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Mit Hilfe des Thyristors 8 wird eine Unterdrückung eines noch anstehenden
oder folgender Eingangssignale nach Erkennen eines Überlastfalles angestrebt. Thyristoren
haben bekanntlich bei sachgerechtem Einsatz ein bistabiles Schaltverhalten. Die
drei Ausführungsbeispiele der erwähnten Offenlegungsschrift zeigen, daß der angestrebte
Schutzeffekt für den Verstärker 2 tatsächlich
in gewissem Umfange
erzielt wird. Durch sein bistabiles Schaltverhalten verbleibt der Thyristor 8 nach
seiner Zündung in seinem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Eingang des zu
schützenden Verstärkers gegenüber dem Nullpotential um den Betrag der Brennspannung
des Thyristors hochgelegt ist. Damit kann in gewissem Umfang von einer Unterdrückung
der Eingangssignale für den Verstärker gesprochen werden.
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Nachdem es sich bei dem zu schützenden Verstärker um einen Analogverstärker
handelt, bei dem das Ausgangssignal proportional dem Eingangssignal gebildet wird,
ist damit auch in gewissem Umfang ein Schutz seines Ausgangskreises gewährleistet.
Nachteilig ist jedoch, daß dem eigentlichen Lastwiderstand 3 der Sondenwiderstand
4 in Reihe geschaltet ist, so daß die Eigenschaften des Verstärkers durch die Schutzanordnung
verändert sind. Außerdem sind Fehlerfälle denkbar, bei denen die Art, wie die Eingangssignale
unterdrückt werden, nicht befriedigt. Es ist nämlich zu bedenken, daß ein Quasi-Kurzschluß
des Eingangs mit Hilfe eines Thyristors nach wie vor ein Restsignal in Höhe der
Brennspannung eines solchen Thyristors am Eingang des zu schützenden Verstärkers
entstehen läßt.
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Weiterhin können sich unter Umständen die relativ großen Schaltzeiten,
die Thyristoren im Vergleich zu Transistoren eigen sind, nachteilig auf die Schutzaufgabe
solcher Thyristoren auswirken. Bekanntlich ist es darüber hinaus vielfach erforderlich,
die Schaltzeiten von Thyristoren künstlich zu vergrößern, um dem Rate-Effekt zu
begegnen.
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Die deutsche Offenlegungsschrift 1809 570 gibt eine Transistor-Schutzschaltung
an, bei der ebenfalls der Ausgangsstrom, hier der Kollektorstrom, durch eine besondere
Schaltungsanordnung überwacht werden soll. Bei dem zu schützenden Transistorverstärker
handelt es sich um einen Digitalverstärker. Im Prinzip werden auch bei dieser Schaltungsanordnung
alle dem Erkennen eines Fehlerfalles folgenden Eingangssignale für den zu schützenden
Transistor durch einen Quasi-Kurzschluß unterdrückt. In F i g. 2 ist in die Emitterzuleitung
des zu schützenden Transistors X1 ein Widerstand 6 eingefügt, der zusammen mit den
Widerständen 4 und 5 und dem Lastwiderstand RL einen Spannungsteiler bildet. An
den Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 4 und 5 ist der Basisanschluß
eines Hilfstransistors X2 angeschlossen, dessen Emitter mit dem negativen Pol der
Betriebsspannungsquelle (-) direkt verbunden ist.
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Es ist auch bei dieser Schaltungsanordnung das Prinzip angewendet,
das in der ersten erwähnten Offenlegungsschrift beschrieben ist. Der weitgehend
durch den Ausgangsstrom des zu schützenden Verstärkers bestimmte Spannungsabfall
wird an einem Sondenwiderstand (6) abgetastet. Bei Überschreiten eines bestimmten
Spannungswertes wird der Schutztransistor (X2) in den leitenden Zustand versetzt.
Über die Kollektor-Emitterstrecke dieses Transistors sollen eintreffende Eingangssignale
abgeleitet werden. Ein Schutz des Schaltverstärkers ist auch durch eine solche Schaltungsanordnung
in gewissem Umfang möglich.
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Nachteilig ist, daß die elektrischen Eigenschaften des zu schützenden
Verstärkers durch den für die Funktion der Schutzeinrichtung erforderlichen Sondenwiderstand
verändert sind. Außerdem ist die Ableitung der Eingangssignale unter Umständen wegen
der verbleibenden Restspannung an der Emitter-Kollektorstrecke des Schutztransistors
nicht vollständig möglich.
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Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
zum Schutz eines Transistorschaltverstärkers zu schaffen, die schnell wirksam wird,
ohne die Eigenschaften des zu schützenden Transistorschaltverstärkers zu beeinflussen
und die darüber hinaus unempfindlich gegen kurze Lastspitzen ist und die bei Überlastung
ein Alarmsignal abgibt.
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Wie bereits ausgeführt, wird die Unterdrückung der Eingangssignale
bei den bekannten Schaltungsanordnungen durch einen Quasi-Kurzschluß der Eingangsklemmen
des zu schützenden Verstärkers vorgenommen.
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Nachdem kein elektronisches Bauelement bekannt ist, das einen genügend
kleinen Durchgangswiderstand hat, benutzt die Erfindung keinen Kurzschluß der Eingangsklemmen,
sondern eine Abschaltung.
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Außerdem ist gegenüber dem Stand der Technik gemäß obiger Aufgabenstellung
eine Lösung vorteilhaft, bei der zum Erkennen eines ausgangsseitigen Überstromes
kein in Reihe mit dem eigentlichen Lastwiderstand liegender, die Eigenschaften des
Verstärkers verändernder Sondenwiderstand angeordnet sein muß.
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Eine Schaltungsanordnung, die die Merkmale des Oberbegriffes des
Anspruches 1 aufweist, ist aus der deutschen Offenlegungsschrift 21 28 405 bekannt.
Es handelt sich dabei um eine elektronische Sicherungsanordnung mit einem Schalttransistor,
bei der der Schalttransistor im Fall einer Überschreitung einer bestimmten Stärke
des seine Schaltstrecke durchfließenden Stromes in seiner Schaltstrecke unterbrochen
wird. Die Stärke des Kollektorstromes wird nicht durch Abtasten eines Spannungsabfalles
an einem Sondenwiderstand gemessen, sondern vielmehr durch den Vergleich des am
Kollektor herrschenden Potentials mit einem durch einen Spannungsteiler gewonnenen
Vergleichspotential überwacht. Eine Vergleichsschaltung beeinflußt einen elektronischen
Schalter, der seinerseits den zu schützenden Transistor im Fall einer Überlastung
undurchlässig schaltet.
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem
Schalter zum Schutz eines Transistorschaltverstärkers mit zwei Schaltzuständen gegen
Überlastung und mit einer Vergleichsschaltung, der das der Größe des Kollektorstroms
entsprechende, am Kollektor herrschende Potential und ein aus einem an die Betriebsspannungsquelle
angeschlossenen besonderen Spannungsteiler gewonnenes Potential zugeführt sind,
und bei welcher Schaltungsanordnung ein Schalter zwischen einen Steuereingang und
der Basis des zu schützenden Transistors eingefügt ist, welcher Schalter im Regelfall
durchlässig ist und bei Überschreiten des dem höchstzulässigen Kollektorstrom entsprechenden
Kollektorpotentials durch die Vergleichsschaltung undurchlässig gemacht wird. Die
Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß ihr Signaleingang mit dem ersten
Steuereingang des Schalters verbunden ist, daß der Ausgang des Schalters mit der
Basis des zu schützenden Transistors verbunden ist, daß der Ausgang der Vergleichsschaltung
mit dem Setzeingang einer Kippstufe verbunden ist, daß der Ausgang der Kippstufe
an den zweiten Steuereingang des Schalters angeschlossen ist, daß zwischen den Ausgang
der Vergleichsschaltung und den Setzeingang der Kippstufe ein UND-Glied mit einem
seiner Eingänge und seinem Ausgang eingefügt ist, daß zwischen den Ausgang des Schalters
und einen weiteren Eingang des UND-Gliedes ein Verzögerungsglied eingefügt ist,
daß der Schalter durch die Vergleichsschaltung über die Kippstufe
undurchlässig
wird, so daß an den Signaleingang gelieferte Signale nicht weitergeleitet werden
und mit Hilfe des Verzögerungsgliedes und des UND-Gliedes ein kurzzeitiges Überschreiten
des höchstzulässigen Kollektorstroms unwirksam bleibt.
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Bei einer solchen Schaltungsanordnung ist zur Gewinnung eines Erkennungssignals
für einen zustande kommenden Überstrom keine Veränderung an der bestehenden. zu
schützenden Verstärkerschaltung vorzunehmen. Damit ergibt sich zwangläufig, daß
die Eigenschaften des Verstärkers nicht verändert werden.
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Vielmehr wird durch Einsatz eines besonderen Spannungsteilers, der
aus der Betriebsspannungsquelle versorgt wird, ein Vergleichspotential erzeugt,
das wie das Kollektorpotential des zu schützenden Transistors einer Vergleichsschaltung
zugeführt wird. Eine solche Anordnung erlaubt grundsätzlich die Verwendung einer
Vergleichsschaltung mit in bezug auf den zu schützenden Transistorschaltverstärker
hochohmigen Eingang, so daß die Beeinflussung der Verstärkermerkmale vernachläbsigbar
bleibt.
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Bei der Erfindung ist vorteilhaft, daß das Unterdrükken der Eingangssignale
im Fall eines Überschreitens des höchstzulässigen Kollektorstroms durch Unterbrechen
der Signalzuleitung mit Hilfe eines eingefügten Schalters erfolgt. Durch eine solche
Schaltungsanordnung ist unabhängig von den äußeren Umständen, die zu einer Überhöhung
des Kollektorstroms geführt haben, ein sicherer Schutz des Transistors gewährleistet.
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Wie bereits erwähnt, ist das Unterdrücken von Eingangssignalen durch
Quasi-Kurzschluß nicht unproblematisch, da kein elektronisches Bauelement bekannt
ist, das eine genügend kleine Restspannung im leitenden Zustand aufweist.
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Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist darin zu erblikken, daß durch
Verwendung eines Verzögerungsglieds ein durch einen eventuell vorhandenen kapazitiven
Anteil des Lastwiderstands verursachtes kurzzeitiges Überschreiten des höchstzulässigen
Kollektorstroms nicht zu einem Abschalten des Verstärkers und zum Abgeben eines
Alarmsignals führt.
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Schließlich ist noch vorteilhaft, daß bei Verwendung eines UND-Gliedes
als Schalter zur Unterdrückung der Eingangssignale sehr einfach weitere, der Sicherheit
oder der Freizügigkeit der Schaltungsanordnung dienende Zusatzmaßnahmen durchgeführt
werden können.
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Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß
ein Rückstelleingang mit dem dritten Steuereingang des Schalters verbunden ist,
daß die Kippstufe als bistabile Kippstufe ausgebildet ist, daß der Rückstelleingang
mit dem Rücksetzeingang der Kippstufe verbunden ist, daß die Kippstufe mit einem
Signal an dem Rückstelleingang zurückgekippt wird und daß der Schalter während dieses
Vorgangs undurchlässig gehalten wird.
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Vorteilhaft an einer solchen ausgestalteten Schaltungsanordnung ist,
daß, obwohl in die Zuleitung für die Eingangssignale ein monostabiler Schalter eingefügt
ist, ein einmaliges Zustandekommen eines Überstroms zur ständigen Abschaltung des
zu schützenden Verstärkers führt. Daraus ergibt sich, daß keine unerwünschten oder
sogar gefährlichen Schwingvorgänge ausgelöst werden und daß ein exklusives Alarmsignal
an eine Registriereinrichtung oder an das Wartungspersonal abgegeben werden kann.
Zur Vermeidung von Schwingvorgängen ist außerdem so lange, wie ein Signal an dem
Rückstelleingang liegt, der Schalter gesperrt. Das
Verwenden eines UND-Verknüpfungsglieds
als Schalter erlaubt eine besonders einfache und übersichtliche Schaltungsanordnung.
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Eine Ausgestaltung der Erfindung zeichnet sich außerdem dadurch aus,
daß der Basisstrom des zu schützenden Transistors durch einen Basiswiderstand derart
begrenzt ist, daß der zu schützende Transistor im leitenden Zustand -nur am Beginn
seiner Sättigung arbeitet, so daß bei Veränderung der den Kollektorstrom beeinflussenden
Größen der höchstzulässige Kollektorstrom nicht überschritten wird. Diese Maßnahme
ist eine vorteilhafte Ergänzung zu der Schaltungsanordnung, da hierdurch die Sicherheit
für den zu schützenden Transistor erhöht wird.
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Durch eine andere Weiterbildung der Erfindung ist eine Schaltungsanordnung
möglich, die in an sich bekannter Weise zum Schutz von mehreren Transistoren benutzt
ist (DT-OS 22 23 376).
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Im folgenden werden einige Ausführungsbeispiele der Erfindung an
Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert: F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Schaltungsanordnung
mit dem zu schützenden Transistorschaltverstärker T seinem Lastwiderstand RL der
Vergleichsschaltung K der bistabilen Kippstufe FF dem Schalter S; F i g. 2 zeigt
eine erweiterte Ausführungsform der Schaltungsanordnung, bei der die Auswirkungen
des kapazitiven Anteils des Lastwiderstandes CL mit Hilfe des Verzögerungsglieds
Zund des UND-Verknüpfungsglieds U berücksichtigt werden; F i g. 3 zeigt ein ausführliches
Beispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung; F i g. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung,
mit der mehrere zu schützende Transistorschaltverstärker, nämlich 1, 2... n mit
einer einzigen Schutzeinrichtung UEüberwacht werden können. Selbstverständlich sind
dabei den einzelnen zu schützenden Transistoren die die Eingangssignale unterdrückenden
Schalter individuell zugeordnet.
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Wie schon angegeben, zeigt die F i g. 1 den prinzipiellen Aufbau
der Schaltungsanordnung. Über den Signaleingang E gelangen digitale Eingangssignale
an einen Eingang des als UND-Verknüpfungsglied ausgeführten Schalters S. Der Ausgang
des Schalters ist mit dem Eingang des zu schützenden Transistorschaltverstärkers
Tüber dessen Basisanschluß B verbunden. Der Lastwiderstand RL liegt an dem Kollektoranschluß
C.
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An den Kollektoranschluß ist außerdem ein Eingang der Vergleichsschaltung
K, die als Operationsverstärker ausgeführt sein kann, angeschlossen. Ein weiterer
Eingang der Vergleichsschaltung ist auf das Vergleichspotential P gelegt. Dieses
Vergleichspotential muß so gewählt sein, daß es dem dem höchstzulässigen Kollektorstrom
entsprechenden Spannungsabfall am Lastwiderstand RL angepaßt ist.
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Bei Überschreiten des höchstzulässigen Kollektorstroms, also Ansteigen
des Spannungsabfalls am Lastwiderstand RL über den Wert des Vergleichspotentials
P gibt die Vergleichsschaltung K ein Signal an den Setzeingang der bistabilen Kippstufe
FF ab. Der Ausgang der bistabilen Kippschaltung, der bis dahin den Zeichenpegel
0 hat, legt nun über die bestehende Verbindung mit einem Eingang des Schalters S
den Zeichenpegel 1 an diesen Schaltereingang. Damit wird der Schalter S in den nichtleitenden
Zustand versetzt,
so daß das anstehende und folgende Eingangssignale
nicht mehr zum Basisanschluß B des zu schützenden Transistorschaltverstärkers Tübertragen
werden können. Der Verstärker ist blockiert. Das Ausgangssignal 1 der bistabilen
Kippschaltung FF gelangt außerdem an den Alarmausgang A, von wo aus es zu einer
entsprechenden Stelle der technischen Anlage weitergeleitet werden kann.
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In F i g. 2 ist zwischen Vergleichsschaltung K und bistabiler Kippschaltung
FFein UND-Verknüpfungsglied U eingefügt. Das Potential am Kollektor Codes Transistorschaltverstärkers
T kann in dessen nichtleitendem Zustand wie im Überlastungsfall den Wert des Vergleichspotentials
P übersteigen. Ein am Ausgang der Vergleichsschaltung K auftretendes Signal soll
deshalb nur dann am Setzeingang der Kippschaltung FF wirksam werden können, wenn
auch ein Eingangssignal über den Schalter S für den Steuereingang B wirksam wird.
Das Eingangssignal wirkt sich auch mittelbar an dem zweiten Eingang des UND-Verknüpfungsglieds
U aus.
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Ein zwischen den Ausgang des Schalters S und den zweiten Eingang
des UND-Verknüpfungsglieds U eingefügtes Verzögerungsglied Zverhindert ein durch
die Schaltzeit des Transistorschaltverstärkers Mögliches ungerechtfertigtes Betätigen
der Kippschaltung FF.
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Zum Lastwiderstand RL ist ein angenommener kapazitiver Anteil CL
in Parallelschaltung gestrichelt eingetragen. Das Verzögerungsglied Z ist derart
zu dimensionieren, daß durch den kapazitiven Anteil CL entstehende kurzzeitige Kollektorstromerhöhungen,
die ein Signal am Ausgang der Vergleichsschaltung K hervorrufen können, nicht zum
Betätigen der bistabilen Kippschaltung FFführen.
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Aus den F i g. 1 und 2 ist noch zu entnehmen, daß der Rückstelleingang
R außer mit dem Rückstelleingang der bistabilen Kippstufe FF noch mit einem weiteren
Eingang des Schalters S verbunden ist. Daraus folgt, daß der Schalter S während
eines Rückstellvorgangs in seinen nichtleitenden Zustand versetzt wird.
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F i g. 3 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels, das bereits
in F i g. 2 schematisch dargestellt ist.
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Der zu schützende Transistorschaltverstärker besteht aus dem Treibertransistor
T1 und der eigentlichen Schaltstufe mit dem Transistor 7: Im Kollektorkreis des
Transistors T ist der Lastwiderstand RL enthalten. Der Kollektoranschluß C ist außerdem
mit einem der beiden Eingänge der Vergleichsschaltung K verbunden.
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Der andere Eingang der Vergleichsschaltung ist über den Widerstand
R 5 auf ein durch einen Spannungsteiler gewonnenes Bezugspotential gelegt. Die Vergleichsschaltung
K ist durch einen Operationsverstärker verwirklicht. Der Schalter 5, der vor dem
Basiswiderstand R2 des Treibertransistor T1 angeordnet ist, ist als NAND-Verknüpfungsglied
ausgeführt.
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Im folgenden wird die Funktion der in F i g. 3 dargestellten Schaltungsanordnung
erläutert.
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Der Schalter 5 list für am Signaleingang E auftretende Eingangssignale
durchlässig, wenn am Rückstelleingang R kein Rückstellsignal, also der negierte
Wert des Rückstellsignals und am Ausgang des NAND-Verknüpfungsglieds G 3 kein Ausgangssignal,
also Zeichenpegel 1 liegt. Die Zusammenschaltung der NAND-Verknüpfungsglieder G2
und G3 bildet eine bistabile Kippschaltung FF. Ein am Signaleingang Eder Schaltungsanordnung
auftretendes Signal erscheint unter den zunächst angenommenen Voraussetzungen in
negierter Form am Ausgang des Schalters 5, von wo
aus es über den Basiswiderstand
R2 an den Basisanschluß des pnp-Treibertransistor T1 gelangt. Der vor Eintreffen
dieses negierten Eingangssignals mit Hilfe des Widerstands R3 gesperrte Transistor
T1 wird nun leitend und schaltet das Potential + UB über den Basiswiderstand RB
an den Basisanschluß Bdes bis dahin mit Hilfe des Widerstands R4 gesperrten npn-Schalttransistors
7; der nun ebenfalls leitend wird.
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Damit wird das Potential - UB an den Lastwiderstand RL geschaltet.
Die Emitter-Kollektorstrecke des Schalttransistors T bildet zusammen mit dem Lastwiderstand
RL einen Spannungsteiler, dessen Abgriffsklemme durch den Kollektoranschluß Gebildet
wird.
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Der Kollektoranschluß ist mit einem der beiden Eingänge des als Vergleichsschaltung
K wirkenden Operationsverstärkers verbunden. Die durch den aus den Dioden D 1, D2
und dem Widerstand R 1 gebildeten Spannungsteiler gewonnene Referenzspannung wird
dem anderen Anschluß des Operationsverstärkers über den Widerstand R 5 zugeführt.
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Wenn der Strom durch den Lastwiderstand RL einen höchstzulässigen
Wert nicht überschreitet und damit die zulässige Spannung an der Emitter-Kollektorstrekke
des Schalttransistors UCEAmax nicht überschritten wird, stellt sich am Ausgang des
Operationsverstärkers eine Spannung ein, die den Durchbruchswert der Zenerdiode
ZD nicht erreicht. Die Zenerdiode wird demnach nichtleitend, so daß das Ausgangspotential
des Operationsverstärkers nicht an den Basisanschluß des Auswerte-Transistors T2
gelangen kann.
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Wird die höchstzulässige Spannung an der Emitter-Kollektorstrecke
des Schalttransistors Tjedoch durch einen unzulässig hohen Kollektorstrom überschritten,
so ergibt sich am Ausgang des Operationsverstärkers eine so hohe Spannung, daß die
Zenerdiode ZD durchbricht. Das Ausgangspotential des Operationsverstärkers wird
somit über die nun leitende Zenerdiodenstrecke und den Basiswiderstand R 7 an den
bis dahin durch den Widerstand R 8 gesperrten Auswerte-Transistor T2 geschaltet,
so daß dieser leitend wird. Damit wird das Potential + UB über die Emitter-Kollektorstrecke
des Transistors T2 an einen der Eingänge des NAND-Verknüpfungsgliedes U geschaltet.
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Dieses Verknüpfungsglied hat zwei weitere Eingänge, von denen der
eine mit dem Ausgang des Negationsglieds N 1 verbunden ist. Das Negationsglied liefert
immer dann den Zeichenpegel 1, wenn am Ausgang des Schalters Sein negiertes Eingangssignal
liegt. Der dritte Eingang des NAND-Verknüpfungsglieds U ist mit dem Ausgang des
Verzögerungsglieds Zverbunden.
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Das Verzögerungsglied hat, wie bereits eingangs erwähnt, die Aufgabe,
bei kurzzeitigem Überschreiten des höchstzulässigen Kollektorstroms des Schalttransistors
T ein Kippen der bistabilen Kippschaltung FF zu verhindern. Kurzzeitige Überschreitungen
des höchst zulässigen Kollektorstroms des Schalttransistors kommen bekanntlich dann
zustande, wenn, wie in F i g. 2 dargestellt, der Lastwiderstand RL einen ihm parallel
geschalteten kapazitiven Anteil CL aufweist.
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Das Verzögerungsglied Z, das aus dem NAND-Verknüpfungsglied G 1,
dem RC-Glied, bestehend aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R 9 und dem Negationsglied
N2 gebildet ist, gibt erst nach seiner Verzögerungszeit, nämlich nach entsprechender
Aufladung des Kondensators C1 den Zeichenpegel 1 an den dritten Eingang des NAND-Verknüpfungsglieds
Uab.
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Damit kann, falls der Auswertetransistor T2 im Fehlerfall leitend
geworden ist, der Zeichenpegel 0 am
Ausgang des N AN D-Verknüpfungsglieds
U entstehen, womit das bis jetzt leitend gewesene Verknüpfungsglied G2 innerhalb
der bistabilen Kippschaltung FFin den nichtleitenden Zustand versetzt wird.
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Damit wird das Verknüpfungsglied G3 in den leitenden Zustand versetzt.
Die bistabile Kippschaltung FF gibt den Zeichenpegel 0 an den dritten Eingang des
Schalters S ab, womit der Schalter undurchlässig für das anstehende und alle folgenden
Eingangssignale wird. Der zu schützende Schalttransistor Twird somit gesperrt. Außerdem
liefert die bistabile Kippschaltung FF den Zeichenpegel 1 an den Alarmausgang A
der Schaltungsanordnung.
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Der Alarmzustand der Schaltungsanordnung kann durch ein Signal am
Rückstelleingang R aufgehoben werden. Dies geschieht durch Anlegen des Zeichenpegels
0 an diesen Eingang, womit die bistabile Kippschaltung FF in den Ruhezustand zurückgekippt
wird.
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Während dieses Vorgangs ist durch das gleichzeitige Anliegen des Zeichenpegels
0 am mittleren Eingang des Schalters S verhindert, daß ein etwaig anstehendes Signal
am Signaleingang E den Schalttransistor Tleitend schalten kann. Dies würde nämlich
zu einem unerwünschten Schwingvorgang in der bistabilen -Kippstufe FF führen, sofern
der Fehler im Kollektorkreis des Transistors Tnoch nicht behoben sein sollte.
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In F i g. 4 ist ein Ausführungsbeispiel in vereinfachter Form gezeigt,
bei dem der Aufwand für die Überwachung des Kollektorstroms für mehrere Schalttransistoren,
nämlich 1, 2... n in einer gemeinsamen Überwachungseinrichtung UE zentralisiert
ist. Dazu sind die individuellen Kollektoranschlüsse der Schalttransistoren über
Entkopplungsdioden DV1, DV2... DVn zu einer gemeinsamen Überwachungsleitung zusammengefaßt,
die mit einem der beiden Eingänge der Vergleichsschaltung K verbunden ist.