DE2753915A1 - Schaltungsanordnung mit einem hochspannungsleistungstransistor - Google Patents
Schaltungsanordnung mit einem hochspannungsleistungstransistorInfo
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Description
-y.
PlIN 86i8 30.6.1977
Schal tungsanordnunc mil einem Hochspannungs-1e
i stune s1ran s ino r.
Die Erfindung bezieht sich auf
eine Schaltungsanordnung mit einem Ilochspannungsleistuiißstrans.i.stor
mit einer dicken Kollektorschicht, mit Steuerini ttcln, die über eine Induktivität
an den Basis-Emitterkreis des Transistors
angosclilossen sind zum daran Abgeben eines
impulsformigen Schaltsignals und mit einer mit
dem Kollektor des Transistors und mit einer Speisespannungsquelle verbundenen Belastungsimpedanz,
wobei der von der Spannungsquelle gelieferte KoIJ ektorstroin des bis in den Sättiguiigszustand
gesteuerten Transistors unter dem Einfluss des
i mpu] si' oVrnigon Schal i signal s untcrbrechbar ist.
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- V-
PHX 86-1-8 30.6.1977
Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der niederländischen Patentschrift
138.210 bekannt und ist in "Electronic applications
bulletin", Heft 33, Nr. 2, Seite 59 bis einschliesslich 72 näher erläutert. Zum schnellen
Unterbrechen des Kollektorstromes wird die genannte Induktivität vorgesehen, wodurch die Änderung
des rückwärts fliessenden Dasisstromes beschränkt wird, bis der Transistor aus dem gesättigten
Zustand gerät. Wird der Transistor in Schaltungsanordnungen
verwendet, bei denen der Kollektorstrom beim Neueinschalten des Transistors allmählich
anwachsen muss, verursacht diese Massnahme nur wenig Schwierigkeiten. Ein derartiger Fall tritt
u.a. auf in der Zeilenablenkschaltung von Fernsehempfängern, in der der genannte Transistor
als Schalter wirksam ist und vom Zeilenablenkstroin während der zweiten Hälfte der Zeilenhinlaufzeit
durchflossen wird, welcher Strom zunächst Null ist.
jedoch muss der Kollektorstrom beim Neueinschalten des Transistors einen grossen Wert ziemlich schnell
annehmen. Dies tritt beispielsweise in Gleich-
25. spannungswandlern auf, in denen eine Eingangs gleichsspannung in eine Ausgangsgleichspannung umge
wandelt wir<L unxL zwar jujitels eines Schalt transistors , do
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von einem Schaltsignal wechselweise in den leitenden und den gesperrten Zustand gebracht
wird. Aus der obengenannten Veröffentlichung
geht hervor, dass ein Stromimpuls mit einer ziemlich grossen Amplitude und einer steilen
Vorderflanke für optimale Einschalteigenschaften erforderlich ist. Weil das Vorhandensein in der
Basisleitung der für ein befriedigendes Ausschalten erforderlichen Induktivität die Zunahme
des Einschaltstromes verzögert, wodurch eine grosse Verlustleistung entstehen kann, wird
in der genannten Veröffentlichung vorgesehen, die Induktivität und ein gegebenenfalls damit reihengeschaltetes
RC-Parallelnetzwerk, das das Ausschalten
weiter verbessert, durch eine Reihenschaltung zu überbrücken, die aus einer Diode und einem RC-Parallelnetzwerk
besteht. Dabei hat die Diode eine derartige Leitungsrichtung, dass der Vorwärts fliessende Basisstrom (bei leitendem
Transistor) wohl und der rückwärts fliessende Basisstrom (bei sperrendem Transistor) nicht
hindurchfHessen kann, während das RC-Parallelnetzwerk
für einen steilen Stromimpuls sorgt.
Die vorgeschlagene Massnahme bietet nicht unter allen Umständen eine befriedigende
Lösung. Dies lässt sich wie folgt erkennen.
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Etwa zu demselben Zeitpunkt beim Ausschalten, in dem der rückwärts fliessende Basisstrom
seinen maximalen Wert annimt, verursacht die in der Induktivität gespeicherte Energie eine
Zunahme der inversen Basisspannung. Bei einem
ausreichend hohen Indulctivi tat swert ist diese Energie gross genug, um die Basisspannung auf
den Wert der Durchbruchspannung der Basis-Emitterschicht
zu bringen und auf diesem Wert zu halten, während der Basisstrom wieder abnimmt,
Zu dem Zeitpunkt, wo der Basisstrom Null wird, nimmt die Basisspannung den Vert der von den
Steuermitteln abgegebenen Schaltspannung an. Ist
nun, wie obenstehend erwähnt, eine Diode vorgesehen und ist die Durchbruchspannung höher als
die Summe der Schaltspannung, der Spannung am RC-Netzwerk und der Anode-Kathodenspannung der
Diode im leitenden Zustand, so fängt die Diode zu leiten an, sobald die Basisspannung der
genannten Summe gleich geworden ist, und die Basisspannung behält diesen Wert bei. Die Diode
schliesst die Induktivität kurz und die darin gespeicherte Energie verursacht einen Kurzschlussstrom,
der durch die Diode fliesst. Der Basisstrom wird schnell Null. Eine Vielzahl
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Ladungsträger wird daher nicht aus der Kollektor—
schicht entfernt, so dass der Kollcktorstroin langer
f.licsst aj ρ sonst der Fall wäre. Das Anbringen der
Diode hat folglich eine Verlängerung der Ausschaltzeit des Transistors zur Folge, was zu einer wesentlich
höheren Ausschaltverlustleistung i'ührt. Diese
Effekt wird schlechter, je nachdem die Durchbruchspannung höher ist.
Es dürfte einleuchten, dass eine Verbesserung erhalten werden kann durch eine
höhere Schaltspannung. Dies bedeutet jedoch, dass die Steuermittel mehr Energie liefern müssen. Wenn
ausserdem diese Mittel einen Treibertransfoxroator,
an dessen Sekundärseite die betreffende Schaltungsanordnung angeschlossen ist; enthalten, so wird
dieser Transformator dadurch teurer, während die zum Einschalten des Transistors erforderliche
Schaltspannung entsprechend höher wird, wodurch der Basisstrom während der Leitungsdauer des
Transistors grosser wird. Dies erhöht die Verlustleistung.
Die Erfindung bezweckt nun, eine
Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der mit wenig zusätzlichen Mitteln gewährleistet wird, dass das
Aus- sowie Einschalten des Ilochspannungsleistungs-
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transistors auf optimale Weise erfolgt und dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung
das Kennzeichen auf, dass parallel zur Induktivität ein steuerbarer Schalter zum kurzzeitigen
Kurzschliessen der Induktivität beim Einschalten des Transistors angeordnet ist.
Ausfuhi'ungsbeispiel a der
Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es
zeigen:
Fig. 1 und Fig. 2 Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.
In der Schaltungsanordnung nach
Figur 1 ist 2 eine Primärwicklung eines Treibertransformators
1, welche Wicklung 2 einerseits mit dem Kollektor eines npn-Treiber-Transistors 3 und
andererseits mit der positiven Klemme einer eine Spannung V„ liefernden Spannungsquelle verbunden
ist, deren negative Klemme ebenso wie der Emitter des Transistors 3 an Masse liegt. Der
Basis wird eine von einem nicht dargestellten Oszillator herrühi'ende impulsförmige Spannung
zugeführt. Eine Sekundärwicklung 5 des Transformators 1 ist auf noch zu erläuternde Weise
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zwischen der Basis und dem Emitter eines npn-Hochspaiuiunßslcistungstransistors
6 angeschlossen Der Emitter dieses Transistors liegtan Masse, während der Kollektor über eine Wicklung 7 mit
der positiven Klemme einer eine Spannung V.
2 liefernden Spannungsquelle verbunden ist, deren negative Klemme an Masse liegt. Die Wicklung
ist eine Primärwicklung eines weiter nicht dargestellten Transformators, der einen Teil eines
Gleichspannungswandlers vom bekannten Typ bildet, der eine oder mehrere gegen Änderungen der Spannung
VB stabilisierte Gleichspannungen erzeugt,
2
beispielsweise zum Speisen von Schaltungsanordnungen in einem Fernsehempfänger. Diese Stabilisierung wird auf bekannte Weise erhalten, beispielsweise mittels einer von der Spannung V abhängigen Phasenverschiebung einer der Flanken der impulsförmigen Spannung, die der Basis des Transistors 3 zugeführt wird.
beispielsweise zum Speisen von Schaltungsanordnungen in einem Fernsehempfänger. Diese Stabilisierung wird auf bekannte Weise erhalten, beispielsweise mittels einer von der Spannung V abhängigen Phasenverschiebung einer der Flanken der impulsförmigen Spannung, die der Basis des Transistors 3 zugeführt wird.
Die Steuermittel 1, 3 führen die genannte impulsförmige Spannung zu den
Eingangselektroden des Transistors 6 weiter. Durch die abfallenden Flanken der an der Wicklung
vorhandenen sekundären Spcinnung h soll der Transistor
6 in den gesperrten Zustand gebracht werden,
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/11
während der Transistor durch die ansteigende Flanke in den leitenden Zustand gebracht
werden muss.
Zwischen der Wicklung 5 und der Basis des Transistors 6 liegt eine Spule 8,
während die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 9 und 10 und einem Kondensator 11
parallel zur Wicklung 5 liegt. Der Emitter eines pnp-Transistors 12 ist mit dem Verbindungspunkt
der Wicklung 5» der Spule 8 und des Widerstandes 9 verbunden, während der Kollektor mit
der Basis des Transistors 6 und die Basis mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 9und 10
verbunden ist.
Zu dem Zeitpunkt, an dem die ansteigende Flanke der Spannung h auftritt,
fliesst durch die Widerstände 9 und 10 und den Kondensator 11 ein Strom. Dadurch wird mit dem
positiven Aufladen des Kondensators angefangen und die Spannung am Verbindungspunkt der
Widerstände 9 und 10 wird eine solche, dass der Transistor 12 leitend wird, so dass die Spule 8
durch die Kollektor-Emitterstrecke desselben kurzgeschlossen wird. Der Kollektorstrom des
!Transistors 12 fliesst zur Basis des Transistors
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vind bringt diesen in den leitenden Zustand. Durch die Wicklung 7 fliesst der Kollektorstrom
des Transistors 6. Durch Anordnung des Transistors 12 wird folglich dafür gesorgt,
dass der Einschaltstroin die gewünschte Amplitude und die gewünschte schnelle Änderung hat.
Nach einer Zeit, die von der
Zeitkonstante der Schaltungsanordnung 10, 11
abhängig ist, ist der Ladestrom des Kondensators 11 so klein geworden, dass der Transistor
12 in den gesperrten Zustand gerät. Diese Leitfähigkeitsverring«rung des Transistors 12
erfolgt jedoch allmählich, so dass parallel zur Spule 8 ein in seinem Wertxzunehmfcnder Widerstand
gedacht v/erden kann. Der Basisstrom des Transistors 6 wird daher für einen grosser
werdenden Teil durch die Spule übernommen. Wenn der Transistor 12 gesperrt ist, fliesst der
ganze Basisstrom des Transistors 6 durch die Spule 8 und erfährt nahezu keine Hemmung.
Zu dem Zeitpunkt, wo die
abfallende Flanke der Spannung h auftritt,
fliesst abermals durch die Widerstände 9 und 10 und den Kondensator 11 ein Strom, der
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den Kondensator zunächst entlädt und danach negativ auflädt. Der Transistor 12 ist nach
wie vor gesperrt, und das Ausschalten des Transistors 6 erfolgt auf bekannte Weise.
Eine Bedingung für ein einwandfreies Funktionieren ist, dass die Zeitkonstante der Schaltungsanordnung 10,
11 gross genug ist um zu gewährleisten, dass das Übernehmen des vorwärts fliessenden
Basisstromes durch die Spule allmählich erfoigb. Bei einem Wandler, bei dem die Frequenz
der Schaltspannung h die Fernseh-Zeilenfrequenz
(d.h. etwa 15 kHz) betrug, hat es sich herausgestellt, dass eine Zeitkonstante von etwa 1 bis
2 /us ausreichte. Dabei betrug der Induktivitätswert der Spule 8 etwa 5/UH. Der Wert des Widerstandes
9 ist weniger wichtig, da dieser Widerstand durch die leitende Basis-Emitter-Diode des
Transistors 12 schnell kurzgeschlossen wird.
Fig. 2 zeigt eine Abwandlung der Fig. 1, wobei der Widerstand 10 zwischen der Basis
des Transistors 12 und dem Verbindungspunkt des Widerstandes 9 und des Kondensators 11 liegt. Es
dürfte einleuchten, dass die Wirkungsweise dieser Ausführungsform der der Ausführungsform aus Fig.1
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.y(. pun 8618
' 30.6.1977
entspricht. Bei einer praktischen Ausführungsforni,
wie diese Obenstehend beschrieben wurde, war in Fig. 2 die Kapazität des Kondensators
etwa 10 11F, während der Widerstand 9 bzw. einen Wert von etwa 470 bzw. 100ΧΣ aufwies.
An den Transistor 12 wird
nur die Anforderung gestellt, dass er eine niedrige Sättigungsspannung hat. Zwar ist der
Kollektorstrom ziemlich gross, aber dieser Strom fliesst während einer sehr kurzen Zeit.
Es sei erwähnt, dass die beschriebene Schaltungsanordnung ein RC-Parallelnetzverk
auf bekannte Weise enthalten kann, das entweder in Reihe mit der Wicklung 2 oder
mit der Wicklung 5 aufgenommen ist.
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Claims (3)
- PHN 8618 30.6. 1977PATENTAN SPRUEC HE :Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungslfeistungstransistor mit einer dicken Kollektorschicht, mit Steuennitteln, die über eine Induktivität an den Basis-Emitterkreis des Transistors angeschlossen sind zum daran Abgeben eines impulsförmigen Schaltsignals und mit einer mit dem Kollektor des Transistors und mit einer Speisespannungsquelle verbundenen Belastungsinipedanz, wobei der von der Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom des bis in den gesättigten Zustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluss des impulsförmigen Schaltsignals unterbrechbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Induktivität (8) ein steuerbarer Schalter (12) zum kurzzeitigen Kurzschliessen der Induktivität beim Einschalten des Transistors (6) angeordnet ist.
- 2. Schaltungsanordnung nachAnspruch 1, dadurch gekeniroichnet, dass der steuerbare Schalter ein Hilfstransistor (12) ist, dessen Kollektor-Emitterstrecke parallel zur Induktivität (8) liegt.809825/0693 oWQtN*u »NSPHN 8618 30.6.1977
- 3. Schaltungsanordnung nachAnspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus einem ersten (9) und einem zweiten (1O) Widerstand und einem Kondensator (11) zwischen dem von der Basis des Hochspannungsleistungstransistors (6) abgewandten Anschluss der Induktivität (8) und einem Punkt mit Bezugspötential (Masse) liegt, wobei der Verbindungspunkt der Widerstände mit der Basis des Hilfstransistors (12) verbunden ist.h. Schaltungsanordnung nachAnspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (9) und einem Kondensator (ii) zwischen dem von der Basis des Hochspannungsleistungstransistors (6) abgewandten Anschluss der Induktivität (8) und einem Punkt mit Bezugspotential (Masse) und ein zweiter Widerstand (10) zwischen der Basis des Hochspararartgsloistungstransistors und dem Verbindungspunlt des ersten Widerstandes und des Kondensators liegt.5· Schaltungsanordnung nach Anspruch3 oder h, wobei die Frequenz des Schalt signals in der Grössenordnung von 15 kHz ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des durch den809825/0693•>HN 86 3O.6.1977zweiten Widerstand (10) und den Kondensator (11) gebildeten Netzwerkes etwa 1 bis 2 ,us beträgt.809825/0693
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OD | Request for examination | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
EHJ | Ceased/non-payment of the annual fee |