DE3019262A1 - Schaltvorrichtung und verfahren zu deren betrieb - Google Patents

Description

DR. HERMANN O.TH. DIEHL β MÖNCHEN If .FLOGGENSTR.17

E 1326-D

Anmelder:

Exxon Research and Engineering Comp.

Florham Park, N.J. / USA

Schaltvorrichtung und Verfahren zu deren Betrieb

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E 1326-D Anmelder:
Exxon Research and Engineering Comp.

Florham Park, N.J. / USA

Schaltvorrichtung und Verfahren zu deren Betrieb

Die Erfindung betrifft eine Schaltvorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 sowie ein Verfahren zum Betrieb einer derartigen Schaltvorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 21 und insbesondere eine Leistungs-Schaltvorrichtung, die Bipolar- und Feldeffekttransistoren gemeinsam verwendet.

Es ist bisher üblich, Metall-Oxid-Halbleiter (MOS--Vorrichtungen) in Digital-Schaltungen geringer Leistung zu verwenden und Leistungs-Bipolar-Tränslstoren für Anwendungen relativ hoher Leistung vorzusehen. Im

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allgemeinen muß mit steigender Fähigkeit eines Bipolar-Transistors zur Leistungsverarbeitung dessen Verstärkungsfaktor erhöht werden, wobei sich jedoch seine : Schaltgeschwindigkeit verringert. Auch haben Bipolar-Transistoren einen positiven Strom-Temperaturkoef f iz'ienten, der zu einer thermischen Instabilität führen kann, wenn sich bestimmte Zonen des Bipolar-Transistor-Substrates unter strengen Betriebsbedingungen erwärmen, was zu einer Beschädigung oder Zerstörung des Transistors führt, wenn er parallel mit ähnlichen Vorrichtungen ■_":'■ betrieben wird. In letzter Zeit wurde ein Vertikal-Metall-Oxid-Halbleiter-(im folgenden als VMOS bezeichnet) Feldeffekttransistor entwickelt. Die VMOS-Vorrichtung hat eine sehr hohe statische Eingangsimpedanz und erfordert folglich eine extrem kleine Ansteuerleistung, da,sie.eine spannungsgeführte Vorrichtung mit hoher Leistungsverstärkung ist. VMOS-Vorrichtungen bieten sehr schnelle Sehaltzeiten, erlauben ein direktes paralleles Verbinden der Vorrichtungen ohne komplizierte oder aufwendige Vorspannetzwerke zum Schalten hoher Strompegel und haben einen negativen Strom-Temperaturkoeffizienten (einen positiven Widerstand-Temperaturkoeffizienten) , um dadurch ein Gegenkoppeln in der Vorrichtung zu erzeugen, die im wesentlichen das bei Bipolar-Transistoren bestehende Problem einer zerstörenden thermischen Instabilität ausschließt. Gegenwärtig sind VMOS-Vorrichtungen zum Verarbeiten von Spannungen bis hinauf zu 400 V bei Strömen von ca. 8 A verfügbar. Die bestehenden Hochleistungs-VMOS-Vorrichtungen haben jedoch einen relativ hohen Durchlaßwiderstand von ca. 1 0hm zwischen ihrer Source- und Drain-Elektrode. Dieser Widerstand verursacht eine relativ hohe ■Verlustleistung bzw. Leistungsaufnahme bei hohen Leistungspegeln.

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Wenn z.B. angenommen wird, daß VMOS-Vorrichtungen für 100 A in naher Zukunft verfügbar werden, wobei jedoch der Reihen-Durchlaßwiderstand der Vorrichtung nur wenig verbessert ist, so werden bei dieser Stromgröße etwa 10.000 W verbraucht. Vergleichsweise haben Bipolar-Leistungstransistoren insbesondere einen Widerstandswert unter 20 mOhm zwischen ihrer Kollektor- und Emitterelektrode, wenn 100 A in einem gesättigten Zustand geleitet werden; sie haben jedoch den Nachteil eines relativ kleinen Wertes des Eingangswiderstandes, einer relativ niederen Schaltgeschwindigkeit im Vergleich mit einem VMOS-Transistor und andere, bereits oben erwähnte Probleme.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltvorrichtung der eingangs genannten Art anzugeben, die nicht mit den Nachteilen der bestehenden VMOS-Vorrichtungen und Bipolar-Transistoren behaftet ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltvorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung besteht in einem Verfahren zum Betrieb einer derartigen Schaltvorrichtung entsprechend der Lehre des Patentanspruches 21.

Schließlich sind noch vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung in den Patentansprüchen 2 bis 20 sowie 22 und 23 angegeben.

Der Erfinder erkannte, daß die Einschalt- und Ausschalt-. zeiten sowie die Leistungsaufnahme eines Bipolar-Transistors

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relativ hoher Leistung optimiert werden können, indem anfänglich ein erster Strom in die Basiselektrode des Transistors gespeist wird, um diesen in einen gesättigten Leistungszustand einzuschalten, und indem danach der erste Strom zusammen mit einem zweiten Strom in diese Basiselektrode gespeist wird, was dessen Leistungsaufnahme möglichst klein macht und den Einschaltzyklus beendet. Der Ausschaltzyklus wird durchgeführt, indem der erste oder der zweite Strom von der Basiselektrode entfernt wird, um den Transistor zurück in einen ungesättigten Leitungszustand zu bringen, und indem danach der übrige Strom aus dem ersten und zweiten Strom von der Basiselektrode genommen wird, um das Ausschalten des Transistors zu beenden.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der erste oder der zweite Strom über einen VMOS-Transistor gespeist, dessen Kanal zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode des Bipolar-Transistors verbunden ist, wodurch der VMOS-Transistor im leitenden Zustand auch eine Gegenkopplung zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode erzeugt, um dadurch das Einschaltverhalten oder die kurzzeitige Eelastbarkeit des Bipolar-Transistors zu verbessern.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Schaltvorrichtung mit einem VMOS-Transistor und einem Bipolar-Transistor, die ein Ausführungsbei

spiel einer am gleichen Tag mit gleicher Priorität angemeldeten und auf den gleichen Erfinder zurückgehenden Anmeldung der gleichen Anmelderin ist,

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Fig. 2 Kurven zur Erläuterung der Schalteigenschaften der Schaltvorrichtung der Fig. 1,

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 4 ein schematisches Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 5 Kurven zur Erläuterung der Schalteigenschaften der Schaltung der Fig. 5 und

Fig. 6 und 7 schematische Schaltbilder weiterer Ausführungsbeispiele der Erfindung.

In deh Figuren wird für die VMOS-Transistoren ein bestimmtes Symbol (vgl. z.B. den VMOS-Transistor 47 in Fig. 1) verwendet, da sich ein allgemein verbreitetes Symbol hierfür·noch nicht durchgesetzt hat.

Der Erfinder entwickelte die Schaltung der Fig. 1, um eine Festkörper-Schaltvorrichtung relativ hoher Leistung anzugeben, die die Nachteile von .Leistungs-VMÖS-Vorrichtungen und Bipolar-Transistoren bei einzelner Verwendung überwindet, wie dies in der oben erwähnten Anmeldung in Einzelheiten erläutert ist. Diese entwickelte Schaltung umfaßt einen NPN-Bipolar-Leistungs-Schalttransistor 45, der mit seiner Kollektorelektrode an
einen Betriebsspannungsanschluß 3 und mit der Emitterelektrode an einen Bezugsanschluß 7 angeschlossen ist. Eine Lastimpedanz 9 liegt zwischen einem Leistungsanschluß 11 zur Aufnahme einer Betriebsspannung +E und dem Spannungsanschluß 3. Eine VMOS-Vorrichtung 47 ist mit ihren Drain- und Spurce-Elektroden D und S an die Kollektorelektrode 3 bzw. die Basiselektrode 6 des

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Transistors 45 angeschlossen, und die Gate-Elektrode -G der VMOS-Vorrichtung 47 ist mit einem Eingangsoder Steueranschluß 5 verbunden. Ein Widerstand 49 ---" mit einem niederen Widerstandswert liegt zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Bipolar-Transistors 45,um zu gewährleisten, daß der Transistor 45 ausgeschaltet gehalten wird, wenn eine Null-Vorspannung an der Gate-Elektrode 5 liegt. Der Widerstand 49 kann innerhalb oder außerhalb von dieser neuartigen Kombination aus den Bauelementen 45 und 47 angeschlossen werden; die Kombination wird auch als CSD (Combinational :...-"- Semiconductor Device = Kombination-Halbleiter-Vorrichtung) bezeichnet. Die Schaltvorrichtung 45, 47 hat den Sperr-Vorteil eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters (SCR) und den zusätzlichen Vorteil, bei Einspeisung eines geeigneten Signales in die Gate-Elektrode des VMOS-Transistors 4 7 auszuschalten.

Es sei darauf hingewiesen, daß mehrere derartige Vorrichtungen 45, 47 auf dem gleichen Substrat abgeschieden sein können. Wenn angenommen wird, daß mehrere derartige Vorrichtungen 45, 47 in ihren elektrischen Eigenschaften identisch sind und in einer Anzahl N vorliegen, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist, so ist - wenn die Vorrichtungen direkt parallel verbunden sind die Strombelastbarkeit der parallel verbundenen Vorrichtungen etwa N-mal so groß wie die Strombelastbarkeit einer einzelnen Vorrichtung. Wenn alternativ eine Vielzahl N dieser Vorrichtungen 45, 47 in Reihe bezüglieh deren Hauptstromwege (der Kollektor-Emitterelektroden-Stromweg des Bipolar-Transistors 45) verbunden sind und. die Gate-Elektroden der VMOS-Transistoren 47 jeweils ; einzeln angeschlossen sind, dann beträgt die Spannungsdurchbruch-Belastbarkeit dieser in Reihe verbundenen Vorrichtungen 45,47 etwa den N-fachen Wert der

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Spannungsdurchbruch-Belastbarkeit einer einzelnen dieser Vorrichtungen 45, 47.

Wenn im Betrieb der Vorrichtung 45, 47 ein Impuls-Steuersignal 59 (vgl. Fig. 2) am Steueranschluß 5 oder der Gate-Elektrode des VMOS-Transistors 47 liegt, wobei angenommen wird, daß der Pegel der Spannung des Impulses 59 ausreichend hoch ist, um vollständig die VMOS-Vorrichtung 47 einzuschalten, so schaltet der VMOS-Transistor 47 ein, um einen Stromleitungsweg mit einem Widerstandswert von ca. 1 Ohm (dessen Drain-Source-Elektroden-Stromweg) zwischen der Kollektor- und der Basis-Elektrode des Bipolar-Transistors 45 zu erzeugen. Da zu dieser Zeit der VMOS-Transistor 47 viel schneller als der Bipolar-Transistor 45 einschaltet, ist nahezu der gesamte Laststrom I in die Basiselektrode des Bipolar-Transistors 45 angesteuert, wodurch der Bipolar-Transistor 45 übersteuert wird, was stark dessen Übergang in den hohen Leitungszustand beschleunigt. Dieser Übersteuerungszustand tritt für lediglich eine kurze Zeitdauer auf, um , wie in Fig. 2 gezeigt ist, die Spannung V zwischen der Kollektor- und der Emitter-Elektrode, des Transistors 45 rasch herabzusetzen, wenn dieser einschaltet (vgl. das Signal 61), wodurch der über den VMOS-Transistor 47 eingespeiste Basisstrom rasch abnimmt, was den Übersteuerungszustand entfernt. Die VMOS-Vorrichtung 47 liefert eine Gegenkopplung zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode des Bipolar-Transistors 45 und stellt automatisch den Spannungspegel zwischen der Kollektor- und der Basiselektrodes des Bipolar-Transistors 45 ein, um letzteren in einem gegebenen Leitungszustand zu halten. Durch Laborversuche hat der Erfinder ermittelt, daß die Vorrichtung 45, 47 insbesondere bei einem Pegel stabilisiert ist, bei

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dem der Bipolar-Transistor 45 nahe der Sättigungskante (im linearen Bereich nahe der Sättigung) leitet, jedoch nicht in Sättigung übergehen kann. Infolge des sehr großen Übersteuerns für eine kurze Zeitdauer während des Einschaltens wird auf diese Weise der

Bipolar-Transistor-Schalter 45 in etwa 0,5 ps eingeschaltet. Daher hat die Vorrichtung 45, 47 eine Einschaltzeit T . , die insbesondere 4-mal besser als die exn

Einschaltzeit ist, die mit der Bipolar-Schalteinrichtung allein erhalten werden kann. Wenn der Transistor 45 einschaltet, so steigt dessen Kollektorstrom I (vgl. die Kurve 63) rasch von einem relativ niederen Wert (Leck- oder Streustrom) bis zu einem im wesentlichen hohen Wert beim Gleichgewichtbetrieb der Vor-. richtungen 45, 47 an. Der Spannungspegel des Steuerimpulses 59 kann auf verschiedene Pegel zum Steuern des Leitungspegels des Bipolar-Transistors 45 in einem Bereich zwischen Abschalten und der Sättigungskante für bestimmte Anwendungen eingestellt werden. In typischen Schaltanwendungen ist der Pegel des Impulses 59 ausreichend hoch, damit der Bipolar-Transistor 45 bei der Sättigungskante arbeitet. Wenn irgendein kurzzeitiger oder Einschaltbedarf auftritt, was den

Laststrom I plötzlich ansteigen läßt, wodurch der L

Bipolar-Transistor 45 weiter aus der Sättigung weggezogen wird, was zu einer plötzlichen Steigerung der Spannung an seinen Kollektor-Emitter-Elektroden führt, so spricht der Transistor 47 an, indem ein Rückkopplungsweg erzeugt wird, um mehr Basisstrom in die Basiselek- trode des Transistors 45 anzusteuern, wodurch der Bipolar-Transistor 45 schwerer leitet und folglich zur Sättigungskante zurückgeht. Die gesteigerte Leitung des Transistors 45 läßt die Spannung an den Kollektor-Emitter-Elektroden abnehmen. Auf diese Weise verbessert die durch die VMOS-Vorrichtung 47 erzeugte Gegenkopplungswirkung die kurzzeitige Überlast-

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Leistungsfähigkeit des Bipolar-Transistors 4S um wenigstens einen Faktor 5 gegenüber seiner normal bemessenen kurzzeitigen Strombelastbarkeit. Die Schaltvorrichtung 45, 47 kann zum Ansteuern von Lasten verwendet werden, wie z.B. der Wicklungen eines Elektromotores. Infolge des positiven Widerstands-Temperaturkoeffizienten zwischen seinen Drain- und Source-Elektroden stabilisiert auch der VMOS-Transistor 47 automatisch den Bipolar-Transistor 45 und verhindert, daß dieser thermisch instabil wird, wenn mehrere derartige Schaltvorrichtungen 45, 47 parallel verbunden sind.

Wenn z.B. angenommen wird, daß der Laststrom eine Größe, von ca. 44 A aufweist und der Gleichstrom-Verstärkungsfaktor B des Bipolar-Transistors 45 einen Wert von etwa 10 hat, dann fließt im Gleichgewicht der Vorrichtung 45, 4 7 ein Strom von etwa 4 A durch den VMOS-Transistor 47 (dessen "Ein"- oder Durchlaßwiderstand r etwa 1 Ohm beträgt) in die Basiselektrodes Bipolar-Transistors 45, wodurch der letztere einen

Strom I von ca. 40,0 A durch seinen Kollektor-Emitterc

Stromweg leitet, wobei die anliegende Kollektor-Emitter-Spannung V etwa 5 V und eine Spannung V,

ce be

an dessen Basis-Emitter-Elektroden etwa 1,0 V betragen. Unter den angegebenen Gleichgewichtsbedingungen beträgt die durch die Vorrichtung (vgl. Fig. 2) aufgenommene oder verbrauchte Leistung P etwa 220 W, wie aus der folgenden Gleichung (1) abgeleitet werden kann.

<^{1} P}c ^{= I}c^Vce⁺ &\ ^{+ (}Tf> ^Vbe

Da der Bipolar-Transistor 45 lediglich zur Sättigungs-³^ kante hin arbeiten kann, beträgt die Ladungs-Speicher-

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zeit t der zusammengesetzten Halbleitervorrichtung

45, 47 im wesentlichen Null, während - wenn der Bipolar-Transistor 45 in die Sättigung angesteuert ist diese eine Speicherzeit von wenigstens einigen ^is aufweist. Abhängig von der Hinter- oder Rückflanke des Steuerimpulses 59 schalten der VMOS-Transistor 47 insbesondere in 0,05 iis und der Bipolar-Transistor (außerhalb von Sättigung arbeitend) etwa 0,45 us später aus. Demgemäß beträgt die Ausschaltzeit T der zusammengefaßten Halbleitervorrichtung 45, 47 etwa 0,5 us. Dies wird mit einer Ausschaltzeit aus Sättigung von insbesondere 3,7 us für den Transistor 45 allein verglichen.

Für Bezugnahmezwecke umfaßt hier die Einschaltzeit

T . für Bipolar-Transistoren die Summe aus einer ein

ν Verzögerungszeit t* und einer Anstiegszeit t . Die Verzögerungszeit ist als die Zeit festgelegt, in der der Kollektorstrom von einem ausgeschalteten Zustand einen Wert von 10 % seines Endwertζustandes des Bipolar-Transistors erreicht, nachdem ein Einschaltimpuls der Basiselektrode des Transistors zugeführt ist. Die Anstiegszeit ist als die Zeit festgelegt, in der der Kollektorstrom von 10 % seines Endeinschaltwertes auf 90 % seines Endeinschaltwertes übergeht.

Die Verzögerungszeit t wird durch gespeicherte Ladung

.'.- an den Emitter- und Kollektor-Übergängen des Bipolar-Transistors verursacht. Wenn der Basis-Emitter-Übergang des Transistors in Sperrichtung oder rückwärts vorgespannt ist, wodurch der Transistor ausschaltet, wird Ladung in der Verarmungs- oder Sperrschicht um den Emitter gespeichert. Auch ist zu dieser Zeit der Kollektor in Sperrichtung durch die an der Kollektorelektrode liegende Betriebsspannung und die der Basiselektrode ζugefuhrte Sperrvorspannung vorgespannt,

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wodurch Ladung in den dem Kollektor zugeordneten Kapazitäten gespeichert wird. Wenn der Basis-Emitter-tibergang vorwärts oder in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, muß die bei den Emitter- und Kollektor-Übergängen gespeicherte Ladung auf einen neuen Wert geändert werden, um den Einschaltzyklus für den Bipolar-Transistor zu beginnen. Die Zeit, die zur Durchführung dieser Ladungsänderung erforderlich ist, ist die Verzögerungszeit t,. Die Anstiegszeit t umfaßt die zuvor erwähnten Kapazitäten, da diese Kapazitäten noch einer Änderung in der Ladung aufgrund der fortdauernden Abnahme im Pegel der Kollektorspannung unterliegen, wenn der Bipolar-Transistor sein Einschalten zur Sättigung fortsetzt. Zusätzlich wird die Anstiegszeit t auch durch das Laden der Kollektorkapazitäten über einen Kollektor-Reihenwiderstand zwischen der Basis-und der Kollektorelektrode und durch die Basis-Durchgangsoder Transitzeit bewirkt.

Die Ausschaltzeit T für einen Bipolar-Transistor um-

aus

faßt die Summe der Speicherzeit t und der Abfallzeit 't_f. Die Speicherzeit ist als die Zeit festgelegt, in der sich die Größe des Kollektorstromes von seinem Wert bei gesättigtem Bipolar-Transistor auf 90 % seines Endwertes ändert, nachdem ein Ausschaltimpuls der Basiselektrode des Transistors zugeführt ist. Die Abfallzeit t_f ist als die Zeit festgelegt, in der sich der Kollektorstrom von 90 % seines Sättigungswertes auf 10 % seines Sättigungswertes ändert. Die Speicherzeit t- ist auf die Zeit bezogen, die benötigt wird, damit Minoritätsladungsträger in den Basis- und Kollektorbereichen rekombinieren, um eine Ladungsverteilung zu erzeugen, die den Transistor gerade an die Sättigungskante bringt. Die Abfallzeit t_f hängt von einer Änderung im Ladungspegel in den Emitter- und Kollektor-Übergangskapazitäten

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St) Und ist glelCHwertig sum umKcnrprozcß <3cijr j.n acc λγ stiegszeit t eingeschlossenen Ladungsänderung.

Wie oben erläutert wurde, verringert die zusammengefaßte Halbleitervorrichtung 45, 47 die Wirkung der Zwischenelektroden-Kapazitäten beim Einschalten und Ausschalten des Bipolar-Transistors 45, indem momentan der Transistor 45 während des Einschaltzyklus übersteuert und der Transistor 45 bei der Sättigungskante betrieben wird, um Speicherzeiteffekte während des Ausschaltzyklus möglichst klein zu machen. Jedoch erkannte der Erfinder, daß durch Betreiben des Bipolar-Transistors 45 nahe der Sättigüngskante , jedoch nicht in Sättigung, die Leistungs aufnahme des Transistors 45 wesentlich größer ist als wenn er in einem gesättigten Zustand betrieben wird. Z.B. kann ein nahe der Sättigungskante, jedoch nicht in Sättigung arbeitender typischer Bipolar-Leistungstransistor einen Spannungsabfall zwischen seiner Kollektor- und seiner Emitterelektrode von ca. 5 V aufweisen, während sich diese Spannung auf etwa 1 V verringert, wenn dieser gleiche Transistor in Sättigung betrieben ist. Wie aus Gleichung (1) folgt, in der gezeigt ist, daß die durch den Hauptstromweg des Transistors 45 aufgenommene Leistung gleich dem Produkt I V ist, hat demgemäß ein derartiger in c ce

Sättigung betriebener Transistor eine 5-mal kleinere Leistungsaufnahme, wie wenn der Transistor im ungesättigten Leitungszustand betrieben ist. Aus diesem Grund erkannte der Erfinder, daß es für Leistungspegel über etwa 2 kW wünschenswert ist, den Bipolar-Transistor 45 in einem gesättigten Zustand während der Hauptzeitdauer zu betreiben, in der dieser einen Strom·leitet.

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Ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das in Fig. 3 gezeigt ist, hat zusätzlich einen zweiten VMÖS-Trans-istor 71 zur zusammengefaßten Halbleitervorrichtung 45, 47 (kann auch den Widerstand 49 umfassen) der oben erwähnten Anmeldung, damit der Bipolar-Transistor. 45 in odeir so nahe zur Sättigung wie möglich (abhängig z.B. von der Impedanz der Last). während einer wesentlichen Zeitdauer oder Periode seines leitenden Zustandes geschaltet werden kann, wie dies weiter unten näher erläutert wird. Der VMOS-Transistor 71 hat eine Drain-Elektrode D, die an einen Betriebsspannungsanschluß 73 zum Anlegen einer Spannung +V angeschlossen ist, eine Source-Elektrode S, die mit dem Basisanschluß 6 verbunden ist, und eine Gate-Elektrode G, die an einen Signalanschluß 75 angeschlossen ist. Die Kollektor-Basis-Zwischenelektroden-Kapazität des Bipolar-Transistors 45 ist in Strichlinien durch einen Kondensator 77 gezeigt. Beim .Betreiben der vorliegenden Schaltung liegt z.B. ein erster Impuls mit einer positiven Polarität einer geeigneten Amplitude am Steueranschluß 75, um den VMOS-Transistor 71 einzuschalten, der im wesentlichen die Impedanz■zwischen seiner Drain- und Source-Elektrode verringert, damit ein Strom vom Betriebsspannungsanschluß 73 in die Basiselektrode des Bipolar-Transistors 45 fließen kann. Im allgemeinen ist der Wert der Betriebsspannung +V wesentlich kleiner als der Wert der Betriebsspannung +ε am Betriebsspannungsanschluß 11. Auch ist der Wert der Betriebsspannung +V auf einen Pegel eingestellt, um eine Größe des Basisstromes gleich.

Y_ zu bewirken, wobei r der Kanal-Widerstandswert,

_r s · ..

s des VMOS-Transistors 71 ist, wenn dieser leitet, um den Transistor 45 in eine oder.so nahe wie möglich zu einer gesättigten Leitung zu schalten (abhängig z.B.

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von den Eigenschaften der Last 9). Der Transistor kann — obwohl als ein VMOS-Transistor dargestellt auch durch andere schnelle Schalttransistoren geringer Leistung ausgeführt sein. Wenn die Zeit zwischen t^ und t„ von einer ausreichenden Dauer ist, ist z.B. eine induktive Last^: ein offener Stromkreis zur Zeit t ; sie nimmt, jedoch -zur Zeit t„ eine relativ niedere Impedanz.lediglich aufgrund eines statischen Flusses zur Zeit t- an, der tie η Transistor 45 aus der Sättigung bringt, wobei angenommen wird, daß der Widerstand 9 einen ausreichend niederen Widerstandswert aufweist. Im Idealfall liegt gerade nach einem derartigen Einschalten des Transistors 45 ein zweiter Impuls mit einer positiven Polarität und einem geeigneten Spannungspegel am Steueranschluß 5, um den VMOS-Transis-tox 47 einzuschalten. Die Größe des nunmehr zum Transistor 45 gespeisten Basisstromes ist gleich der Summe des ersten Stromes, der vom Transistor 71 eingespeist ist/ und des zweiten Stromes,, der nunmehr über den Transistor 47 eingespeist ist- Wenn die Last eine schwere Last (relativ geringer Impedanz) ist, so kann es nicht möglich sein, den Transistor 45 in Sättigung anzusteuern, wie dies bereits oben erläutert wurde. Die Schaltung der Fig. 3 arbeitet in der zum Einsehalten des Transistors 45 in Sättigung oder so nahe wie möglich zur Sättigung beschriebenen Weise, indem der Transistor 71 vor dem Transistor 47 eingeschaltet wird, um ein Einschalten des Transistors zu einer Zelt zu vermeiden, wenn die Spannung am Kollektor des Transistors 45 auf einem Höchstwert ist. Auf diese Weise wird die Anfangsgröße des Stromes, der durch den Drain—Source-Hauptstromweg des Transistors 47 flieBt, wesentlich verringert, wenn dieser zuerst eingeschaltet ist. D.h., durch Einschalten des Transistors 71 vor dem Transistor 47, was den Transistor

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45 in einen gesättigten Iieitungszustand einschalten läßt, nimmt ζ.B. die Spannung am Kollektor des Transistors 45 wesentlich ab, wenn dieser Transistor so einschaltet, um dadurch wesentlich die Größe des Stromes herabzusetzen,, der durch den Hauptstromweg des Transistors 47 fließt, wenn der letztere eingeschaltet wird, um die Einschaltfolge abzuschließen. Die Zeit zwischen t und t₂ kann im wesentlichen auf Null in Anwendungen verringert werden, in denen die Lastimpedanz derart gestaltet ist, daß der Transistor 45 sofort gesättigt und bei nominellen Leistungspegeln relativ zu seiner Nennleistung betrieben ist. Der Transistor 45 wird aus seinem gesättigten Leitungszustand ausgeschaltet, indem z.B. insbesondere in einer Folge die Steuerimpulse zuerst vom Gate-Anschluß 75 und dann vom Gate-Anschluß 5 entfernt werden. Auf diese Weise wird der Transistor 45 ausgeschaltet_r indem er zunächst zurück in seinen ungesättigten Leitungszustand für eine kurze Zeitdauer gebracht wird, bevor vollständig die Größe des Basisstromes auf Hull zum Beenden des Ausschaltens dieses Transistors verringert ist»

Ein in Strichlinien in Fig. 3 gezeigter VMOS-Transistor 72 kann für den -Widerstand 45 eingesetzt werden. Wenn mit -dem Transistor 72 anstelle des Widerstandes 49 gearbeitet wird, ist der Transistor 72 in einem nicht leitenden Zustand während der Zeiten gehalten, in denen einer oder beide Transistoren 71 und 47 leitend sind. Die Impedanz zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des Transistors 72 ist im wesentlichen hoch, wenn dieser Transistor nicht leitend ist., und zur Vereinfachung der Erläuterung wird sie so hoch angenommen, daß zwischen diesen Elektroden ein virtueller offener Stromkreis hervorgerufen ist. Demgemäß wird kein Basis-

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ström-vom Transistor 45 weg während der Zeit umgeleitet, in der die Transistoren 47 und 71 eingeschaltet sind. Wenn der Widerstand 49 anstelle des Transistors 72 verwendet wird, wie dies oben erläutert wurde, ist ein bestimmter Basisstrom weiter vom Transistor 45 weg über den Widerstand 49 zu einer Bezugspotentialquelle, z.B. Masse in diesem Beispiel, während der Zeitdauer umgeleitet^ in der der Transistor 45 eingeschaltet ist. Dieses Umleiten des Basisstromes verringert den Betriebs-Wirkungsgrad der Schaltung der Fig. 3. Wenn der Transistor 72 verwendet wird, liegt zusammen mit dem Ausschalten des Transistors 47 ein "hohes" Signal oder ein Signal positiver Polarität am Gate-Anschluß 74, um den Transistor 72 einzuschalten, der im wesentlichen durch Verringern der Impedanz zwischen seiner Drain- und Source-Elektrode auf insbesondere 0,2 Ohm bis 1 Ohm antwortet, um so die Funktion des Widerstandes 49 zu liefern und insbesondere sicherzustellen, daß am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 45· 0 Volt darin liegen, wenn eine Null-Vorspannung dessen Basiselektrode zugeführt ist, so daß ein schnelles Ausschalten dieses Transistors sichergestellt wird. Auf diese Weise verbessert der Ersatz des Transistors 72 für den Widerstand 49 die Betriebs-Leistungsfähigkeit der Schaltung der Fig. 3. Es sei darauf hingewiesen, daß der VMOS-Transistor 72 durch andere bekannte Festkörper-Schalter ersetzt werden kann. Z.B. liefert ein Bipolar-Schalttransistor mit seinem Hauptstromweg zwischen dem Basisanschluß 6 und dem Bezugsanschluß 7 die gleiche Funktion wie der Transistor 72.

Durch stufenweises Steuern der Größe des der Basiselektrode des Transistors 45 zugeführten Stromes, um zunächst diesen Transistor auf einen gesättigten Leitungszustand zu, jedoch nicht notwendig in Sättigung

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abhängig von den Eigenschaften der Lastimpedanz und danach in. einem oder so nahe wie möglich zu einem gestätfcLgten Leitungszustand anzusteuern (wieder abhängig von den Eigenschaften der Last) _t werden die Auswirkun-5= gen oder Effekte der Verzögerungszeit (t,) und der Anstiegszeit (t ) möglichst klein gemacht. Es wird - wenn möglich - bevorzugt, den Transistor 45 in einem gestättigten Leitungszustand während einer wesentlichen Zeitdauer zu betreiben, so daß er einen Strom leitet, um seine Leistungsaufnahme möglichst klein zu machen, wie dies oben erläutert wurde. Auch werden die Auswirkungen oder Effekte der Speicherzeit möglichst klein gemacht, indem zunächst der Leitungszustand des Transistors 45 von einem gesättigten in einen· ungesättigten Zustand gerade vor dem vollständigen Ausschalten dieses Transistors geändert wird. In der Praxis hat der Erfinder ermittelt, daß durch sorgfältiges Steuern der Phasenbeziehung zwischen der Vorderflanke und der Hinterflanke des ersten und des zweiten Steuerimpulses ein in Dual-Trigger-Konfiguration betriebener Bipolar-Leistungstransistor, wie dieser für die Schaltung der Fig. 3 beschrieben ist, insbesondere in einen gesättigten Leitungszustand aus einem abgeschalteten Zustand in etwa 60 % weniger Zeit als das direkte Einschalten aus einem abgeschalteten in einen gesättigten Leitungszustand bei herkömmlichen Einzel-Trigger-Konfigurationen geschaltet werden kann. In ähnlicher Weise kann der gleiche Transistor insbesondere in 250 % weniger Zeit von einem gesättigten Leitungszustand in einen abgeschalteten Zustand mittels der vorliegenden Dual-Trigger-Methode als direkt von einem gesättigten Leitungszustand in einen abgeschalteten Zustand mittels üblichen Einzel-Trigger-Methoden abgeschaltet werden.

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Ein schematisches Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist in Fig. 4 gezeigt. Dieses zweite Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung umfaßt das erste Ausführungsbeispiel der Fig. 3 und weiterhin eine Diode 79, die antiparallel zum Bipolar-Leistungstransistor 45 liegt, damit ein bilateraler Stromfluß oder Stromfluß nach beiden Seiten möglich ist (was sich sofort aus der Schaltung ergibt), einen : Niederspannungs-Gleichrichter 81 und ein Steuer- oder Regelglied 97. Der Gleichrichter 81 umfaßt zwei Eingangsanschlüsse 83, 85 zum Aufnehmen einer Wechselspannung, einen Transformator 87, zwei Gleichrichter-Dioden 89, 91, einen Filterkondensator 93 und einen - Ausgangsanschluß 95, an dem die Betriebsspannung +V abgegeben wird. Das Steuerglied 97 kann durch ein Logik-Netzwerk gebildet sein, das auf ein "hohes" Eingangssignal an einem Eingangsanschluß 99 anspricht, um ein erstes und ein zweites impulsförmiges Steuersignal V^₁ und V_ an einem Ausgangsanschluß 101 bzw. 103 zuerzeugen. Die Impulssignale V und V liegen

dl G2

am Steueranschlüß 75 bzw. 5, um die Transistorschalter 71, 47 und den Bipolar-Leistungs-Schalttransistor 45 in der oben beschriebenen Weise zu betreiben. Wie in dem Signal- und Zeitsteuerdiagramm der Fig. 5 gezeigt ist, wird bevorzugt, daß die Vorderflanke, des Steuerimpulses V_, der Vorderflanke des Steuerimpulssignales V~~ um wenigstens die Zeit voreilt, die zum Einschalten des Transistors 71 benötigt wird, damit ein Basisstrom . dem Transistor 45 zugeführt wird, um den Pegel der Spannung an den Kollektor- und Emitterelektroden des Transistors 45 zu verringern. Es wird auch -bevorzugt, daß die Hinterflanke des ersten Steuerimpulses V_,

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der Hinterflanke des zweiten Steuerimpulses \'„ um

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eine Zeitdauer voreilt, die wenigstens gleich der Speicherzeit des Transistors 45 ist. Zur Zeit t₁ wird der

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erste Steuerimpuls V positiv und liegt am Steueranschluß 75, um den Transistor 71 einzuschalten. Wenn der VMOS-Transistor 71 einschaltet, verringert sich der Widerstandswert r _, zwischen dessen Drain-Elektro-

de D und dessen Source-Elektrode S im wesentlichen von 100 MOhm auf ca. 0,3 Ohm. In einer typischen Schaltung kann die Spannung +V von der Vorspannungsquelle 81 im unbelasteten Zustand den Wert +2,7 V und im belasteten Zustand einen Dioden-Spannungsabfall (0,7' V) weniger oder +2,0 V besitzen. Zur Zeit t| beträgt gerade nach dem Einschalten des Transistors 71 die Spannung V, zwischen der Basiselektrode und der Emitterelektrode des Bipolar-Transistors 45 ca. 1,3 V. Wenn demgemäß der VMOS-Transistor 71 einschaltet, wird die Größe des an der Basis des Transistors 45 liegenden Stromes I, aus der folgenden Gleichung (2) erhalten:

+V -V,

fx\ -r _ be

(2) I = -—

^{bi r}

wobei zur Zeit t, {+V = 2,7 V, V = 1,3 V und r = 0,3 0hm) für diese Größe I, = 4,6 A vorliegt. Der

Strom I, , ist ein kurzzeitiger übersteuerstrom, der bl

auf ca. 3,3 A in einer Zeit t^ (+V = 2,0 V, V_be = 1 V) mit einer Zeitkonstanten V abfällt, die aus der folgenden Gleichung (3) berechenbar ist:

nit C₁ = -Kapazität des Kondensators 93.

Dieses kurzzeitige übersteuern (gesonderter Basisstrom in den Transistor 45 von ca. 1,3 A in diesem Beispiel) bewirkt, daß der Transistor 45 rasch (insbesondere in O,3 us) in einen gesättigten Leitungszustand bei

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Ansteuerung einer (nicht gezeigten) induktiven Last, die in Reihe mit dem Widerstand & zwischen den Anschlüssen 3 und 11 liegt, oder in einen ungesättigten Leitungszustand bei Ansteuerung einer (nicht gezeigten) kapazitiven Last, die z.B. zwischen den Aschlüssen 3 und 7 liegt, einschaltet, was zu einer kürzeren Schaltzeit und zu einer geringeren kurzzeitigen Leistungsaufnahme des Transistors 45 während des Einschaltens führt, als ohne Basis-übersteuern beim Einschalten erhalten werden kann. Wie in diesem Beispiel gezeigt ist, ist in der Zeit t„ die Spannung

V zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterce

elektrode des Transistors 45 auf ca. 25 % ihres Höchstwertes beim Abschalten dieses Transistors abgefallen (z.B. von 400 V auf 100 V). Zur Zeit t₂ wird der

zweite Steuerimpuls oder das Signal V „ positiv und liegt am Steueranschluß 5 zum Einschalten des VMOS-Transistors 47, was wesentlich den Widerstandswert r ._ zwischen dessen Drain-Elektrode D und dessen· Source-Elektrode S verringert (insbesondere von 100 MOhm auf ca. 1 Ohm). Die Ursache, daß der VMOS-Transistor 4 7 einen "Ein-Widerstand" oder Durchlaßwiderstand von 1 Ohm im Vergleich mit 0,3 Ohm für den VMOS-Transistor 71 besitzt, liegt darin, daß der letztere eine VMOS-Vorrichtung viel geringerer Spannung als der erstere ist. Die Größe des an der Basis des Transistors 45 über das Einschalten des Transistors 47 liegenden Basisstromes I, - wird aus der folgenden Gleichung (4) erhalten:

v-v

(4V I = ^{ce be
(} * " ^{b2 r}

wobei für dieses Beispiel zur Zeit t„ die Spannung V etwa 100 V beträgt, und die Spannung V von +1,0 V

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auf ca. +1,5 V stufenweise ansteigt, was für den Strom I, _ zu einer Größe von ca. 9 8,5 Ä gerade nach

Ef2.

dem Einschalten des Transistors 47 führt. Dieser Strom I „ ist ein gesondert großer kurzzeitiger Ubersteuerstrom, der auf NuLl abfällt (tatsächlich negativ wird), wenn der Transistor 45 in die gesättigte Betriebsart eintritt. Es sei darauf hingewiesen, daß zur Zeit t, der Transistor 45 insbesondere in Sättigung leitet. Der gesarate Easisstrom I, beträgt zu jeder gegebenen Zeit:

⁽⁵⁾ ^T = ¹M ^{+ 3}W

wobei, wie für dieses Beispiel gezeigt rat, zur Zeit tj. I_bT = 4,6 A, zur Zeit tj I_fcT = 101,8 A (I^ = 3,3 A, I_b2 = 98,5 A) und zur Zeit t₃ I_b = 3 A (1^₁ = 3,3, Γ, = 0,3) vorliegen. Die Zeitdauer zwischen den Zeiten t„ und t, ist ein Bruchteil einer Mikrosekunde (die Kurven der Fig. 5 sind zu Erläuterungszwecken nicht maßstäblich). In der Praxis kann die Kollektor-Emitter-Spannung V des Transistors 45

Cc

- wenn dieser in Sättigung leitet - insbesondere von 0,2 V bis 1,1 V abhängig von der Größe des Laststromes (die im wesentlichen durch einen Wert von + E und die Lastimpedanz 9 bestimmt ist), betragen. Es hat sich gezeigt, daß die vorliegende Methode eines Dualtriggerns merklich den Schaltverlust(Spitzenwert

- Leistungsaufnahme) des Transistors 45 während des Einschaltens verringert. . - ..

Die obigen Berechnungen beruhen auf der Annahme, daß der Widerstand 49 einen unendlichen Widerstandswert aufweist oder in der Schaltung fehlt. Γη der Praxis hat dieser Widerstand 49 einen niederen Wert von etwa i,o 0hm. Mit 1,0 0hm und einer Basis-Emitter-Spannung V,

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des Transistors 45 in der Zeit von t bis t von .; 1,0 V fließt ein Strom von 1,0 A tatsächlich durch den Widerstand 49 und ein Strom von 2,4 A in die Basis des Transistors 45. Wenn der Transistor 45 einen Strom-Verstärkungsfaktor B mit dem Wert 30 besitzt, dieser Lastwiderstand 9 (R_q) einen Widerstandswert von 6,67 Ohm aufweist und +E eine Spannung von 400 V ist, dann beträgt der durch

gegebene Laststrom I etwa 60 A. Es wird angenommen, daß ein Basisstrom von 2,3 A ausreicht, um den Transistor 45 in Sättigung anzusteuern. Der gesamte Wir- kungsgradη der Schaltung der Fig. 4 beträgt zwischen t_ 4and t.:

/₇v v, ~ Ausgangsleistung

^xn " ~ Eingangsleistung ^{x i u} *

2-Q (8) Ausgangsleistung = +E (I)

{9) Eingangs Ie istung = +E<I_T )+V(I^ ,)+r _ j(I ): +

- . * R49- ^R49^)+Vce

2S . ■'■' ^; . ■■.'.■.■

. wobei I der Kollektorstrom des Transistors 45 ist c

und für dieses Beispiel etwa 59,9 A zwischen den Zeitpunkten t_ und t. beträgt. In diesem Beispiel beträgt entsprechend den Gleichungen (7)_v <8) und {9) zwischen den Zeitpunkten t und t. die Ausgangsleistung etwa 24 kW, und die Eingangsleistung ist etwa gegeben durch £4OO(6O)+2{3_/3)+O,3(3,3)²+l{!)+1,1 59,9)+1)0,1) J, _Was zu einem Wirkungsgrad"^ ^von etwa 99,68 % führt.

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Der Äusschaltzyklus beginnt zur Zeit t., wenn die Spannung V- in der Amplitude'von + 12 V auf O' V übergeht, wodurch der Transistor 71 ausschaltet. Als Ergebnis, fällt der Strom I, auf O A ab', und ■ der Basisstrom muß nunmehr vollständig über den VMOS-Transistor 47 eingespeist werden_r d.h. über "■ ■' den Durchlaßwiderstand von 1,0 Ohm dieses' Transistors 47. Abhängig vom plötzlichen Abfall im Basisstrom kommt der Transistor 45 aus der Sättigung und steigert seine Kollektor-Emitter-Spanhung V auf einen Wert, der aus der folgenden Gleichung (10) berechnet werden kann:

i (r · J+V

wobei in diesem Beispiel zwischen -den Zeitpunkten t₄ ■und tf. die Basis—Emitter-Spannung V^ den Wert IV (vgl. Fig. 5) hat_r B = 30, r .~ — 1 vorliegt und der-Strom I_T einen Wert von etwa 6Ό A besitzt, was zu.

einer Kollektor-Emitter-Spannung V von etwa 3,0 V führt.. Somit arbeitet der Transistor 45 in· einem ungesättigten Zustand zwischen den Zeitpunkten t. und ι,..* was "wesentlich -die Effekte oder Auswirkungen -der Speicherzeit t beim JBeenden des Aus Schaltens dieses -Transistors zur Zeit t verringert. Zur Zeit t,- nimmt der Steuerimpuls V „ einen "niederen" Wert an (er verringert seine Amplitude von insbesondere +12 V auf 0 VJ₇ was den VMOS-Transistor 47 ausschaltet, der die Impedanz zwischen seiner Source- Elektro— de und seiner Drain-Elektrode auf etwa 100 MOhm steigert, wodurch der Strom I auf Null verringert wird. Der Bipolar-Transistor 45 schaltet rasch aus und ist zur Zeit t_ß vollständig abgeschaltet oder nicht leitend. Wie oben erläutert wurde, ermöglicht die vorliegende Methode eines Dual-Triggerns oder -Auslesens ein

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kurzzeitiges oder transientes Übersteuern für ein rasches Einschalten eines Bipolar-Transistors und ein Ausschalten aus einem ungesättigten Zustand dieses Transistors, um diesen rasch auszuschalten. Es sei darauf hingewiesen, daß die kurzzeitigen Vorgänge oder Einschaltstöße in der Basis-Emitter-Spannung V, und- in der Kollektor-Emitter-Spannung V gerade nach dem Zeitpunkt t. und in der Kollektor-Emitter-Spannung V gerade vor dem Zeitpunkt t durch die Zwischenelektraden-Kapazität der VMOS-Vorrichtungen und die.Verzögerungszeit um die Mitkopplungsschleife verursacht werden.

Die vorliegende Methode eines Dual-Triggerns kann zum Ansteuern von Bipolar-Transistoren 105, 107 verwendet werden, die in einer Darlington-Anordnung verbun-' den sind, wie dies in Fig. 6 gezeigt ist. Widerstände 109 und 111 mit geringem Wert liegen zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors bzw* 111, um dessen Ausschalten mit einer Null-Vorspannung an deren jeweiligen Basiselektroden zu gewährleisten. Dieses dritte Ausführungsbeispiel der Erfindung erlaubt die Erzielung höherer Ausgangsstrompegel im Vergleich mit der Schaltung der Fig. In übriger Hinsicht ist der Betrieb der Schaltung der Fig. 6 im wesentlichen der gleiche, wie dies· für die Schaltung der Fig. 4 erläutert wurde.

In Fig. 7 ist ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt. Das in Blockform in den Fig. 4 und 6 dargestellte Steuer- oder Regelglied 97 ist in Einzelheiten in der Fig. 7 angegeben. Eine Logik-Pegel-Betriebsspannung von z.B. +12 V liegt an einem Betriebsspannungsanschluß 113 des Steuergliedes Der Einschaltzyklus für den Transistor 45 wird eingeleitet, indem ein Eingangssignal eines "hohen"

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oder positiven Pegels an den Eingangsanschluß 99 gelegt wird. Abhängig von diesem "!ionen" Eingangssignal ändert ein Hysteresis-Inverter 115 den Pegel am Punkt A, von einem: "hohen" (ca. + 12V). Pegel auf einen "niederen" (O V)r Pegel. Bin Inverter 117 spricht auf diese Pegeländerung im.Punkt ä an, indem sich der Pegel der Spannung v_. am Anschluß

fell

101 von einem "niederen" auf einen "hohen" Wert ändert, um den Transistor Ti einzusehalten.(Es sei zu Erläuterungszwecken darauf hingewiesen, iaß + 12V und +· 2,5 V vorteilhafte Werte für die Betriebsspannungen sind). Da,, wie oben erläutert wurde, der Transistor 71 einschaltet, ist ein Basisstrom I in die Basis des Transistors, 45 eingespeist, um diesen in den leitenden Zustand einzuschalten.

Eine Diode 119, ein Kondensator 121 und Widerstände 123 und 125 bilden zusammen eine Einrichtung zum anfänglichen Einschalten des Transistors 71 auf einen Zustand.hoher Leitfähigkeit zum übersteuern des Transistors 45 mit einem großen Wert des Basisstromes I. . und zum anschließenden Verringern der Leitfähigkeit des Transistors 71, um die Größe des

Basisstromes I, , kurz nach dem Einschalten des Tranbl

sistors 45 auf einen "sicheren Pegel" zu verringern.

D.h. , wenn das Eingangssignal "niedrig¹¹ ist, arbeitet der Inverter 115, um den Pegel am Punkt A in diesem Beispiel auf ca. +12 V anzuheben, was den Kondensator 121 über den Widerstand 123 auf einen ' Pegel auflädt, bei dem die Spannung am Kondensator 121 ca. +12 V beträgt. Wenn das Eingangssignal einen "hohen" Wert .annimmt, arbeitet der Inverter 115, um den Spannungspegel am Punkt A niedrig zu machen, wodurch, wie oben erläutert wurde, der Inverter 117 anspricht, indem der. Spannungspegel am Anschluß 10 von 0 V auf ca. +12 V verändert wird.. Danach beginnt

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der Kondensator 121, einen Strom über den Widerstand. 123 zum Punkt A zu entladen. Wenn sieh der Kondensa-. tor 121 entlädt, fällt die dort anliegende Spannung

■ exponentiell gegen OV ab, wodurch die Diode ll-9^; graduell vorwärts oder in. Durchlaßrichtung vörge-spannt wird, was einen Strom vom.Anschluß 113 über die Reihenschaltung der Widerstände 125 und 123 und die Diode 113. zum Anschluß-A fließen läßt. In einer primär durch die Werte des Kondensators 121 und des Widerstandes 123 und sekundär durch den Wert des . Widerstandes. 125 bestimmten Zeitdauer fällt die Spannung am Anschluß 101 exponentiell von +12. V auf einen· niedereren. Pegel ab, der im wesentlichen durch das Verhältnis des Wertes des.. Widerstandes 123 zuzüglieh des Durchlaßwiderstandes der Diode 119 zur Summe der Werte der "Widerstände 125 und 123 zuzüglich des Purchlaßwiderstandes, der-Diode 119 bestimmt ist. Bei diesem Gleichgewichtspunkt hört der Kondensator .'... IM mit dem Entladen auf und weist eine daran liegende Spannung von etwa einem Diodenabfall (0,7 V) weniger als die zuletzt amAnschluß 1Ό1 vexringerte Spannung auf. Wenn die Spannung am Anschluß 101 so von +12 V auf die niederere Gleichgewiehtsspannung abfällt., ändert sich der Transistor 71 von einem Zustand hoher Leitfähigkeit in einen Zustand niedererer Leitfähigkeit {je geringer der Leitfähigkeitszustand ist, desto höher 1st der Wert von r -.):, was die Größe

s71

des Basisstromes X,, auf einen "sicheren Pegel" ab^ fallen.läßt, wie dies oben erläutert wurde.

Eine kurze Zeit, nachdem die Spannung V_r am Anschluß 101 einen "hohen" Wert angenommen hat, spricht die Reihenverbindung der Inverter 127, 129 und 131 auf die "niedrig" werdende Spannung am Punkt A an, indem "■35 ein "hoher" Pegel für die Spannung V„„ am Anschluß

Q30QA9/0795 BAD ORIGINAL

so

erzeugt wird. Wie oben anhand des Betriebes, der: Fig.. erläutert wurde, wird die Spannung V insbesondereca-. 0,3 us nach der Spannung V hoch, was alternativ die Zeit ist, die benotigt wird, damit die .Kol.lektqr-Emitter-SpannungV des Transistors 45 .auf ca.. 25 % ihres Höchstwertes abfällt. Diese Verzögerungszeit = wird durch die Verzögerung von drei Invertern (,127.,.-■■ 129, 131) id V^ -Kanal gegen die Verzogerung.ein.es Inverters (17) im V-, -Kanal und durch eine geeignete.

Wahl der Werte für einen Kiderstand 133 und einen Kondensator 135, die einen ersten Zeitsteuer-Inte- ■ , grlerer bilden, und für einen Widerstand 137; und . . ■ einen Kondensator 139, die einen zweiten Zeitsteuer-Integrierer bilden,; erzeugt. Der ISert der Spansrnng V_r„ wird im. "hohen" Zustand, d.h. , wenn die Äusgjangrs;-spannung vom Inverter 131 "hoch" ist_r durch das Ver-· hältnis des Widerstandes 143 zur Summe.· der. "Widerstände 141 und 143. bestimmt- In: diesem Beispiel wird, die ■ Spannung V_._ '!hoch" erhalten aus der folgenden chung (ill :■

til) V -hoch" = +12 L· ί~ f Volt

^a2 P^R143 ^{+ R}141 J

Um den, Bipolar-Transistor. 45 vor einer übermäßige.n Leistungsaufnahme aufgrund von Störungen zu schützen:, wie z.B. vor einen Teilkurzschluß an der I,ast 9,. ist beispielsweise eine Störungsschutzeinheit aus einem einen reflektierten Laststrom überwachenden Überwachungsglied 145 und einem unabhängigen Auslöseglied 14.7 vorgesehen. Das überwachumgsglied 145 umfaßt einen Überwachungswiderstand 149_Γ ein Zeitsteueroder Integrierglied aus- einem Widerstand 151 und einem Kondensator 153:, einen Transistor 155 und einen Kollektorwiderstand 157". Wenn - nachdem die

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^N BAD ORIGINAL

Spannungen V_ - und V beide ^lrhoch" wurden, um den

Gl G/

Transistor 71 bzw.- 4 7 einzuschalten und den Bipolar-Transistor 45 in Sättigung zu bringen, wie dies oben erläutert wurde - eine Störung auftritt und einen 5- übermaßigen Strom, in den Kollektor des Transistors 45 fließen laßt, so wächst dessen Kollektor-Emitter-Spannung an, "wenn"dieser Transistor beginnt_r aus der Sättigung zu gelangen. !Tie erhöhte Kollektor-Emitter-Spannung V läßt ihrerseits einen zusätzlichen Strom-IQ durch den Ein-^ ode ir Durchlaßwiderstand r ._ (insbesondere 1 Ohm) des VMOS-Transistors 47 und den Fühleroder überwachungswiderstand 149 in die Basis des Transistors 45 fließen. Wie oben erläutert wurde, verbessert dieser gesonderte Basisstrom über die Mitkopplung vom VMOS-Transistor 47 die Überstrom-Leistungsfähigkeit oder -Belastbarkeit des Transistors 45. Zusätzlich "reflektiert" dieser Rückkopplungsstrom zur Basis Änderungen im Laststrom, was den Pegel des Spannungsabfalles am Überwachungswiderstand 149 sich direkt proportional ändern läßt. Wenn der Rückkopplungs-Easisstrom I, „ die Spannung am Widerstand 149 ca. 0,7 V (eine Basis-Emitter-Spannung V, des Transistors 155) für eine kurze, durch die Werte des Widerstandes 151 und des Kondensators 153 eingestellte Zeitdauer überschreiten läßt, nach der der Zeitsteuer-Kondensator 153 sich auf einen Pegel auflädt, bei dem 1 V, Volt

be

oder mehr an ihm liegen, wird der Transistor 155 abhängig hiervon eingeschaltet. Wenn der Transistor 155 so einschaltet, nimmt die Spannung an dessen Kollektorelektrode im wesentlichen von +12 V gegen ca. +1 V (Spannung am Widerstand 49) ab, wobei ein Flip-Flop (aus Hysteresis-Invertern 159, 161, Widerständen 163, 165 und einem Kondensator 167) des Auslösegliedes 147 getriggert wird. Ein derartiges Triggern dieses Flip-Flops läßt den Pegel am Punkt B sich von "niedrig"

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nach "hoch" ändern. Inverter 169 und 171 des Auslösegliedes 147 sprechen auf die Änderung im Pegel am Punkt B auf einen "hohen" Wert an und wirken, um eine "niedere" oder Null-Spannung an den Anschluß 1Ö1 bzw. 103 zu legen. Abhängig von diesen "niederen" Signalen an den Anschlüssen 101 und 103 schaltet der Transistor 71 bzw. 47 aus, was die Größe des Basisstromes auf Null verringert, wodurch wiederum der Transistor 45 ausschaltet. Auf diese Weise ist der Transistor 45 vor einer Über-Verlustleistung und möglichen Beschädigung geschützt. Ggf. könnte z.B. der Pegel der Spannung am Punkt B durch ein System-Steuerglied oder -Regelglied (nicht gezeigt) für einen Störungszustand überwacht werden, um vollständig bei Auftreten einer Störung in dem System abzuschalten, in dem die Schaltung der Fig. 7 arbeitet.

Der Ausgangstransistor 45 wird weiterhin durch Strombegrenzen geschützt. Ein derartiges Strombegrenzen wird erzielt, indem die Werte der Widerstände 141 und 143 gewählt werden, um einen "hohen" Pegel für die Spannung V_p_ zu erhalten, die den VMOS-Transistor 47 als Stromquelle für eine gewünschte Große des Basisstromes I, _ wirken läßt. Diese Größe ist etwas größer als die für das Auslösen des Laststrom-Überwachungsgliedes 145 erforderliche Größe und begrenzt den

Strom I,_ auf eine Größe zum Betreiben des Transistors b2

45 bei sicheren Pegeln unterhalb dessen Nenn-Leistungsaufnahme oder -Verlustleistung.

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Claims (1)

1. Έ 1326-D

   Patentansprüche

   /l. Schaltvorrichtung, mit

   - einem Leistungsanschluß zum Anlegen einer ersten Betriebsspannung,

   - einer Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung mit einer mit dem Leistungsanschluß verbundenen Kollektorelektrode, einer Emitterelektrode zum Anlegen einer Bezugspotentialquelle und einer Basiselektrode zum Einspeisen eines Steuerstromes, und

   "-...- - einem ersten Anschluß zum Einspeisen eines ersten Steuersignales,

   gekennzeichnet durch

   - eine programmierbare Stromversorgungseinrichtung (71) zwischen dem ersten Anschluß (75) und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45), die auf das erste Steuersignal mit einem ersten Spannungspegel anspricht.

   2. Schaltvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet ,

   - daß die Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45)

   auf das erste Steuersignal mit dem ersten Spannungspegel anspricht, indem sequentiell

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   - (1) anfänglich ein Strom ausreichender Größe in die Basiselektrode eingespeist und die Transistoreinrichtung (45) wenigstens in einen ungesättigten Leitungszustand eingeschaltet wird,

   - (2) eine vorbestimmte Zeit danach die Größe des in die Basiselektrode gespeisten Stromes erhöht wird, um die Transistoreinrichtung (45) weiter zur Sättigung anzusteuern, abhängig von den Eigenschaften einer durch die Schaltvorrichtung angesteuerten Last (9), damit die Leistungsaufnahme der Transistoreinrichtung (45) möglichst klein gemacht wird, wonach die Stromversorgungseinrichtung (71) auf das erste Steuersignal mit einem zweiten Pegel einer Spannung anspricht,

   - (3) um die Größe des in die Basiselektrode gespeisten Stromes um einen ausreichenden Betrag zu verringern, damit sichergestellt ist, daß die Transistoreinrichtung (45) in einen ungesättigten Leitungszustand gebracht ist, und

   - (4) eine vorbestimmte Zeitdauer danach die Größe des in die Basiselektrode eingespeisten Stromes im wesentlichen auf Null verringert wird, damit die Transistoreinrichtung (45) ausschaltet.

   3. Schaltvorrichtung nach Anspruch 2,

   dadurch gekennzeichnet, - daß die programmierbare Stromversorgungseinrichtung (47, 71) aufweist;

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   - eine erste Stromversorgungseinrichtung (71) zwischen dem ersten Anschluß (75) und der Basiselektrode, die auf den Pegel des Steuersignales anspricht, das bei seinem ersten Spannungspegel ist, um einen ersten Strom in die Basiselektrode zur Erfüllung des Schrittes (1) der programmierbaren Stromversorgungseinrichtung (47/ 71) einzuspeisen und

   - eine zweite Stromversorgungseinrichtung (47) zwischen dem ersten Anschluß und der Basiselektrode, die auf den Pegel des sich auf seinem ersten Pegel befindenden Steuersignales eine vorbestimmte Zeit nach dem Ansprechen der ersten Stromversorgungseinrichtung (71) auf das Steuersignal anspricht, um einen zweiten Strom in die Basiselektrode gemeinsam mit dem ersten Strom zur Erfüllung des Schrittes (2) der programmierbaren Stromversorgungseinrichtung (47, 71) einzuspeisen,

   - daß die erste Stromversorgungseinrichtung (71) auf den Pegel des ersten Steuersignales anspricht, der von seinem ersten Spannungspegel auf seinen zweiten Spannungspegel übergeht, um im wesentlichen die Größe des ersten Stromes auf Null zu verringern, damit der Schritt (3) der programmierbaren Stromversorgungseinrichtung (47, 71) erfüllt ist, und

   - daß die zweite Stromversorgungseinrichtung (47) auf diese Pegeländerung des ersten Steuersignales eine vorbestimmte Zeit nach der ersten Stromversorgungseinrichtung (71) anspricht, um im wesentlichen die Größe des zweiten Stromes auf Null zu verringern, damit der. Schritt (4) der programmierbaren Stromversorgungseinrichtung (.47, 71) erfüllt ist. 030049/0795

   4. Schaltvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,

   - daß die erste Stromversorgungseinrichtung (71) aufweist:

   - einen zweiten Anschluß (73) zum Anlegen einer zweiten Betriebsspannung,

   - eine erste Stromsteuereinrichtung (71) mit einem Hauptstromweg zwischen dem zweiten Anschluß (73) und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) und einer Steuerelektrode zum Einspeisen eines zweiten Steuersignales, und

   - eine erste Logikeinrichtung (97) zwischen dem ersten Anschluß (75) und der Steuerelektrode der ersten Stromsteuereinrichtung (71), wobei die erste Logikeinrichtung (97) auf das erste Steuersignal mit seinem ersten Spannungspegel anspricht, um ein zweites Steuersignal bei einem ersten Spannungspegel zu erzeugen, wobei die erste Stromsteuereinrichtung (71) auf das letztere Signal anspricht,- indem im wesentlichen die Impedanz seines Hauptstromweges verringert wird, um den ersten Strom in die Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrlchtung (45) einzuspeisen, wobei die erste Logikeinrichtung (97) auf den Spannungspegel des sich auf seinen zweiten Pegel ändernden ersten Steuersignales anspricht, um den Pegel des zweiten Steuersignales auf einen zweiten Spannungspegel zu ändern, und wobei die erste

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   Stromsteuereinrichtung (71) auf diese letztere Pegeländerung anspricht, indem in wesentlichen die Impedanz ihres Hauptstromweges erhöht wird, wodurch sich die -Größe des ersten Stromes im wesentlichen auf Null verringert ·

   -5 '--.-.-'■■'■-■■■'.■-

   5. Schaltvorrichtung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e η η ζ e i c h η e t , — daß die erste Logikeinrichtung (.97) außerdem aufweist:

   - eine Einrichtung (119,121,123,125) zum automatischen Verringern des Pegels der Spannung des zweiten Steuersignals von seinem ersten Pegel auf einen dritten Pegel zwischen seinem ersten und seinen zweiten Pegel eine vorbestimmte Zeitdauer nach dem Verändern des Spannungspegels des ersten Steuersignals von seinem zweiten Pegel auf seinen

   ersten Pegel,
   - wobei die Stromsteuereinrichtung (71) anspricht auf den ersten Spannüngspegel des zweiten Steuersignals, um den ersten Strom bei einer Größe zum Übersteuern der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) einzuspeisen, und auf den dritten Spannungspegel des zweiten Steuersignales , um den ersten Strom bei einer Größe zum Beibehalten der Bipolar-Schalteinrichtung (45) in wenigstens einem ungesättigten Leitungszustand einzuspeisen, wodurch ein schnelles Einschalten des letzteren bewirkt wird.

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   3511282

   6· Schaltvorrichtung nach Anspruch 5,

   dadurch gekennzeichnet, ~ daß die erste Logikeinrichtung (97) aufweist: -einen Inverter (117) mit einem an den ersten Anschluß gekoppelten Eingangsanschluß und einem mit der Steuerelektrode der ersten Stromsteuereinrichtung (71) verbundenen Ausgangsanschluß,

   - einen dritten und vierten Anschluß (99, 7) zum Anlegen einer dritten Betriebsspannung bzw. einer Bezugspotentialquelle,

   - einen ersten Widerstand (123) zwischen dem dritten Anschluß (99) und dem Ausgangsanschluß des Inverters (117),

   -eine Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) _r von der ein Ende an den Ausgangsanschluß des Inverters (117) angeschlossen ist,

   - eine Speichereinrichtung (121) für elektrische Ladung zwischen dem anderen Ende der Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) und dem vierten Anschluß (7), wobei die Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) gepolt ist, um einen Stromfluß zwischen der Speichereinrichtung (121) und der gemeinsamen Verbindung des ersten Widerstandes (12 5), der Steuerelektrode der Stromsteuereinrichtung (71) und dem Ausgangsanschluß des Inverters (117) zu sperren, und

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   - einen zweiten Widerstand (123) zwischen dem Eingangsanschluß des Inverters (117) und der gemeinsamen Verbindung zwischen der Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) und der Speichereinrichtung (121) ,und - daß die Einrichtung zum automatischen Verringern des SpannungspegeIs des zweiten Steuersignales den ersten und den zweiten Widerstand (125, 123), die Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) und die Speichereinrichtung (121) aufweist, wodurch - wenn das erste Steuersignal auf seinem zweiten Spannungspegel ist die Speichereinrichtung (121) Ladung über den Stromfluß in einer Richtung zwischen dem Eingangsanschluß des Inverters (117) und dem vierten Anschluß (7) über einen Stromweg einschließlich des zweiten Widerstandes (123) und der Speichereinrichtung (Γ21) aufnimmt ,wobei die Ladezeit von ausreichender Zeitdauer ist, damit die Spannung an der Speichereinrichtung (121) sich im wesentlichen dem Pegel der dritten Betriebsspannung nähert, wobei danach - wenn sich der Pegel des ersten Steuersignals von seinem zweiten auf seinen ersten Pegel verändert - anfänglich die Spannung an der Speichereinrichtung (121) im wesentlichen die Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) rückwärts vorspannt, wodurch sich der erste Pegel des zweiten Steuersignales im wesentlichen dem Pegel der dritten Betriebsspannung nähert, wobei sich eine relativ kurze Zeitdauer danach die Speichereinrich-

   Q300 49/0795

   tung (121) über einen Stromfluß in der entgegensetzten Richtung durch den zweiten Widerstand (123) zu entladen beginnt, wodurch die Spannung an der Ladungs-Speichereinrichtung (121) exponentiell abnimmt, die. Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, ihrerseits einen Stromfluß in der entgegengesetzten Richtung durch den Stromweg einschließlich des ersten und des zweiten Widerstandes (125, 123) und der Strom-Gleichrichtereinrichtung

   (119) bewirkt , und sich der Pegel des zweiten Steuersignals auf seinen im wesentlichen durch die Relativwerte des Widerstandswertes des ersten und des zweiten Widerstandes (125, 123) bestimmten zweiten Pegel verringert, wobei diese Widerstände (125, 123) eine Spannungsteilerschaltung dann bildai , wenn die Strom-Gleichrichtereinrichtung (119) in Durchlaßrichtung vorgespannt ist.

   7. Schaltvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

   -daß die Stromsteuereinrichtung einen Vertikal-Metall-Oxid-Halbleiter-Schalter (71) mit einer mit dem zweiten Anschluß verbundenen Drain-Elektrode, einer mit der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) verbundenen Source-Elektrode und einer als deren Steuerelektrode dienenden Gate-Elektrode aufweist, wo-

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   bei dessen Hauptstromweg die Drain- und die Source-'. Elektrode umfaßt.

   8, Schaltvorrichtung nach Anspruch 3, d a du r c h gekennzeichnet, -daß die zweite Stromversorgungseinrichtung aufweist: -eine Stromsteüereinrichtung (47) mit einem Hauptstromweg zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) und einer Steuerelektrode zum Einspeisen eines zweiten Steuersignales, und

   -eine Logikeinrichtüng (97) zwischen dem ersten Anschluß und der Steuerelektrode der Stromsteuereinrichtung (47), wobei die Logikeinrichtüng (97) auf das erste sich von seinem zweiten auf seinen ersten Spannurigspegel ändernde Steuersignal anspricht, um das zweite Steuersignal bei einem ersten Spannungspegel zu einer vorbestimmten Zeit nach dem Ansprechen der ersten Stromversorgungseinrichtung (71) auf diese Pegeländerung des ersten Steuersignals zu erzeugen, um den zweiten Strom in die Basis der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) einzuspeisen, wobei die Stromsteuereinrichtung auf das zweite Steuersignal bei seinem ersten Spannungspegel anspricht, um wesentlich die Impedanz seines Hauptstromweges zu verringern, damit dadurch einerseits (1) der zweite Strom durch den Hauptstrom-

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   weg gleichzeitig in die Basiselektrode mit dem ersten Strom fließen kann und andererseits (2) ein Mitkopplungsweg für den Strom zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode aufgebaut wird, wobei die Logikeinrichtung (97) danach auf den Spannungspegel des sich auf seinen zweiten Pegel ändernden ersten Steuersignales anspricht, um den Pegel des zweiten Steuersignales auf einen zweiten Spannungspegel· zu einer vorbestimmten Zeit nach der Verringerung der Größe des ersten Stromes durch die erste Stromversorgungseinrichtung auf Null zu ändern, und wobei die Stromsteuereinrichtung (47) auf die Pegeländerung des zweiten Steuersignales anspricht, um die Impedanz ihres Hauptstromweges wesentlich zu steigern, wodurch die Größe des zweiten Stromes im wesentlichen auf Null verringert wird.

   9. Schaltvorrichtung nach Anspruch g , dadurch gekennzeichnet, -daß die Logikeinrichtung (97) aufweist:

   -einen ersten bis dritten Inverter (127, 129, 131) in Reihe zwischen dem ersten Anschluß (99) und der Steuerelektrode (103) der Stromsteuereinrichtung (47), wobei jeder der Inverter (127, 129, 131) einen Eingangs- und einen Ausgangsanschluß aufweist und der Eingangsanschluß des ersten Inverters (127) an den ersten Anschluß (99) und der Ausgangsanschluß des

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   dritten Inverters (131) an die Steuerelektrode (103) angeschlossen sind, und

   - ein erstes und ein zweites Integrierglied (133, 135; 137, 139) , die einzeln an die Eingangsanschlüsse des zweiten, bzw. des dritten Inverters (129, 131) angeschlossen sind, um für eine vorbestimmte Zeit das Ansprechen des ersten bis dritten, in Reihe verbundenen Inverters (127, 129, 131) auf Änderungen im Pegel des ersten Steuersignales zu verzögern, so daß dadurch im wesentlichen die Zeitsteuerung zwischen dem Betrieb der ersten und der zweiten Stromeinspeisung abhängig von Änderungen im Pegel des ersten Steuersignales bewirkt wird.

   1Oi Schaltvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet ,

   - daß die Stromsteuereinrichtung (47) aus einem Vertikal-Metall-Oxid-Halbleiter-Schalter besteht.

   "1.1." Schaltvorrichtung nach Anspruch 9 , dadurch gekennzeichnet, -daß das erste und das zweite Integrierglied (133,135/137, 139) aufweisen:

   - einen zweiten und einen dritten Anschluß zum Anlegen einer dritten Betriebsspannung bzw. einer Bezugspotentialquelle,

   -daß das erste Integrierglied (133,135} aus einem ersten Widerstand (133) zwischen den zweiten Anschluß (ί13) und

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   dem Eingangsanschluß des zweiten Inverters (129) sowie aus einem ersten Kondensator (135) zwischen dem letzteren und dem dritten Anschluß (7) besteht, und -daß das zweite Integrierglied .(137,159) aus einem zweiten Widerstand (137) zwischen dem zweiten Anschluß (113) und dem Eingangsanschluß des dritten Inverters (131) sowie aus einem zweiten Kondensator (139) zwischen dem letzteren und dem dritten Anschluß (7) besteht.

   12. Schaltvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, -daß die zweite Stromversorgungseinrichtung aufweist: eine zweite Stromsteuereinrichtung (47) mit einem Hauptstromweg zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) und einer Steuerelektrode zum Anlegen eines dritten Steuersignales, und

   - eine zweite Logikeinrichtung (97) zwischen dem ersten Anschluß (99) und der Steuerelektrode der zweiten Stromsteuereinrichtung (47) , wobei die zv/eite Logikeinrichtung (97) auf den Spannungspegel des sich von seinem zweiten auf seinen ersten Pegel verändernden ersten Steuersignales anspricht, um den Spannungspegel eines dritten Steuersignales von einem zweiten auf einen ersten Pegel zu einer vorbestimmten Zeit nach der Änderung des Spannungspegels des zweiten Steuersignals von seinem zweiten

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   auf seinen ersten Pegel zu erzeugen und zu ändern, wobei die zweite Stromsteuereinrxchtung (47) auf die Pegeländerung des dritten Steuersignales auf seinei ersten Pegel durch wesentliches Verringern der Impedanz ihres Hauptstromweges anspricht, damit der zweite Strom vom Leistungsanschluß in die Basiselektrode fließen kann, wobei deren Hauptstromweg auch zu dieser Zeit eine Mitkopplung zwischen der Kollektoründ der Basiselektrode erzeugt, wobei danach die zweite Logikeinrichtung (97) auf den Pegel des sich auf seinen zweiten Pegel ändernden ersten Steuersignales anspricht, um den Pegel des dritten Steuersignales zurück zu seinem zweiten.Pegel zu einer vorbestimmten Zeit nach der Änderung des Pegels des zweiten Steuersignales zurück zu seinem zweiten Pegel durch die erste Logikeinrichtung (97) zu ändern, und wobei die zweite Stromsteuereinriehtung (47) auf die letztere Pegeländerung des dritten Steuersignales durch wesentliches Erhöhen der Impedanz ihres Hauptstromweges anspricht, um dadurch wesentlich die Größe des zweiten Stromes auf Null zu verringern, wodurch die Bipolar-Transistor-Schalteinrichtung (45) ausschaltet.

   13. Schaltvorrichtung nach Anspruch 12, da d u r eh gekennzeichnet,

   -daß die zweite Stromsteuereinrichtung (47) aus einem Vertikal-MetaJl-Oxid-Halbleiter-Schalter mit einer

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   Gate-Elektrode für die Steuerelektrode, einer an die Kollektorelektrode angeschlossenen Drain-Elektrode und einer an die Basiselektrode angeschlossenen Source-Elektrode besteht, dessen Hauptstromweg zwischen und einschließlich der Drain- und der Source-Elektrode verläuft.

   14. Schaltvorrichtung nach Anspruch 1,2,8 oder 12, dadurch gekennzeichnet,

   - daß die Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) aufweist:

   _ einen Bipolar-Transistor (45) mit der Kollektorelektro de, der Emitterelektrode und der Basiselektrode, und _ einen relativ niederwertigen Widerstand (49), der an der Basis- und der Emitterelektrode liegt.

   15. Schaltvorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,

   - daß die Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) weiterhin eine antiparallel zwischen der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode liegende Diode (79) aufweist, um einen zweiseitigen Stromfluß zu bewirken.

   16. Schaltvorrichtung nach Anspruch I² ,

   gekennzeichnet durch, -eine Stromfühlereinrichtung (145) zwischen dem Haupt-

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   stromweg der zweiten Strumsteuereinrichtung (47) und der Basiselektrode der Bipolar-Transistor-Schalteinrichtung (45) ,um - wann immer die zweite Stromsteuereinrichtung (47) eingeschaltet ist - eine Uberwachungsspannung mit einer der Größe des durch den Kollektor-Emitter -Elektroden-Stromweg der Bipolar-Transistor-Schalteinrichtung (45) analogen Amplitude zu erzeugen, und
   - eine an der Stromfühlereinrichtung (145) liegende dritte Logikeinrichtung (147) , die auf die eine vorbestimmte Amplitude überschreitende Überwachungsspannung anspricht, um unabhängig an die Steuerelektroden der ersten und der zweiten Stromsteuereinrichtung (71, 47) eine erste bzw: zweite Ausschaltspannung einer ausreichenden Amplitude und geeigneten Polarität zum Ausschalten der ersten und der zweiten Stromsteuereinr^-chtung (71, 47), wenn leitend, unabhängig vom Pegel des zweiten und des dritten Steuersignales zu legen, um dadurch die Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) auszuschalten, wobei die dritte Logikeinrichtung (147) danach auf die sich unter die vorbestimmte Amplitude verringernde Überwachungsspannung anspricht, um die Ausschaltspannungen von den Steuerelektroden der ersten und der zweiten Steuereinrichtung zu entfernen.

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   17. Schaltvorrichtung nach Anspruch 16,

   dadurch gekennzeichnet, - daß die Stromfühlereinrichtung (145) weiterhin eine Verzögerungseinrichtung (1 49 ,153") aufweist, uni für eine vor· bestimmte Zeit die Einspeisung von Amplitudenänderungen der Uberwachungsspannung in die dritte Logikeinrichtung (147) zu verzögern, wodurch gewährleistet ist, daß relativ kurzzeitige positive Vorgänge br.w. Einschaltstößc in der Größe des durch die Stromfühlereinrichtung (145) fließenden Stromes, die die Uberwachungsspannung die vorbestimmte Amplitude für die kurzzeitige Periode überschreiten lassen, nicht durch die dritte Logik einrichtung (147) beantwortet werden, wodurch deren fehlerhaftes Triggern durch derartige kurz zeitige

   Vorgänge verhindert wird, die für den Betrieb der'

   Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) nicht schädlich sind.

   IR Schaltvorrichtung nach Anspruch 16 oder 17 , dadurch gekennzeichnet, -daß die dritte Logikeinrichtung (147) aufweist: -eine Spannungspegel-Detektoreinrichtung (155) mit einer die uberwachungsspannung aufnehmenden Steuer elektrode und einem Ausgangsanschluß, die auf die Uberwachungsspannung anspricht, die die vorbe stimmte Amplitude überschreitet, um den Spannungspegel an ihrem Ausgang von einem ersten auf einen

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   zweiten Pegel zu ändern, und die danach auf die Amplitude der sich unter die vorbestimmte Amplitude verringernden Überwachungsspannung anspricht, um den Spannungspegel an ihrem Ausgangsanschluß zurück auf den zweiten Pegel zu ändern,

   - einen monostabilen Multivibrator (163,165} mit einem

   an den Ausgangsanschluß der Spannungspegel-Detektoreinrichtung (155) angeschlossenen Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, der auf die Ausgangsspannung der sich .10 auf ihren zweiten Pegel ändernden Spannungspegel-Detektoreinrichtung (155)anspricht, um ein Hochpegel-Signal an seinem Ausgangsanschluß zu erzeugen, und . der danach auf die Ausgangsspannung von der sich zurück auf ihren ersten Pegel ändernden Spannungspegel-Detektoreinrichtung (155) anspricht, üc an seinem Äusgangsansehluß ein Niederpegel-Signal zu erzeugen und

   - eine erste und eine zweite Invertereinrichtung (169, 171), deren jede einen mit dem Ausgangsanschluß der Analog-Schalteinrichtung zusammengeschalteten Eingangsanschluß und einen an die Steuerelektroden der ersten bzw. der zweiten Stromsteuereinrichtung (71, 47) angeschlossenen Ausgangsanschluß aufweist, wobei die erste und die zweite Invertereinrichtung (169, 171) ansprechen einerseits (1) auf ein Hochpegel-Ausgangs-.25 signal vom monostabilen Multivibrator (163, 165), um an ihren Ausgangsanschlüssen die erste bzw. zweite

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   Ausschaltspannung zu erzeugen, und andererseits (2) danach auf ein Niederpegel-Ausgangssignal vom monostabilen Multivibrator(163,165), um die erste bzw. zweite Ausschaltspannung von deren Ausgangsanschlüssen zu entfernen.

   19. Schaltvorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,

   - daß die Stromfühlereinrichtung (145) einen Widerstand (149) eines relativ kleinen Wertes zwischen dem Hauptstromweg der zweiten Stromsteuereinrichtung (47) und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) aufweist, wobei die überwachungsspannung am Widerstand (149) entwickelbar ist.

   20. Schaltvorrichtung nach Anspruch 17, dadurch geke η η zeichnet,

   -daß die Verzögerungseinrichtung (149,153) aufweist:

   - einen ersten Widerstand (149) eines relativ kleinen

   Widerstandswertes zwischen dem Hauptstromweg der zweiten Stromsteuereinrichtung (47) und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45),

   - einen zweiten Widerstand (151) , von dem ein Ende an die Zusammenschaltung zwischen dem ersten Widerstand

   (149) und dem Hauptstromweg der zweiten Stromsteuereinrichtung (47) angeschlossen ist, und

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   -einen Kondensator (153) zwischen dem anderen Ende des zweiten Widerstandes (151) und der Basiselektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45), wodurch die am ersten Widerstand (149) entwickelte Spannung durch den zweiten Widerstand (151) und den Kondensator (153) gemeinsam integriert wird, wobei die Überwachungsspannung am Kondensator (153) in exponentiell ansteigender oder abfallender Weise entwickelt wird, um Änderungen in der Amplitude der am ersten Widerstand (149) entwickelten Spannung zu erhöhen oder zu verringern ,und wobei die vorbestimmte Verzögerungszeit im wesentlichen durch das Produkt der Werte des zweiten Widerstandes (151) und des Kondensators (153) bestimmt ist.

   21 Schaltvorrichtung nach Anspruch X oder 2 oder 8 oder 12, gekennzeichnet durch, - eine weitere Schalt-Transistoreinrichtung (72) mit einem Hauptstromweg zwischen der Basis- und der Emitterelektrode der Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) , wobei die weitere Schalt-Transistoreinrichtung (72) wahlweise in einen leitenden Zustand zum Verringern der Impedanz ihres Hauptstromweges von einem relativ hohen Wert auf einen relativ niederen Wert gerade vor der Verringerung der Größe des Basisstromes zur Bipolar-Schalt-Transistoreinrichtung (45) auf Null betreibbar ist, um dadurch das Ausschalten dieses Transistors mit einer Null-Vorspannung an seiner

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   Basiselektrode zu gewährleisten, und wobei die weitere Schalt-Transistoreinrichtung (72) in einem nicht leitenden Zustand betreibbar ist, um die Impedanz ihres Hauptstromweges bei einem relativ hohen Wert während einer wesentlichen Zeitdauer der Zeit zu halten, in der die Bipolar-Transistoreinrichtung (45) eingeschaltet ist.

   22. Verfahren zum Betrieb eines Bipolar-Leistungstransistor-Schalters mit einer eine Betriebsspannung aufnehmenden Kollektorelektrode, einer Basiselektrode zum Einspeisen eines Steuersignales und einer Emitterelektrode zum Anlegen einer Bezugspotentialquelle, bei dem - unter anderen Anforderungen - Zwischenelektrodenkapäzitäten des Transistors beim Beginn . eines gegebenen Einschaltzyklus vor dem Einschalten des Transistors aufgeladen und am Beginn eines gegebenen Ausschaltzyklus vor dem Ausschalten des Transistors entladen werden sollen.

   gekennzeichnet durch

   - Einspeisen eines Stromes einer vorbestimmten Größe in die Basiselektrode, um den Einschaltzyklus einzuleiten und den Transistor (45) in wenigstens einen ungesättigten Leitungszustand einzuschalten, - Erhöhen der Größe des in die Basiselektrode gespeisten Stromes in einer stufenartigen Weise um einen ausreichenden Betrag, damit der Transistor (45) in einen oder so

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   nahe als möglich zu einem gesättigten Leitungszustand abhängig von den Eigenschaften einer durch den Bipolar-Transistor-Schalter (45, 49) angesteuerten Last (9) zu bringen, damit dessen Verlustleistung möglichst klein ist, und

   : "Verringern der Größe des in die Basiselektrode in stufenartiger Weise gespeisten Stromes zunächst um einen ausreichenden Betrag, um den Ausschaltzyklus einzuleiten und das Führen des Transistors in einen ungesättigten Leitungszustand sicherzustellen, und danach auf eine Größe Null, um das Ausschalten des Transistors abzuschließen,

   23,. Verfahren nach Anspruch 22 , g e kennzeichnet durch

   - Erzeugen einer Gegenkopplung zwischen der Kollektor- und der Basiselektrode des Transistors (45), nachdem dieser in einen gesättigten Leitungszustand gebracht ist, um dessen kurzzeitige Leistungsfähigkeit bzw. Einschaltverhalten zu steigern.

   24. Verfahren nach Anspruch 22., . d a d u r c h g e k e η η ζ e i c h η e t, -daß das Erhöhen der Amplitude des in die Basiselektrode gespeisten Stromes aus dem Beifügen eines, anderen Stromes zu dem im ersten Schritt in die Basiselektrode des Transistors (45) gespeisten Strom' besteht.

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   25. Verfahren zum Betrieb eines Bipolar-Leistungstransistors mit einer eine Betriebsspannung aufnehmenden Kollektorelektrode, einer Basiselektrode zum Einspeisen eines Steuersignales und einer Emitterelektrode,

   gekennzeichnet durch

   - Einspeisen eines Stromes einer vorbestimmten Größe in die Basiselektrode,

   - Erhöhen der Größe des in die Basiselektrode gespeisten Stromes in einer stufenartigen Weise um einen ausreichenden Betrag, und

   - Verringern der Größe des in die Basiselektrode in stufenartiger·Weise gespeisten Stromes auf den Wert Null

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