungsgenerator 30, der eine im wesentlichen konstante Referenzspannung liefert, auf den zugeordneten Offset-Spannungswert V - eingestellt (z.B. die Offset-Spannung k¹, k¹' und dgl.), und diese Spannung wird zu einer variablen Spannung V addiert, welehe zu dem dynamischen Widerstand der Vorrichtung proportional ist.

Diese Spannung V kann an dem Ausgang 34a einer Trenneinrichtung 34 geliefert werden, so daß die Summe der variablen Spannung V und der im wesentlichen konstanten Offset-

Spannung V 2 die Gesamtreferenzspannung V an dem Komparatoreingang 22b ergibt. Die Größe der Ausgangsspannung V der Trenneinrichtung 34 ist im wesentlichen gleich der Grösse V ' einer Spannung zwischen zwei Trenneinrichtungseingangsklemmen 34b und 34c. Wenn die Trenneinrichtung 34 benutzt wird, sind die Eingangsklemmen 34b und 34c mit den Schaltungsklemmen 10e bzw. 1Of verbunden, und der Schaltdraht 32 ist durch einen Widerstand 36 (gestrichelt dargestellt) der Größe R_c (dem dynamischen Kanalwiderstand) er-

setzt. Daher muß der in die Vorrichtung 14 fließende Drainstrom I- durch den Widerstand 36 fließen, wodurch diese Spannung V ' nicht auf Massepotential bezogen ist, die Ein-

Ji

richtung 34 trennt diese potentialmäßig nicht festgelegte Spannung und liefert deren Größe als die Ausgangsspannung V an dem Ausgang 34a nun auf Massepotential bezogen. Des-

halb ist die Referenzspannung V nun gleich der Summe von V₂ (geliefert durch den Referenzspannungsgenerator 30) und der Spannung V = ¹^R,,/ ^™ eine Vergleichs spannung gemäß der Kurve 9 festzulegen.

Wenn die normale Steuereinrichtung wie die Widerstandskomparatorschaltung 16 die Verwendung eines Stromabtastwiderstands 17 erfordert, ist die variable Spannung V bereits

Ji

aus der Spannung V an dem Abtastwiderstand verfügbar.

XcI

Durch richtiges Skalieren dieser Spannung V . zum Teil, um

XcL

den Stromfluß durch den Hauptkondensator 12a zu berücksichtigen, der bei der Bestimmung der variablen Spannung V

Ji

nicht zu betrachten ist, kann die Referenzspannung V gleich der Summe aus ν_χ und V₂ gemacht werden, um die Vergleichsspannungskurve 9 festzulegen.

Im Betrieb wird der normale Betrieb der Schaltvorrichtung 14 durch die Widerstandskomparatorschaltung 16 gesteuert, wie es in den oben erwähnten älteren Anmeldungen beschrieben ist. Bei Kaltstart-, transienten und ähnlichen Bedingungen, unter denen der Laststrom I_L auf eine Größe ansteigt, die über der Stromgröße liegt, die durch die Steuerelektroden- oder Gatespannung V , die an die Vorrichtung angelegt wird, aufrechterhalten werden kann, arbeitet die Schutzschaltungsanordnung 10 folgendermaßen: weil die Ansteuerspannung V nicht ausreicht, um die Vorrichtung 14 bei dem Augenblicksstrom I,, der dann fließt, in Sättigung zu halten, steigt die Schaltvorrichtungsleitungskanalspannung V, augenblicklich an. Bei nur einem relativ unbedeutenden Komparatoreingangsvorspannungsstrom, der durch den Reihenwiderstand 24 fließt, ist die Spannung an dem

nicht invertierenden Eingang 22c des !Comparators im wesentlichen gleich der Kanalspannung V-, sofern sich die Kanalspannung nicht in einem derartigen Ausmaß ändert, daß eine der Schutzdioden 26 in Durchlaßrichtung betrieben wird. Die Spannung an dem Eingang 22c ist normalerweise kleiner als die Referenzspannung V an dem Komparatoreingang 22b, wodurch der Komparatorausgang 22a normalerweise auf einem logischen Signalwert L ist; das L-Komparatorausgangssignal setzt das Flipflop 18 nicht zurück. Auf einen vergrößerten Kanalspannungsabfall V, hin, der im wesentlichen gleich der oder größer als die Referenzspannung V ist, schaltet der Komparatorausgang 22a auf einen logischen Signalwert H um. Dieser logische Signalwert H an dem Gattereingang 20c ergibt einen logischen Signalwert H an dem Rücksetzeingang R des Flipflops 18, was zur Folge hat, daß dessen Q-Ausgang auf einen logischen Signalwert L umschaltet. Auf den logischen Signalwert L an dem Q-Ausgang hin wird die Vorrichtung 14 in den Sperrzustand geschaltet und dadurch eine übermäßige Verlustleistung in der Vorrichtung verhindert.

Es sei angemerkt, daß das Flipflop 18 vom CMOS- oder einem ähnlichen Typ sein kann, wodurch das Flipflop über einem Bereich von Versorgungsspannungen +V ' arbeiten und ein Q-Ausgangssignal mit dem Signalwert H liefern wird, der zu der Versorgungsspannung proportional ist. Auf diese Weise kann die Steuerelektrödenspannung +V so eingestellt werden, daß ein gewünschter maximaler gesteuerter Leitungsstrom I^ für einen besonderen Zweck aufrechterhalten wird. Es sei auch angemerkt, daß der Q-Ausgang des Flipflops 18 nicht direkt mit der Schaltungsanordnungsausgangsklemme 1Od (und der Steuer- oder Gateelektrode der Vorrichtung 14) verbunden zu sein braucht, sondern mit einer anderen Steuerelektrodenansteuerschaltungsanordnung verbunden sein könnte, beispielsweise mit einer gesteuerten Einschalteinrichtung 38. Die Einschalteinrichtung 38 kann für einen zeitgesteuerten Schaltungseinschaltvorgang und einen schnellen Schal-

tungsausschaltvorgang sorgen (oder auch für einen zeitgesteuerten Schaltungsausschaltvorgang und einen schnellen Schaltungseinschaltvorgang oder für einen zeigesteuerten Schaltungseinschalt- und Schaltungsausschaltvorgang), was erwünscht sein kann, beispielsweise um die zeitliche Änderung der Lastspannung und/oder des Laststroms zu begrenzen und so elektromagnetischen Brumm und andere potentielle Probleme zu steuern, die mit der Laststeuerschaltungsanordnung verbunden sind.

Der Schutzbetrieb der Schaltungsanordnung 10 wird weiter durch die Fig. 2a und 2b veranschaulicht, in denen die Wellenform des Stroms I in der Hilfskapazität 12b (die Summe des Stroms I^ des im Leiten gesteuerten Kanals und des Stroms in der parasitären Diode) und die Drain-Source-Spannungswellenform V_DS für eine am Netz betriebene Lampensteuerschaltung dargestellt sind. Im linken Teil der Wellenformen ist die Schutzschaltung 10 vorübergehend abgeschaltet worden. Zur Zeit t_ ist die Klemme L₁ in bezug auf die Klemme L, positiv, wodurch ein Teil des Laststroms durch die in Durchlaßrichtung betriebene parasitäre Diode 14a und den Hilfskondensator 12b fließt. Dieser Stromteil 41 lädt den Hilfskondensator 12b auf die Scheitelnetzspannung (z.B. etwa 175 V) auf, wodurch die Drain-Source-Spannung V_QS der Schaltvorrichtung 14 in anschließenden Quellenwellenformhalbperioden verschoben wird, in denen die Vorrichtung 14 nicht nennenswert leitet, so daß sie einen Nindestwert von im wesentlichen null und einen Maximalwert von etwa dem Doppelten der verketteten Scheitelspannung hat, z.B. etwa 350 V, wie es der Spannungswellenforrateil 43 zeigt. Eine für kleine Ströme ausgelegte ("starved") Stromversorgung (nicht dargestellt in Fig. 2, aber zumindest in der älteren Patentanmeldung dargestellt, für die die Priorität der US-Patentanmeldung, Serial No. 382 875 in Anspruch genommen worden ist) steigert langsam ihr Ausgangspotential, das an die Widerstandskomparatorschaltung 16 und an das Flipflop 18 angelegt wird. Das Stromversorgungspotential erreicht

* to-

schließlich zur Zeit t- einen Wert, bei dem die Schaltvorrichtung 14 eingeschaltet werden kann. Während des Zeitintervalls zwischen der Zeit tg und der Zeit t- hat der Lampenlastwiderstand 11 den Mindestlaststrom I_L, der durch den Hauptstromversorgungskondensator 12a eingestellt worden ist, und die Temperatur des Lastwiderstands 11 hat langsam zugenommen. Zur Zeit t^ ist jedoch der Lastwiderstand noch kleiner als der stationäre Widerstand, den die Lampe haben wird, wenn sie ihre volle Betriebstemperatur erreicht. Daher ist zur Zeit t- eine gewisse Gateelektrodenspannung V an der Klemme 1Od verfügbar, und der Strom beginnt durch den im Leiten gesteuerten Kanal der Vorrichtung 14 zu fliessen, wenn die Klemme L₂ in bezug auf die Klemme L₁ positiv ist. Der Kanalstrom I, -Teil 45 steigt an, bis die Vorrichtung die Sättigung verläßt und in das aktive Gebiet in dem Punkt 45a eintritt. Gleichzeitig damit ist die Schaltvorrichtungskanalspannung in dem Teil 47 auf dem zugeordneten Sättigungsspannungswert, bis der Punkt 47a erreicht wird. Da die die Last darstellende Lampe einen niedrigeren als normalen "kalten" Widerstand hat, versucht die Last 11, mehr Strom aufzunehmen als durch die Steuerelektrodenoder Gatespannung V , die dann anliegt, aufrechterhalten werden kann. Demgemäß nimmt bei einem zusätzlichen kleinen Stromanstieg, der in dem Teil 45b gezeigt ist, die Drain-Source-Spannung der Schaltvorrichtung schnell zu, wie in dem Teil 47b, da die Vorrichtung die Sättigung wegen des Fehlens eines ausreichenden Gateansteuersignals verläßt. Daher arbeitet anschließend bis zur Zeit t₂ die Vorrichtung 14 in dem aktiven Gebiet und verbraucht übermäßig Leistung. Wenn diese übermäßige Verlustleistung für eine ausreichend lange Zeit in dem Intervall zwischen der Zeit t. und der Zeit t₂ auftritt, kann die Vorrichtung 14 zerstört werden. Die nachteiligen Temperaturauswirkungen auf die Vorrichtung 14 können weiter durch den Stromteil 49 gesteigert werden, der anschließend durch die parasitäre Diode 14a der Schaltvorrichtung fließt und zum Wiederaufladen des Hilfskondensators 12b dient und deshalb eine Fläche darunter hat,

die gleich der Fläche unter der Gesamtheit der Stromkurventeile 45 und 45b ist.

Wenn die Schutzschaltungsanordnung 10 angeschlossen ist, was in dem rechten Teil der Wellenformen in den Fig. 2a und 2b gezeigt ist, treten dieselben Anlauferscheinungen in dem Zeitintervall zwischen der Zeit tg und einer Zeit t..' auf, zu der die Steuerelektroden- oder Gatespannung V zuerst den LeitungsSchwellenwert der Schaltvorrichtung 14 erreicht. Nach einem gewissen Aufladen des Hilfskondensators 12b über die parasitäre Diode 14a, was durch jeden Teil 41* gezeigt ist, ändert sich die Quellenspannungspolarität zwischen den Klemmen L. und L₂· Wenn die Klemme L- gegenüber der Klemme L₁ positiv ist, beginnt der Hilfskondensatorstrom I durch den im Leiten gesteuerten Kanal der Schaltvorrichtung 14 zu fließen. Weil die Spannung der für kleine Ströme ausgelegten Stromversorgung noch auf ihren stationären Wert "ansteigt", ist die Steuerelektroden(Gate)-Spannung zur Zeit t kleiner als die gewünschte volle Steuerelektrodenspannung, wodurch der Sattigungsstrom I₁ (der sehr viel kleiner als der stationäre Sättigungsstrom I_n ist) aufrechterhalten werden kann. Die augenblickliche Drain-Source-Spannung an dem im Leiten gesteuerten Kanal der Vorrichtung 14 steigt deshalb, wie es in dem Teil 49a gezeigt ist, auf einen Wert an, der größer als die Referenzspannung V_r ist, was bewirkt, daß die Spannung an dem Komparatorausgang 22a ansteigt und das Flipflop 18 rücksetzt, um die Gateansteuerung von der Vorrichtung zu entfernen. Daraufhin wird die Leistungsschaltvorrichtung 14 in den Sperrzustand gesteuert, und der Fluß des Stroms I durch den Hilfskondensatorzweig 12b hört abrupt auf. Eine Quellenwellenformhalbperiode später, zur Zeit t, , ist die Klemme L₂ gegenüber der Klemme L₁ wieder positiv; der Hilfskondensatorstrom beginnt wieder durch den in Reihe geschalteten, im Leiten gesteuerten Kanal der Leistungsschaltvorrichtung 14 zu fließen. Da die Stromversorgungsspannung etwas angestiegen ist, ist die Gatespannung V etwas größer als zur Zeit t und wird einen etwas größeren

Cl

Sättigungsstrom I- aufrechterhalten. Der jetzt aufrechterhaltene Sättigungsstrom I₂ ist jedoch noch kleiner als der Strom I_n, den die Last verlangt, wodurch die Drain-Source-Spannung der Vorrichtung wieder über die Sättigungsreferenzspannung V hinaus ansteigt, wie in dem Teil 49b. Der Wert des Signals an dem Komparatorausgang 22a steigt wieder an und bewirkt, daß die Steuerelektrodenspannung an der Leistungsschaltvorrichtung entfernt wird, wodurch der Stromfluß in dieser abrupt beendet und eine übermäßige Verlustleistung verhindert wird. Zu späteren Zeiten t_~t wird durch Vergrößern der Stromversorgungsspannung die Gate-Spannung vergrößert, um zunehmende Größen des Stromflusses in dem im Leiten gesteuerten Kanal der Leistungsschaltvorrichtung aufrechtzuerhalten, wie in den Teilen 48c-48g. Jeder dieser Stromflüsse erreicht einen Scheitelstrom, der größer ist als der zugeordnete Sättigungsstromwert I₃- 1η, der durch die dann vorhandene Gatespannung aufrechterhalten werden kann, und der noch kleiner ist als der normale Laststrom I_n. Die Vorrichtung verläßt die Sättigung und bewirkt, daß die Drain-Source-Spannungswellenform der Vorrichtung einen Teil 49c-49g hat, der größer als die Referenzspannung V ist, wodurch die Schutzschaltungsanordnung wirksam wird und das Ansteuersignal an der Vorrichtung 14 beseitigt. Zur Zeit t_h liefert die für kleine Ströme ausgelegte Stromversorgung schließlich das volle Betriebspotential, und die Gatespannung V erreicht schließlich ihren normalen Wert, der in der Lage ist, die normale Hilfskondensatorstromgröße I_n als Sattigungsstrom aufrechtzuerhalten. Die Source-Drain-Spannung V_Dg der Vorrichtung in dem Teil 49h erreicht keinen Wert, der gleich der ReferanzSpannungsgröße V ist, und die Schutzschaltungsanordnung 10 ist nicht wirksam. Statt dessen ist die Widerstandskomparatorschaltung 16 auf ihre beabsichtigte und normale Weise wirksam und liefert ein Signal mit dem logischen Wert H an dem RESET-Ausgang 16e eine gewisse Zeit nach der Zeit t, , um den HiIfskondensatorsignalfluß zu beenden und so die Lastwiderstandstemperatur durch Steuern des Stromflusses

darin zu steuern. Daraufhin ändert sich die Spannung an der Last 11 ebenso wie die Spitze-Spitze-Spannung an der Schaltvorrichtung. Nur in dem Fall einer Verringerung der Steuerelektroden(Gate)-Spannung V oder eines größeren Laststrombedarfs, der größer ist als der, der durch die Steuerelektrodenspannung .gedeckt werden kann, die dann an der Vorrichtung 14 anliegt, wird nun die Schutzschaltungsanordnung 10 wirksam, um eine übermäßige Verlustleistung in der geschützten Leistungsschaltvorrichtung zu verhindern.

Claims

1 River Road
Schenectady, N.Y./U.S.A.

Patentansprüche :

\AJ Anordnung zum Verhindern von übermäßiger Verlustleistung in einer Leistungsschalthalbleitervorrichtung, die einen im Leiten gesteuerten Kreis und eine Steuerelektrode hat/ welche ein Ansteuersignal empfängt, das einen Fluß eines Sättigungsstroms durch den im Leiten gesteuerten Kreis bis zu
einem Maximalwert/ der durch die Größe des Ansteuersignals
bestimmt wird, aufrechterhält, gekennzeichnet durch:
eine Einrichtung (30) zum Liefern einer Sättigungsreferenzspannung;

eine Komparatoranordnung (22) zum Vergleichen der Größe der Spannung an dem im Leiten gesteuerten Kreis der Halbleitervorrichtung (14) mit der Sättigungsreferenzspannung; und
eine Einrichtung (18, 20) zum Beseitigen des Steuerelektrodenansteuersignals an der Vorrichtung, wenn die Komparatoreinrichtung feststellt, daß die Vorrichtungsspannung die
Sättigungsreferenzspannung übersteigt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Sättigungsreferenzspannung eine im wesentlichen konstante Spannung ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die im wesentlichen konstante Spannung eine vorgewählte Größe hat, die größer ist als die der Spannung an dem im Leiten gesteuerten Kreis der Vorrichtung (14) bei dem Maximalwert des Sättigungsstromflusses durch die Vorrichtung.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sättigungsreferenzspannung zu der Größe des durch den im Leiten gesteuerten Kreis der Vorrichtung (14) fließenden Stroms proportional ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Sättigungsreferenzspannung gleich der Summe aus einer Offset-Spannung und einer Spannung ist, die zu der Größe des durch den im Leiten gesteuerten Kreis der Vorrichtung (14) fließenden Stroms proportional ist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (14) einen dynamischen Kanalwiderstand (R_c) hat und daß die Anordnung weiter eine Einrichtung enthält zum Liefern der proportionalen Spannung (V ) als einem Produkt aus dem dynamischen Kanalwiderstand (R) und dem durch diesen fließenden Strom (I,).

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Offset-Spannung eine im wesentlichen konstante Spannung ist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (30) zum Liefern der im wesentlichen konstanten Offset-Spannung (V-) ^mit einer vorbestimmten Größe.

9. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die die proportionale Spannung liefernde Einrichtung enthält: einen Widerstand (36) in Reihe mit dem im Stromfluß gesteuerten Kreis der Vorrichtung (14), der eine Größe hat,

die im wesentlichen gleich der Größe des dynamischen Kanalwiderstands (R_) der Vorrichtung ist, und eine Trenneinrichtung (34) zum Liefern der proportionalen Spannung (V ) mit einer Größe, die im wesentlichen gleich der Größe der Spannung ist, die an dem Reihenwiderstand abfällt, in Reihe mit der Offset-Spannung.

10. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatoranordnung enthält: einen Komparator (22), der einen ersten Eingang (22c) hat, welcher die Spannung an dem im Leiten gesteuerten Kreis der Vorrichtung (14) empfängt, einen zweiten Eingang (22b), der die Sättigungsreferenzspannung empfängt, und einen Ausgang (22a), der ein Schutzsignal nur dann liefert, wenn die Größe der Spannung an dem ersten Eingang die Größe der Spannung an dem zweiten Eingang übersteigt.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Beseitigungseinrichtung (18, 20) enthält: ein Flipflopelement (18), das einen Setzeingang (C), einen Rücksetzeingang (R), welcher das Komparatorausgangsschutzsignal empfängt, und einen Ausgang (Q) hat, an welchem das Steuerelektrodensignal (V ) erscheint, wenn der Setzeingang durch ein Signal außerhalb der Vorrichtung freigegeben ist, aber nur dann, wenn das Komparatorausgangsschutzsignal an dem Rücksetzeingang nicht vorhanden ist.

12. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (38), die in Zusammenwirkung mit der Ansteuersignalbeseitigungseinrichtung (18, 20) bewirkt, daß sich die Größe des Ansteuersignals auf zeitgesteuerte Weise ändert, und zwar wenigstens während des Anliegens oder der Beseitigung des Ansteuersignals an der Vorrichtungssteuerelektrode .

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitgesteuerte Einrichtung (38) nur das Anlegen des

Ansteuersignals an die Steuerelektrode steuert und die Beseitigungseinrichtung (18, 20) im wesentlichen nicht daran hindert/ das Ansteuersignal an der Steuerelektrode abrupt zu beseitigen.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerelektrodensignal eine Ansteuerspannung ist.

15. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerelektrodensignal ein Ansteuerstrom ist.