FR2547133A1

FR2547133A1 - Circuit destine a prevenir une dissipation excessive d'energie dans les dispositifs commutateurs de puissance

Info

Publication number: FR2547133A1
Application number: FR8408213A
Authority: FR
Inventors: Milton Dayton Bloomer
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1983-05-31
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1984-12-07
Also published as: GB8410849D0; BE899756A; JPS6041324A; NL8401736A; DE3420003A1; US4547828A; BR8402664A; GB2140997A

Abstract

CIRCUIT DESTINE A ASSURER LA SECURITE DE FONCTIONNEMENT DES DISPOSITIFS COMMUTATEURS DE PUISSANCE A SEMI-CONDUCTEUR EN EMPECHANT UNE DISSIPATION EXCESSIVE D'ENERGIE. IL COMPORTE: UN CIRCUIT DE CONDUCTION COMMANDEE ET UNE ELECTRODE DE COMMANDE RECEVANT UN SIGNAL DE COMMANDE CAPABLE DE MAINTENIR LA CIRCULATION D'UN COURANT DE SATURATION DANS LE CIRCUIT DE CONDUCTION JUSQU'A UNE VALEUR MAXIMALE DETERMINEE PAR LA GRANDEUR DU SIGNAL DE COMMANDE, DES MOYENS 30 POUR DELIVRER UNE TENSION DE SATURATION DE REFERENCE, DES MOYENS 16 POUR COMPARER LA GRANDEUR DE LA TENSION AUX BORNES DU CIRCUIT DE CONDUCTION COMMANDEE DU DISPOSITIF A SEMI-CONDUCTEUR AVEC LA TENSION DE SATURATION DE REFERENCE CI-DESSUS; ET DES MOYENS 18, 38 POUR SUPPRIMER LE SIGNAL DE COMMANDE DE L'ELECTRODE DE COMMANDE DU DISPOSITIF EN CAUSE, LORSQUE LES MOYENS DE COMPARAISON 16 DETERMINENT QUE LA TENSION AUX BORNES DU CIRCUIT DE CONDUCTION COMMANDEE EST SUPERIEURE A LA TENSION DE SATURATION DE REFERENCE. APPLICATION AUX LAMPES.

Description

La présente invention concerne la sécurité de fonctionnement des

dispositifs à semi-conducteur commutateurs de puissance, et plus particulièrement un circuit de type nouveau destiné à prévenir une dissipation excessive d'énergie et/ou un blocage dans les dispositifs à semiconducteur commutateurs de puissance, en supprimant le signal de commande sur l'électrode de commande lorsque ce signal est de niveau insuffisant pour maintenir le courant

de charge du dispositif.

Il est bien connu qu'un dispositif commutateur à semi-conducteur, spécialement quand on l'utilise pour commander une ou plusieurs charges fonctionnant sur le réseau et avec des alimentations "limitées", peuvent avoir sur l'électrode de commande un signal de commande d'ampli15 tude insuffisante pour maintenir le courant de charge plus important qui apparait lors d'un "démarrage à froid" de la charge correspondante C'est ainsi, par exemple, que dans le cas d'une charge en fil de tungstène, telle qu'une lampe d'éclairage ou analogue, le coefficient de tempéra20 ture de la charge entraîne au démarrage un courant de charge considérablement plus important que le courant de charge normalement appelé par la charge, une fois que le

fonctionnement en régime permanent de la charge est atteint.

Un dispositif commutateur à semi-conducteur monté en série 25 avec une telle charge peut être doté d'un signal de commande suffisant pour maintenir le courant de régime permanent, mais insuffisant pour maintenir la pointe de courant de "démarrage à froid", auquel cas, le point de fonctionnement du dispositif se déplace dans la zone active et une dissipation excessive d'énergie se produit Au surplus, dans d'autres circonstances o un dispositif à semi-conducteur commutateur de puissance est prévu pour 5 fonctionner normalement, soit en coupure complète, soit en saturation complète, des conditions transitoires intervenant pendant le fonctionnement normal peuvent faire sortir le dispositif commutateur à semi-conducteur hors de la zone de saturation et le placer en condition "active". 10 Le fonctionnement dans la région active à haute dissipation provoque souvent une température supérieure à la température maximale acceptable par le dispositif commutateur et la destruction de ce dernier Le problème est en outre plus aigu dans le cas des dispositifs à semiconducteur 15 métal-oxyde (MOS), particulièrement des dispositifs tels que les redresseurs à grille isolée, qui peuvent se trouver en position de verrouillage destructif s'ils fonctionnent dans la région active Il est donc hautement souhaitable d'établir un circuit qui commande l'ouverture 20 d'un dispositif à semi-conducteur commutateur de puissance, lorsque le signal de commande appliqué sur l'électrode de commande, par exemple l'électrode de grille d'un FET ou d'un IGR, ou encore la base d'un transistor de puissance, n'est plus suffisant pour maintenir le dis25 positif à semi-conducteur en fonctionnement saturé, en cas d'accroissement du courant de la charge commandée par

le dispositif.

Selon la présente invention, un circuit de protection contrôle au moins la chute de tension aux bornes du circuit de conduction commandée, d'un dispositif à semi-conducteur commutateur de puissance, chaque fois que l'électrode de commande de ce dispositif est soumise à un signal de commande Le circuit de protection supprime ce signal de commande de l'électrode lorsque la 35 chute de tension aux bornes du circuit de conduction excède, soit une valeur prédéterminée, soit une valeur proportionnelle au courant de charge Dans ce cas, le circuit de protection commute le dispositif à semiconducteur en position de coupure, de manière à empêcher 5 tout dommage de ce dispositif pendant les périodes o le signal de commande de l'électrode n'est pas suffisant; ce circuit de protection peut également interdire au(x) dispositif(s) protégé(s) de débiter plus qu'un courant maximal donné, en fixant la valeur du signal de commande 10 de l'électrode à une valeur qui n'autorisera pas le dispositif à semi-conducteur à accepter plus que l'intensité maximale requise sans sortir de la position saturée et

par conséquent, être commuté en position de coupure.

La présente invention a pour but de définir 15 un circuit de protection de type nouveau, pour éliminer le signal de commande de l'électrode de commande d'au moins un dispositif à semi-conducteur commutateur de puissance, lorsque la valeur du signal de commande est

insuffisante pour permettre à ce dispositif de maintenir 20 le courant de charge qui le traverse.

La description qui va suivre se réfère aux

figures annexées qui représentent respectivement: figures la et lb, des représentations graphiques des caractéristiques de transfert d'un transis25 tor à effet de champ (FET) et d'un redresseur à grille isolée (IGR) respectivement, et en particulier la zone de saturation ainsi que les courbes de fonctionnement du circuit de protection selon les principes de la présente invention; figure 2, un schéma synoptique d'un circuit de commande d'une charge, qui incorpore un mode de réalisation recommandé du circuit de protection de la présente invention; et figures 2 a et 2 b, des représentations gra35 phiques coordonnées du courant de drain et de la tension drain-source dans un circuit à FET commandant un courant de charge,-avec et sans le circuit de protection de la

présente invention.

Se référant en premier lieu aux figures la et lb, on voit que celles-ci présentent les courbes approchées de transfert direct d'un FET (figure la) et d'un IGR (figure lb), avec en abscisses, respectivement en 2 a la tension drain-source VDS et en 2 b la tension

anode-cathode VAK, et en ordonnées, respectivement en 3 a, 10 le courant de drain ID et en 3 b le courant d'anode IA.

Comme on le sait, chaque famille de courbes en comporte

une pour chaque tension d'électrode de commande, Vg 1 à Vg 8, par rapport à une électrode commune du dispositif.

Pour des valeurs plus faibles de la tension aux bornes du canal à conduction commandée du dispositif, autrement dit pour des valeurs plus faibles de VDS VAK, il existe une valeur maximale du courant dans le canal à conduction commandée; cette valeur maximale se situe sur la courbe de saturation du dispositif 4 a ou 4 b Un dispo20 sitif à semi- conducteur commutateur de puissance fonctionne normalement entre un état de saturation et un état de coupure, un courant pratiquement nul circulant dans ce dernier cas (bien que la tension aux bornes du dispositif soit en général la tension maximale du circuit, 25 pouvant s'élever à 180 volts dans le cas d'un circuit fonctionnant sur un réseau 120 volts alternatif) A l'état de saturation, le dispositif a un point de foncnement "en marche" sur la courbe de saturation 4 A titre d'illustration, les dispositifs caractérisés par 30 les courbes des figures la et lb fonctionnent avec un courant de charge saturé IL de 10 ampères, respectivement aux points de fonctionnement en saturation 6 a et 6 b La chute de tension directe Vds qui en résulte dans le dispositif commutateur à FET (figure la) est d'envi35 ron 3 volts pour une résistance de saturation de 0,3 ohm,

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tandis que la chute de tension VAK de l'IGR est d'environ 2 volts (avec une résistance équivalente de saturation de 0,12 ohm et une chute additionnelle d'environ 0,8 volt dans une diode en série On sait également qu'il n'est pas 5 souhaitable de faire fonctionner le dispositif commutateur dans la région active (tout point de la courbe caractéristique de transfert autre que le point correspondant à la coupure complète (non représenté) ou le point 6 de saturation), ceci pour minimiser la dissipation d'énergie. 10 Il est également souhaitable que la commutation entre point de saturation et point de coupure complète, intervienne en un temps minimum, compatible avec les contraintes dv et di acceptables par le dispositif et/ou dt dt

le circuit dans lequel il est utilisé.

On remarquera qu'il existe une tension minimale de l'électrode de commande (Vg) nécessaire pour que les dispositifs soient maintenus en saturation au point de fonctionnement 6 représenté En particulier un minimum de 7 volts (comme l'indique la courbe (Vg 7 de 20 la figure la) au-dessus d'une tension de seuil est nécessaire sur l'électrode de grille, par rapport à l'électrode de source, d'un dispositif à FET, tandis qu'au minimum 8 volts au-dessus du seuil sont nécessaires sur la grille de l'IGR par rapport à sa cathode, pour maintenir les dispositifs concernés en saturation, au niveau indiqué de 10 ampères Toute tension d'électrode de commande (grille) inférieure à ce niveau conduira le point de fonctionnement à se déplacer en général vers la droite, dans le sens de la flèche A De 30 même, si l'impédance de charge diminue et si un courant plus important est appelé à traverser le canal à conduction commandée du dispositif commutateur, le point de fonctionnement se déplacera le long de la courbe de

tension de grille, dans le sens de la flèche B, ce qui 35 provoquera une chute de tension directe plus importante.

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Dans les deux cas, l'accroissement de la chute de tension directe, avec ou sans intensité plus grande dans le canal, placera le dispositif dans la région active et entraînera

une dissipation d'énergie plus forte.

Dans la présente invention, on compare la chute de tension dans le canal de conduction, en d'autres termes la tension Vd dans un FET et la chute de tension directe Vak dans IGR et analogues,à une tension de référence dans le but de déterminer si le dispositif commutateur est "sorti" de la saturation et s'il fonctionne dans la zone active La tension de référence peut être une tension constante, comme l'indique la ligne en pointillé 8 a ou 8 b, de valeur Vrî légèrement supérieure à la chute de tension de canal prévue, quand le dispositif fonctionne à son 15 point de fonctionnement en saturation C'est ainsi que la chute de tension drain- source d'un dispositif à FET pourrait être comparée à une courbe de tension constante 8 a, de valeur Vrl= 3,5 volts dans le cas d'un dispositif dont la chute de tension Vds est normalement de 3,0 volts 20 au courant de saturation prévu IL de 10 ampères, tandis que la tension de canal souhaitée d'un IGR Vak de 2,0 volts peut être comparée à une courbe de tension constante 8 b de valeur Vrl d'environ 2,5 volts On remarquera que la diminution de la valeur du signal de commande de l'élec25 trode de commande ou l'accroissement du courant circulant dans le canal de conduction déplaceront le point de fonctionnement le long d'une des courbes A ou B respectivement, ce point atteignant rapidement les courbes 8 a ou 8 b, ce qui provoquera l'élimination du signal de commande 30 du dispositif commutateur et placera ce dernier en position de coupure De manière encore plus avantageuse, on peut faire appel à une courbe de tension de référence 9 a ou 9 b dans laquelle la tension est proportionnelle au courant débité La pente de la droite 9 est fixée de manière à être sensiblement parallèle à la pente de la courbe 4 de saturation du dispositif De la sorte, une courbe de référence 9 "proportionnelle" a une équation de la forme: V 9 = Vr 2 + IC x Rc dans laquelle Vr 2 est une tension de décalage ou de seuil sensiblement cons5 tante Ic est le courant de canal du dispositif et Rc est la résistance dynamique du canal Pour le FET de la figure la, Vr 2 est une première constante (K', avantageusement d'environ 0,5 volt) et la résistance dynamique du canal R est d'environ 0,3 ohm De même, dans l'IGR c de la figure lb, on utilise une tension de seuil Vr 2 quelque peu supérieure (égale à une seconde constante K'", d'environ 0,9 volt) et une résistance dynamique de canal Rc d'environ 0,12 ohm, pour former l'équation de la courbe 9 b de la tension de référence Comme dans le cas 15 de la courbe de référence 8 à valeur constante, si la tension de l'électrode de commande (grille) est inférieure à la valeur requise ou si un courant excessif commence à circuler dans le canal de conduction, le point de fonctionnement 6 du dispositif se déplace suivant les flèches 20 A ou B respectivement, et la chute de tension directe aux bornes du dispositif augmente rapidement jusqu'à une valeur égale ou supérieure à la tension de référence de

la courbe 9, à la suite de quoi le signal de l'électrode de commande est supprimé et le dispositif est commuté en 25 position de coupure, ce qui écarte le risque d'une dissipation excessive d'énergie et/ou le blocage du dispositif.

Il convient de retenir que, dans le cas d'un dispositif tel qu'un FET ou analogue, dans lequel la résistance du canal à conduction commandée est fonction 30 de la température, la tension de référence pratiquement constante (droite 8) ou la tension de référence fonction du courant de canal (droite 9), peuvent de même avoir un coefficient de température, de manière à fixer une limite maximale d'intensité ou à fournir une référence détermi35 née plus grande, de manière à fixer une limite à la

température du dispositif, pour un courant donné A cet égard les courbes représentées dans les figures la et lb illustrent le fonctionnement pour une température donnée.

La figure 2 à laquelle on se reportera mainte5 nant, décrit un mode de réalisation recommandé d'un circuit de protection 10 destiné à éliminer le signal de commande de l'électrode de commande d'un dispositif commutateur de puissance, lorsque ce signal est insuffisant pour maintenir le courant circulant dans le canal de 10 conduction du dispositif, ou lorsque le courant débité, dans le canal devient excessif Le circuit de protection est, à titre d'illustration seulement, utilisé avec une charge 11 de valeur RL, dans laquelle circule un courant de charge IL' sous l'action d'une alimentation 12 à deux 15 condensateurs L'alimentation 12, telle qu'elle est plus complètement décrite dans la demande de brevet français no 83 08177 est incorporée ici par référence; cette alimentation fonctionne aux fréquences du réseau (par exemple à environ 60 Hz), et alimente une charge 11 nécessitant une tension de charge inférieure à celle du réseau, entre les bornes L 1 et L 2 L'alimentation 12 comprend un condensateur principal 12 a connecté en permanence en série avec la charge 11 et qui établit un courant de charge minimal, ainsi qu'un condensateur auxiliaire 25 12 b connecté en série avec le canal de conduction d'un dispositif commutateur, par exemple un FET 14, aux bornes du condensateur principal 12 a Une diode 14 a, telle que la diode parasite existant déjà dans un FET, est connectée aux bornes du circuit drain-source du FET. 30 En plus du courant de charge minimal établi par le condensateur principal 12 a, un courant de charge additionnel Id circulera dans le condensateur auxiliaire 12 b pendant les fractions des cycles de la source durant lesquelles le condensateur auxiliaire se trouve connecté aux bornes du condensateur principal grâce à la saturation

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du dispositif 14, ce qui permet au courant total de charge IL d'être réglé sur une gamme fixée par la valeur des condensateurs 12 a et 12 b La fraction des cycles de la source durant laquelle le dispositif 14 conduit, 5 est déterminée par la présence d'une tension V entre g l'électrode de grille du dispositif 14 et le commun du circuit, qui peut être l'électrode de source du dispositif On peut commander ce signal de commande de l'électrode de commande (grille), en partie, par un comparateur 10 de résistances 16, tel que décrit dans la demande de brevet français n 83 08610 Tel qu'il est décrit dans cette demande, le comparateur de résistance comprend une première borne d'entrée 16 a reliée à une borne 10 a du commun du circuit, une borne 16 b d'entrée de courant IIN, 15 reliée à la borne de charge 10 b, et une borne 16 c d'entrée de tension VIN reliée à la borne 10 c du circuit de réseau L 1 Le comparateur 16 comprend une résistance d'échantillonnage 17 de valeur Rs connectée en série avec la résistance de charge 11, pour établir entre la 20 borne 16 a et la borne 16 b, une tension qui est fonction du courant circulant dans la charge Cette tension, fonction du courant de charge, est comparée avec une tension entre bornes 16 a et 16 c qui est fonction de la tension aux bornes de la résistance variant avec la température 25 RL de la charge 11 En réponse aux tensions instantanées présentes aux bornes 16 b et 16 c, le comparateur de résistances 16 délivre un premier signal "MARCHE" sur une première borne de sortie 16 d et un autre signal "REINITIALISATION" sur une seconde borne de sortie 16 e. 30 Les signaux MARCHE et REINITIALISATION servent respectivement à établir et supprimer la tension V de commande g de l'électrode de commande (grille) sur la borne 10 d, pour commuter le dispositif 14 dans la position saturée ou dans la position ouverte, respectivement Dans la configuration décrite ci-dessus, les signaux MARCHE et REINITIALISATION activent et arrêtent un circuit comparable à une bascule, pour établir une tension de grille positive et la ramener à un niveau sensiblement nul, sur

l'électrode de grille du dispositif commutateur 14.

Dans le circuit de protection de la présente invention, le dispositif 10 représenté comporte une bascule 18 de type D dont l'entrée de synchronisation C est reliée à la sortie 16 d MARCHE du comparateur de résistance, et l'entrée D à une source de tension +V ' laquelle délivre g également une tension de fonctionnement à l'élément bascule 18 L'entrée R REINITIALISATION de la bascule 18 est reliée à la borne de sortie 20 a d'une porte 20 de type OU à deux entrées, dont la première entrée 20 b est reliée à la sortie 16 e REINITIALISATION du compara15 teur de résistances L'autre entrée 20 c de la porte est reliée à la sortie 22 a d'un comparateur 22 La sortie Q de la bascule 18 est, dans un premier mode de réalisation recommandé, directement reliée à la borne de sortie 10 d d'un circuit de commande et, de là, à l'électrode de grille du dispositif commutateur 14 Dans cette configuration, la tension de sortie élevée (Q) de la bascule 18 (de valeur sensiblement égale à Vg') place le dispositif 14 en position saturée en réponse à un niveau logique élevé à la sortie MARCHE 16 d du comparateur de résistance 25 et le niveau de sortie bas (Q) place le dispositif 14 en position ouverte en réponse à un niveau logique élevé soit à la sortie 16 e REINITIALISATION du comparateur de

résistances, soit à la sortie 22 a du comparateur 22.

La sortie 22 a du comparateur 22 ne se trouve 30 en état logique élevé que si la tension drain-source VDS du dispositif commutateur 14 a une valeur instantanée

supérieure au niveau d'une tension de référence V prér.

sente sur l'entrée d'inversion 22 b du comparateur 22.

Pour faciliter l'action qui précède, la tension drain35 source dans le dispositif commutateur est transmise, par

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l'intermédiaire d'une résistance 24 limitatrice de courant, à l'entrée de non-inversion 22 c du comparateur 22.

L'entrée 22 c est également reliée à la jonction de deux diodes de protection 26 a et 26 b montées en série; l'anode de la diode 26 a est reliée au potentiel de masse (commun) tandis que-sa cathode et l'anode de la diode 26 b sont raccordées à l'entrée 22 c La cathode de 26 b

est reliée à une source de tension positive de fonctionnement +V.

On fournit la tension de référence V à r l'entrée 22 b du comparateurparun générateur 28 de tension de référence qui comprend au moins un générateur 30 de tension pratiquement constante Si l'on utilise la courbe 8 de tension de comparaison sensiblement constante 15 (voir figures la et lb), le générateur 30 de tension de référence pratiquement constante fournit comme tension de référence Vr la tension pratiquement constante Vrie par rapport au potentiel de masse Dans ce cas l'électrode de drain du dispositif 14 est reliée à la borne 10 e puis 20 de là, au moyen d'un cavalier 32, à une autre borne 10 f à laquelle la borne du condensateur auxiliaire 12 b est raccordée Si l'on utilise la courbe 9 de tension de référence variable des figures la et lb, le générateur 30 de tension de référence pratiquement constante est réglé 25 à la valeur Vr 2 de la tension de seuil (par exemple les tensions k' ou k" ou autres) et celleci est ajoutée à une tension Vx proportionnelle à la résistance dynamique

du dispositif.

Cette tension Vx peut être fournie à la sortie 30 34 a d'un dispositif isolateur 34 de manière telle que la somme de la tension variable Vx et de la tension de seuil sensiblement constante Vr 2 fournira la tension totale de référence Vr à l'entrée 22 b du comparateur La tension de sortie Vx du dispositif isolateur 34 est pratiquement 35 égale en amplitude à celle d'une tension Vx' entre les

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bornes d'entrée 34 b et 34 c du dispositif isolateur Dans le cas o l'on utilise un tel dispositif 34, les bornes d'entrée 34 b et 34 c sont raccordées respectivement aux bornes 10 e et 10 f du circuit, et le cavalier 32 est remplacé par une résistance 36 (représentée en pointillé) de valeur Rc (la résistance dynamique du canal) De la sorte, le courant Id circulant dans le dispositif 14 doit

traverser la résistance 36 et la tension Vx' n'est pas.

référencée par rapport au potentiel de masse; le disposi10 tif 34 isole cette tension "flottante" et délivre la grandeur correspondante en tant que tension de sortie V

à la sortie 34 a, avec référence au potentiel de masse.

Dans ces conditions la tension de référence Vr est maintenant égale à la somme de Vr 2 (fournie par le générateur de tension 30) et de la tension Vx = Id R, ce qui établit

la tension de comparaison de la courbe 9.

Si le dispositif de commande normal, tel que le comparateur de résistances 16, requiert l'utilisation d'une résistance d'échantillonnage 17, la tension varia20 ble Vx est déjà disponible à partir de la tension Vxa aux bornes de la résistance d'échantillonnage En étalonnant convenablement cette tension Vxa, en partie pour tenir compte du débit de courant dans le condensateur principal 12 a qui n'est pas à retenir dans la détermina25 tion de la tension variable Vx, on peut rendre la tension de référence Vr égale à la somme de Vx et de Vr 2 pour

aboutir à la courbe 9 de la tension de comparaison.

En service, le fonctionnement normal du dispositif commutateur 14 est commandé par le comparateur 16 30 tel qu'il est décrit dans les demandes déjà mentionnées.

En démarrage à froid, en régime transitoire et autres conditions similaires dans lesquelles le courant de charge IL augmente jusqu'à une valeur supérieure à celle acceptable par la tension Vg de l'électrode de commande 35 (grille) délivrée au dispositif 14, le circuit de

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protection 10 fonctionne de la manière suivante: la tension de commande Vg étant insuffisante pour maintenir le dispositif 14 en position saturée pour le courant instantané Id qui circule alors, la tension de canal Vds du disposi5 tif commutateur augmente instantanément Avec seulement un courant de polarisation d'entrée relativement faible circulant dans la résistance en série 24, la tension à l'entrée de non inversion 22 c du comparateur 22 est sensiblement égale à la tension Vds, du canal, à moins que celle-ci ne change à un point tel que l'une des diodes de protection 26 se trouve en polarité directe La tension à l'entrée 22 c est normalement inférieure à la tension de référence Vr à l'entrée 22 b du comparateur grâce à quoi, la sortie 22 a du comparateur se trouve normalement à un 15 niveau logique bas; ce niveau logique bas de sortie du comparateur ne réinitialise pas la bascule 18 En réponse à un accroissement de la chute de tension Vds dans le canal, sensiblement égale ou supérieure à la tension de référence Vr, la sortie 22 a du comparateur se commute en niveau logique élevé Ce niveau logique élevé sur l'entrée de porte 20 c, provoque un niveau logique élevé sur l'entrée R (de réinitialisation) de la bascule 18, ce qui

entraîne la sortie Q à se commuter en niveau logique bas.

Ceci entraîne la commutation du dispositif 14 en position 25 ouverte, et une dissipation excessive d'énergie est alors écartée. On remarquera que la bascule 18 peut être de type CMOS ou similaire de sorte que la bascule fonctionnera dans une gamme de tensions d'alimentation +Vg' et 30 délivrera un signal de sortie de niveau logique élevé proportionnel à la tension d'alimentation De cette manière, la tension Vg de l'électrode de commande peut

être réglée pour maintenir un courant Id de valeur maximale fixée, pour une utilisation particulière.

On notera également que la sortie Q de la bascule 18

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n'est pas nécessairement directement reliée à la borne de sortie 10 d du circuit (et à l'électrode de commande du dispositif 14) mais peut être reliée à un autre circuit contrôlant l'électrode de commande, par exemple à un dispositif 38 de mise en marche commandée Le dispositif 38 peut assurer une mise en marche du circuit en temps commandé avec ouverture rapide du même circuit (bien qu'on puisse également assurer une coupure à temps commandé avec mise en marche rapide, ou encore une mise 10 en marche et une coupure en temps commandés) selon les cas, par exemple pour limiter les vitesses de variation de la tension et/ou du courant de charge, et maîtriser ainsi les effets de self-induction et autres problèmes

liés au circuit de commande de la charge.

Le fonctionnement de protection du circuit 10 est de plus illustré dans les figures 2 a et 2 b, dans lesquelles sont respectivement représentéesl'onde de courant I circulant dans le condensateur principal 12 b (somme du courant Id dans le canal de conduction et du courant de 20 la diode parasite) et l'onde de la tension drain-source Vds dans le cas d'un circuit de commande d'une lampe, fonctionnant sur le réseau Dans la partie gauche des tracés, le circuit de protection 10 a été provisoirement débranché A l'instant to 0, la borne L 1 est positive par 25 rapport à la borne L 2 et une partie du courant de charge se débie à travers la diode parasite 14 a polarisée en direct, et dans le condensateur auxiliaire 12 b Cette partie de courant 41 charge le condensateur auxiliaire 12 b à la tension de crête du réseau (par exemple environ 30 175 volts), à la suite de quoi la chute de tension de source Vds du dispositif commutateur 14 est décalée dans les demi-cycles suivants de l'onde de la source o le dispositif 14 ne conduit pas de manière appréciable, pour avoir une valeur minimale sensiblement égale à 35 zéro et une valeur maximale d'environ deux fois la tension de crête par exemple 350 volts comme le montre la partie 43 du tracé de tension Une alimentation "limitée" (qui n'est pas représentée dans la figure 2) augmente lentement la tension de sortie qui est appliquée au comparateur de résistances 16 et à la bascule 18 La tension de l'alimentation atteint finalement à l'instant t 1 une valeur à laquelle le dispositif commutateur 14 peut être mis en marche Durant l'intervalle de temps entre to et tl, la résistance 11 de la charge a reçu le 10 courant minimum de charge IL établi par le condensateur principal d'alimentation 12 a et la température de la résistance de charge 11 a légèrement augmenté Cependant, à l'instant t 1 cette résistance est encore inférieure à la valeur de résistance en régime permanent que la lampe de charge présentera quand elle aura atteint sa pleine température de fonctionnement De la sorte, à l'instant t, une certaine tension Vg d'électrode de grille est disponible sur la borne 10 d et le courantcommence à circuler dans le canal de conduction du dispo20 sitif 14, si la borne L 2 est positive par rapport à la borne L 1 La partie 45 du courant de canal Id augmente jusqu'à ce que le dispositif sorte de la position saturée et entre dans la zone active, au point 45 ao Parallèlement, la tension de canal du dispositif commutateur, dans la 25 partie 47, se trouve au niveau de tension de saturation

correspondant, jusqu'à ce que le point 47 a soit atteint.

Comme la lampe de charge a une résistance "à froid" inférieure à la normale, la charge 11 tend à appeler davantage de courant que ne peut en tenir la tension V g de l'électrode de commande (grille) fournie à ce moment là Il s'ensuit que pour une légère augmentation additionnelle du courant, représentée en 45 b, la tension drain-source dans le dispositif commutateur augmente rapidement, comme dans le segment 47 b, alors que le dis35 positif sort de la position saturée en raison de l'inadéquation du signal de commande de grille De la sorte et jusqu'à l'instant t 2 ultérieur, le dispositif 14 fonctionne dans la zone active et dissipe de l'énergie en excès Si cette dissipation de l'excès d'énergie a lieu 5 pendant un temps assez long entre t 1 et t 2, le dispositif 14 peut être détruit Les effets dommageables de la température sur le dispositif 14 peuvent être encore augmentés par la partie 49 du courant qui circule dans la diode parasite 14 a du dispositif commutateur, laquelle partie 49 sert à recharger le condensateur auxiliaire 12 b et a donc une surface, sous la ligne d'abscisse, égale à

celle de l'ensemble des parties 45 et 45 b du courant.

Lorsque le circuit de protection 10 est raccordé comme c'est le cas dans la partie droite des tracés des figures 2 a et 2 b, les mêmes phénomènes se produisent au démarrage entre l'instant t O et l'instant t, auquel la tension Vg de l'électrode de commande (grille) atteint le seuil de conduction du dispositif commutateur 14 Après un début de charge du condensateur auxiliaire 12 b par la diode parasite 14 a, comme le montrent les parties 41 ', la polarité de la tension de source entre les bornes L 1 et L 2 s'inverse La borne L 2 étant positive par rapport à la borne L 1, le courant I du condensateur auxil commanéee liaire commence à circuler dans le canal à conduction /du 25 dispositif commutateur 14 Etant donné que la tension de l'alimentation "limitée" est encore en train de s'élever progressivement vers sa valeur de régime permanent, la tension de l'électrode de commande (grille) est, à l'instant ta, inférieure à sa pleine valeur nécessaire, 30 grâce à quoi le courant de saturation I 1 (très inférieur au courant de saturation IN en-régime permanent) peut être maintenu Dès lors la tension drain-source instantanée aux bornes du canal de conduction du dispositif 14 augmente, comme l'indique la partie 49 a, jusqu'à une valeur supérieure à celle de la tension de référence Vr, 2547 i 33 faisant augmenter la tension de sortie 22 a du comparateur et réinitialiser la bascule 18 ce qui supprime le signal de commande de grille du dispositif En réponse à cela, le dispositif commutateur 14 est commuté en position ouverte et le débit de courant dans le circuit du condensateur auxiliaire 12 b s'interrompt immédiatement Un cycle d'onde plus tard, à l'instant tb, la borne L 2 est de nouveau positive par rapport à la borne L 1; le courant du condensateur auxiliaire recommence à circuler dans le 10 canal de conduction en série du dispositif commutateur 14 La tension de l'alimentation ayant quelque peu augmenté, la tension Vg de la grille est un peu plus grande qu'à l'instant ta et pourra maintenir un courant de saturation I 2 légèrement supérieur Cependant le courant de satura15 tion 12 maintenant accepté est encore inférieur au courant IN exigé par la charge, et la tension drain-source dans le dispositif augmente de nouveau, au-delà de la tension de référence de saturation Vr, comme dans la partie 49 b Le niveau de la sortie 22 a du comparateur s'élève de 20 nouveau et provoque la suppression de la tension de l'électrode de commande du dispositif, ce qui interrompt aussitôt le débit du courant et empêche une dissipation excessive d'énergie Aux instants ultérieures tc à t c tg, la tension croissante de l'alimentation augmente la tension de grille, ce qui permet de maintenir des valeurs croissantes du débit de courant dans le canal de conduction du dispositif, comme c'est le cas dans les parties 48 c à 48 g Chacun de ces débits de courant atteint une valeur de crête supérieure à celle du courant de satura30 tion correspondant 13 à 17 accepté par la tension de grille alors présente, et qui est encore inférieure au courant de charge normal I Le dispositif sort de la position saturée et l'onde de tension de source du dispositif présente des parties 49 c à 49 g supérieures à la tension de référence Vr, ce qui entraîne le fonctionnement du circuit de protection et la suppression du signal de commande sur le dispositif 14 A l'instant th, l'alimentation "limitée" fournit finalement la totalité de la tension de fonctionnement et la tension de grille Vg atteint sa valeur normale, pouvant maintenir la valeur normale du courant IN du condensateur auxiliaire comme courant de saturation La tension drain-source Vds, comme c'est le cas dans la partie 49 h, n'atteint pas une valeur égale à la tension de référence Vr et le circuit de protection 10 ne fonctionne pas Au lieu de cela, le comparateur de résistances 16 fonctionne dans son mode normalement prévu, et délivre un signal de réinitialisation de niveau logique élevé sur la sortie 16 e un certain temps après l'instant th pour interrompre 15 le débit de signal du condensateur auxiliaire et régler de la sorte la température de la résistance de charge en commandant le débit du courant qui le traverse En réponse la tension aux bornes de la charge se modifie comme le fait l'amplitude de la tension aux bornes du 20 dispositif commutateur Ce n'est que dans le cas d'une diminution de la tension Vg de l'électrode de commande (grille) ou d'un appel accru de courant de charge supérieur à celui qui peut être tenu par la tension de l'électrode de commande alors fournie au dispositif 14, que le 25 circuit de protection 10 fonctionnera pour interdire une dissipation excessive d'énergie dans le dispositif 14

commutateur de puissance sous protection.

Claims

REVENDICATIONS

1 Dispositif destiné à prévenir une dissipation excessive d'énergie dans un dispositif à semi-conducteur commutateur de puissance ayant un circuit de conduction commandée et une électrode de commande recevant un signal de commande capable de maintenir la circulation d'un courant de saturation dans le circuit de conduction jusqu'à une valeur maximale déterminée par la grandeur du signal de commande, et caractérisé en ce qu'il comprend: 10 des moyens ( 30) pour délivrer une tension de saturation de référence; des moyens ( 16) pour comparer la grandeur de la tension aux bornes du circuit de conduction commandée du dispositif à semi-conducteur avec la tension de satura15 tion de référence ci-dessus; et des moyens ( 18, 38) pour supprimer le signal de commande de l'électrode de commande du dispositif en cause, lorsque les moyens de comparaison ( 16) déterminent

que la tension aux bornes du circuit de conduction comman20 dée est supérieure à la tension de saturation de référence.

2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension de saturation de référence

est une tension sensiblement constante.

3 Dispositif sleon la revendication 2, carac25 térisé en ce que la tension sensiblement constante a une valeur prédéterminée, supérieure à la tension aux bornes

du circuit à conduction commandée correspondant au courant maximum de saturation pouvant circuler dans le dispositif.

4 Dispositif selon la revendiction 1, carac30 térisé en ce que la tension de saturation de référence est proportionnelle à l'intensité du courant circulant dans le circuit de conduction commandée du dispositif5 Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que la tension de saturation de référence 35 est égale à la somme d'une tension de décalage ou de seuil et d'une tension proportionnelle à la grandeur du courant du circuit à conduction commandée circulant dans

le dispositif.

6 Dispositif selon la revendication 5, carac5 térisé en ce que le dispositif a une résistance dynamique de canal et comporte en outre un circuit fournissant ladite tension proportionnelle comme un produit de la résistance dynamique du canal et du courant qui le traverse. 7 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que la tension de seuil est une tension

sensiblement constante.

8 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en outre en ce qu'il comprend un circuit fournis15 sant la tension de seuil sensiblement constante avec une

valeur prédéterminée.

9 Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit fournissant ladite tension proportionnelle comprend: une résistance en série avec le circuit à conduction commandée du dispositif et d'une valeur sensiblement égale à celle de la résistance dynamique du canal; et un circuit isolateur ( 34) fournissant cette tension proportionnelle sensiblement égale à la

tension apparue aux bornes de la résistance en série 25 avec la tension de seuil.

-Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens comparateurs comprennent: un comparateur ( 22) ayant une première entrée ( 22 c) qui reçoit la tension aux bornes du circuit de conduction commandée, une deuxième entrée-( 22 b) qui reçoit la tension de saturation de référence (Vr), et une sortie ( 22 a) ne délivrant un signal de protection que si la valeur de la tension appliquée à la première entrée est supérieure à celle de la tension appliquée à la seconde entrée. 35 11 Dispositif selon la revendication 10,

2547 133

caractérisé en ce que le dispositif de suppression du signal comprend: une bascule ( 18) ayant une entrée MARCHE (D), une entrée REINITIALISATION (R) qui reçoit le signal de protection de la sortie du comparateur ( 22), et une sortie (Q) sur laquelle apparaît le signal commandant l'électrode de commande lorsque l'entrée MARCHE (D) est

validée par un signal extérieur à l'appareil, mais seulement si le signal de protection à la sortie du comparateur ( 22) n'est pas présent sur l'entrée de REINITIALISATION 10 (R).

12 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en outre en ce qu'il comprend un dispositif associé avec le dispositif de suppression du signal de commande ( 18), pour que le changement de la valeur du signal de commande s'effectue en un temps commandé pendant au moins l'une d'entre une application et une suppression du signal

de commande sur l'électrode de commande du dispositif.

13 Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que le dispositif à temps commandé est prévu pour ne commander que l'application du signal de commande à l'électrode de commande, et n'empêche pratiquement pas

le dispositif de suppression ( 18) de supprimer instantanément le signal de commande de l'électrode de commande.

14 Dispositif selon la revendication 1, caracté25 risé en ce que le signal de l'électrode de commande est

une tension de commande.

Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal de l'électrode de commande est

un courant de commande.