DE2915882C2

DE2915882C2 - Pulsphasenmodulator

Info

Publication number: DE2915882C2
Application number: DE2915882A
Authority: DE
Inventors: Michael Alexander Graham North Baddesley Southampton Clark; Michael James Horsham West Sussex Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-04-26
Filing date: 1979-04-19
Publication date: 1984-03-01
Also published as: JPS5585134A; GB1585936A; FR2424662A1; FR2424662B1; DE2915882A1; US4253071A; JPH0243372B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Umwandein eines analogen Signals in eine pulsiängenmodulierte und gegebenenfalls pulsphasenrnoduficric ImpuUreiht nat.fi dorr, Oberbegriff des Flauplanspruchs.

Derartige Modulatoren dienen /up» Erzeugen von rechtes, kförmigen. in ihrer Pulsdauer modulierten Signalen, wobei die Pulsdatier proportional /um Augcnblicksweri eines analoger. Modulationssignals ist.

Ein Pulsphasenmodulator der eingangs genannten Art isi durch die DE-OS 24 55 179 bekannt. Der dort beschriebenen Anordnung wird ein rechteckförmiges Taktsignal aus Impulsen konstanter Breite zugeführt. Der Modulator arbeitet in /wei A.rbeitsphasen. In der ersten Phase wird ein Kond'.T'vator durch ein? einen konstanten Strom liefernde Stromquelle aufgeladen, beginnend mit dei Vorderflanke eines Taktimpulses und ungeladenem Kondensator. Der Kondensator wird in dieser Phase so weit aufgeladen, bis die an seinen Anschlüssen anliegende Spannung dem Augenblicksweri der Spannung eines analogen Modulationssignals entspricht. Für den Rest der Taktimpulsdauer folgt die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators der Spannung des Modulationssignals. Die zweite Arbeitsphase beginnt mit der Endflanke des Taklimpulses und eridci bei ds.¹* Anfi*n^tTsf!?ⁿ^ⁱ* Hpq ΓηΙσρηΗρη Tiilitimrmlses. Zum Zeitpunkt der Endflanke des Taktimpulses wird die Entladung des Kondensators über eine Konstantstromstrecke eingeleitet, über die der Kondensator von einem konstanten Entladestrom so weit entladen wird, daß die Spannung an seinen Anschlüssen verschwindet und für den Rest der zweiten Arbeitsphase den Wert Null beibehält, bevor mit dem nächsten Taktimpuls die erneute Aufladung des Kondensators beginnt. Gleichzeitig mit der Endflanke jedes Taktimpulses wird eine Ausgangsgleit'■•spannung eingeschaltet und zum Zeitpunkt der vo 3en Entladung des Kondensators in der zweiten Phase wieder abgeschaltet Dadurch entsteht eine Ausgangsspannung mit rechteckförmigem Verlauf und vom Augenblickswert des Modulationssignals abhängiger Impulsbreite

Die bekannte Anordnung hat den Nachteil, daß zum Erreichen einer exakten Arbeitsweise je eine sehr genaue Stromquelle und Konstantstromstrecke benötigt wird, wobei der von der Stromquelle gelieferte Strom hinreichend groß sein muß. um zu gewährleisten, daß der Kondensator während der Dauer des Taktimpulses bis zum Augenblickswert des Mor'ulationssignais aufgeladen wird. Weiterhin benötigt der Modulator zwei Arbeitsphasen, nämlich eine erste Phase, in der der Kondensator aufgeladen wird, und eine zweite Phase, in welcher er entladen wird. Diese Arbeitsphasen benötigen viel Zeit

Bei anderen bekannten Pulsphasenmodulatoren wird eine Vergleichsschaltung verwendet zum Vergleichen des Wertes eines rampenförmigen Signals mit einem Modulationssigna!. Das Modulationssigna! bildet dabei eine veränderliche Schwelle, deren Höhe den Zeitpunki des Umschaltens der Vergleichsschaltung bestimmt. Die Genauigkeit derartiger Pulsphasenmoduiatoren wird durch Rauschen im Modulationssignal und im rampenförmigen Signal beeinträchtigt Darüber hinaus sind die genannten Anordnungen nicht auf einem Halbleiterplättchen integrierbar.

Die Erfindung hat die Aufgabe, einen derartigen Modulator zu schaffen, der einfach aufgebaut ist. schnell arbeitet, geringes Rauschen aufweist und in Form eines

jo integrierten Schaltkreises aufgebaut werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden MerKmale des Hauptanspruches gelöst.

Der Modulator gemäß der Erfindung hat den Vorteil.

daß er nur eine einzige Arbeitsphase benötigt. Dadurch ist auch nur eine einzige genau einstellbare Stromquel'e erforderlich, die vortcilhafierweisc mit einer Siromspicgclanordnung ausgebildet wird. Die Einsparung einer weiteren Arbciisphasc wird dadurch erreicht, dall die Aufladung des Kondensators beim Augenblickswert des Modiilationssignals beginnt, so daß eine gesonderte Aufladungsphase für den Kondensator vom Sparinungslosen Zustand bis /um Augenblickswert des Modulationssignals entfallen kann. Das hat den Vorteil, daß der Modulator sehr schnell arbeitet, insbesondere wenn der Kondensator eine nur geringe Kapazität hat: dadurch wird überdies auch das Rauschen gering gehalten.

Eine vorteilhafte Ausbildung der Erfindung zum weiteren Verringern des Rauschens ist im Anspruch 2 gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden naher beschrieben. Es zeigt

F i g. I einen Modulator nach der Erfindung.

F i g. 2 eine Anzahl Wellenformen, die im Modulator nach F i g. 1 auftreten.

Fig. 3 und 4 je einen weiteren Modulator nach der Erfindung.

Fig. 5 eine Anzahl Wellenformen, die im Modulator nach F i g. 4 auftreten.

F i g. 6 eine» weiiecen Modulator nach der Erfindung, jedoch unter Anwendung von CMOS- oder LOCMOS-Anordnungen.
In den Zeichnungen sind die einander entsprechenden Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.

In Fig. I erhält die Eingangsklemme IO ein Eingangstaktsigiial, siehe F i g. 2{a). wodurch der Schalter 11 im Takt betätigt wird. Ein hohes Taktsignal sperrt.

und cm niedriges fakisignal betätigt den Schalter 11. Der Kondensator 12 liegt parallel zu den Kontakten Jes Schauers 11. Die einen Konstantstrom liefernde Quelle

13 ist mit der einen Seite des Schalters 11 verbunden, wahrend die andere Seite der Quelle 13 mit der Klemme

14 des Klemmenpaares 14 und 15 verbunden ist, die ein beispielsweise analoges Modulationssignal erhalten. Die Verbindung des Kondensators 12 mit der Quelle 13 liegt am Eingang des Pegel- (oder Schwellen-)detektors ίδ, dessen Ausgang Yl ein moduliertes Ausgangssignal abgibt.

Wenn der Schalter 11 geöffnet (»gesperrt«) wird, lädt die Quelle 13 den Kondensator 12 mit konstantem Strom auf. Die Spannung am Kondenstor 12 nimmt, wie durch die Wellenform 2(b) dargestellt is. 'ir..»ar zu. Den Klemmen 14 und 15 wild als M->dül;itior—>gnal die Wellenform 2(c) zugeführt, die mit der Wellenform 2(b) summiert wird, um das Signal der Wellenform 2(d) zu bilden, das dem Pegeldetektor 16 / .führt wird. Wenn diese Spannung einer innere · Scnwcllenspannung Vj entspricht, erzeugt der Pegelao"*ktor 16 ein Ausgangssignal der Wellenform 2(e), das in bezug auf die ansteigende Flanke des zugeordneten 'ü>k«.sig:ials um ΔΤί. ΔΤ₂ usvv, verzögert wird. Die Anordnung wird dadurch zurückgestellt, daß der Schalter 11 wieder geschlossen (durchlassig gesteuert) wird, dabei wird der Kondensator 12 entladen, und der Konstantstrom fließt gleichfalls über den Schalter II.

Wenn der Pegeldeiektor 16 das Ausgangssignal liefert, gilt

Vr = K

V..

wobei V₁ die Spannung am Kondensator 12 und K. die modulierende Spannung in diesem Augenblick ist. Dabei gill

V. =

IA T

wobei / die Größe des Stromes de* Stromquelle 13 und C die Kapazi ät des Kondensators 12 ist, und folglich gilt

T =

CV,

c-K

uies bedeutet, daB bei jedem Impuls die Ausgangsflanke in bezug auf die Eingangsflanke verzögert ist, und zwar um einen der Amplitude des modulierenden Spannung proportionalen Betrag zu diesem Zeitpunkt.

Der konstante Term ——- stellt eine feste Verzögerung

dar.

In der Anordnung nacn Fig. 1 hat das Ein- und Ausschalten uer Quelle 13 durch Öffnen und Schließen des Schalters 11 den nachteiligen Effekt, daß unerwünschte Spannungsübergänge erzeugt werden können. Dieses Problem isi in Fig. 3 uun.li dnc Stromableitanordnung vermieden worden. Diese Anordnung erfordert, daß zwischen der Quelle 13 und der einen Seite des Kondensators 12 die Diode 19 vorgesehen wird. Die weitere Diode 20 ist einerseits mit dem Verbindungspunkt der Diode 19 mit der Quelle 13 und andererseits mit dem beweglichen Kontakt 21 eines Umschalters verbunden, der durch das Taktsignal gesteuert wird.

Der eine feste Kontakt 22 des Umschalters ist mit dem'positiven Potential V+ verbunden, und der andere feste Kontakt 23 ist mit dem Nullpotential verbunden.

Im Betrieb schaltet der bewegliche Kontakt 21 zum festen Kontakt 22 um. so daß nun die Diode 20 gesperrt und der Kondensator über die Diode 19 aufgeladen wird. Danach schaltet der bewegliche Kontakt 2i

-, wieder zum festen Kontakt 23 um, und der Strom von der Quelle 13 wird über die Diode 20 zum Nullpotentiai abgeführt. Gleichzeitig wird der Kondensator 12 durch die Anordnung nach F i g. 1 (oder mittels eines nicht dargestellten hochohmigen Widerstandes) parallel zum

in Kondensator 12 entladen. Wenn ein Widerstand mit hohem Wert vorgesehen wird, muß dieser Wert derart sein, daß die Rampenform nicht beeinflußt wird; er muß aber groß genug sein, daß der Kondensator 12 entladen werden kann.

r. Die Anordnung nach Fig.4 ist im Vergleich /u den Anordnungen nach Fig. I und 3 umgekehrt aufgebaut. so daß die Rampe negativ verläuft im Vergleich zur positiv verlaufenden Rampe nach F i g. 2(b). Auch das Taktsignal ist umgekehrt, so daß eine negativ verladen

2» de Rampe das Aufladen des Kondensaten . i2 herbeiführt im Gegensat/ /u einer dessen Entladung bewirkenden positiv vcriauieiden Flanke in den Anordnungen nach Fig. I und 3.

Die Auflade-Entladeschaltung für den kondensator

2j 12 enthält den Schalter 11. der mit dem Kondenstor 12 verbunden ist, und den Kondensator 25. der zwischen der einen Elektrode des Kondensators 12 und der Schiene 2a positiven Potentials liegt, die in der dargestellten Ausführungsform +10 V hat. Die Quelle

in 13 liegt zwischen der Null-Volt-Schiene 27 und dem Schalter 28, der p.ii der anderen Elektrode des Kondensators 12 verbunden ist. Zwischen dem Taktsignaleingang 10 und dem ' :uereingang des Schalters 28 liegt der Inverter 29.

Das Modulationssignal wird der Klemme 30 zugeführt, die durch den Kondensator 31 und den Widerstand 32 mit dem Verbindungspunkt 33 der Kondensatoren Yl und 25 wechsel: trommäßig gekoppelt ist Die Potentialteilerschaltung aus den Widerstäiiden 34 und 35 liegt zwischen den Schienen 26 id 27, und der Abgriffpnnkt der Potentialteilerschaliung ist mit dem Verbindungspunkt 33 über den Widerstand 32 verbunden. Der Wert der Widerstände 34 und 35 ist im Verhältnis 1 :3 aufgeteilt, so daß das Potential am Abgriffspunkt der Potentialteilerschaltung und über den Widerstand 32 auch am Verbindungspunkt 33 semi*. 7,5 V beträgt.

Die andere Elektrode des Kondensators 12 is« mit dem Pegeldetekior 16 verbunden.

Die Wirkungsweise der bisher beschriebenen Anordnung wird nun untenstehend in bezug auf die Wellenforrnen a bis e nach F i g. 5 näher beschrieben. Es wird vorausgesetzt. daiJ es überhaupt kein Modulationssignal gibt oder daß das Modulationssignal zumindest derart ist. daß der Verbindungspunkt 33 das Potential 7.5 V hat.

W'l-iiii UCI Telkinilp'is guiiiuij Γ ig. j{j) niedrig Wild

wird der Schalter Il geöifnet und der Schalter 28 geschlossen, so daß der zuvor entladene Kondensator J2 durch die Quelle 13 mit konstantem Strom aufgeladen wird, um eine negativ verlaufende Rampe 38 zu erzeugen, die bei +7,5 Volt anfängt und zu Null Volt führt, wie durch ausgezogene Linien in Fig.5(b) dargestellt ist. Die Rampe wird dem Pegd'ietektor 16 zugeführt, in dem sie mit einem Bezugs- (oder Schwellen-Jpotentiai von +5 Volt verglichen wird. Wenn die Rampe den 5-Volt-Pegel überschreitet, erzeugt der Pegeldetektor 16 ein Ausgangssignal, das

durch die Flanken 39 in F i g. 5(c) angegeben ist.

Theoretisch könnte die Rampe vom 10-Volt-Schienenpotential starten, und zwar dadurch, daß der Verbindungspunkt 33 mit der Schiene 26 verbunden wird. In diesem Falle würde die bei Amplitudenänderungen des Modufationssignals in bezug auf einen Bezugspegel, d. h. auf 7,5 V. bestehende Flexibilität im Betrieb der Anordnung verlorengehen.

Wenn der Verbindungspunkt 33 auf 73 V liegt und das negative Taktsignal (Flanke 36 ίπ Fig.5(a)) dem Eingang 10 zugeführt wird, wird die negativ verlaufende Rampe 38 erzeugt, siehe Fig. 5(a) und 5(b). Die Rampe 38 verursacht beim Überschreiten des 5.0-V-Schwellenpegels im Pegeldctektor 16 die positiv verlaufende Flanke 39. siehe F i g. 5(c). Wenn das Modulationssignal dafiir sorgt, daß die Spannung am Verbindungspunki 33 bis /u 8.5 V ansteigt, fangt cite Rampe, d. h nun die Rampe 40. bei 8.5 V jn und schneidet die 5.0-V-Schwelle zeitlich später, wodurch nun die positive Flanke 41 erzeugt wird. Wenn andererseits das Modulationssignal dafür sorgi. daß die Spanrr-ng am Verbindungspunkt 33 auf etwa b.5 V abfallt, fängt die Rampe, d. h. nun die Rampe 42. bei b.5 V an und schneidet die 5.0-V-Schwelle zeitlich früher, wodurch die positive Flanke 43 erzei'gt wird. Dies ist im einzelnen in Fig. 5{d) und (e) noch einmal dargestellt. Abhängig von der Amplitude des Modulationssignals kann die erzeugte positive Flanke somit die Bezugsflanke 39 beschleunigen oder verzögern. Ungeachtet der Amplitude des Modulaiionssignais soll die Schräge der Rampen gleich bleiben, was bedeutet, daß der von der Stromquelle 13 erzeugte Strom derselbe ist. Um jegliche Störungen am Modulationseingang 30. die die Stabilität der 7.5 V am Verbindungspunkt 33 beeinträchtigen könnten, zu vermeiden, sollte die Eingangsschaltung für das Modulationssignal während der Aufladung des Kondensators 12 eine effektive niedrige Quellenimpedanz aufweisen. Aus diesem Grunde ist der Wert des Kondensators 25 im allgemeinen viel niedriger, eiwa 10-bis lOOmal niedriger gemacht worden als der des Kondensators IZ Wenn die Impedanz der Modulationssignalquelle niedrig ist. kann der Wert des Kondensators 25 naher dem des Kondensators 12 gewählt werden. Die Kondensatoren 12 und 25 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, der dazu beiträgt, die Nennspannung von 7.5 V am Verbindungspunkt 53 zu stabilisieren.

Die Wahl des Wertes des Kondensators 12 hängt zumindest teilweise von der gewünschten Empfindlichkeil der Modulatorschaltung, von der Stromquelle und von der Wiederh-.Jfrcqucnz des Taklsignals ab. Wenn der Modulator in einem Frequcnzsynthesizer oder in 'einer phasenverricgclten Schleife eingesetzt wird, so daß das Ausgangssignal der Klemme 17 frequcnzmultipli/Lrf wird, wird der Modulationsindex des Modulators durch den Multiplikutionsfaktor vergrößert: Hierdurch wird die Gesamlempfmdlichkeii der Anordnung vergrößert, so daß geringe Änderungen im Modulationssignal, das der Klemme 30 zugeführt wird, schnell detekticrt werden. Der Modulationsindex m. definiert als die Spitzenphasenabweichung in Radianten, wird bestimmt durch:

m = 2π

JL T

65

wobei Tp die Abweichung des Modulationssignalsund T der Phasenwinkel zwischen zw aufeinanderfolgenden Rankensignalen des Modufators ist

Im Falle eines Frequenzsynthesizers, der auf beispielsweise 125 MHz arbeitet und praktisch unendlich schnell arbeitende Elemente hat, ist der theoretisch maximale Modulationsindex λ (d, h. ±π), in einer praktischen Schaltung ist der Modulaiionsindex jedoch nur 1 Radiant bei der angegebenen Wiederholungsfrequenz. des Modulators. Bei 125MHz entspricht eine Verschiebung der Wellenform über 8 ns einet¹ Phasenverschiebung; von 2sr. Damit der Modulator, wenn dieser in einehi Freqüenzsynthesizer eingebaut ist, einen gewünschten Modulationsindex haben kann, beispielsweise weniger als .7, gleich groß wie π oder größer als n. bei einer Wiederholungsfrequenz von beispielsweise 125MHz. wird diese Wiederholungsfrequenz durch beispielsweise IO⁴ geteilt und damit eine Frequenz von 12.5 kH/ erhalten. Diese niedrige Frequenz wird mit einer 12.5 kHz großen Bezugsfrequenz in der Phase verglichen. Ein Fehler (oder eine Verschiebung) von beispielsweise weniger Njnosekunden bei 125 kHz entspricht einem geringeren Modulationsindex bei dieser Frequenz. Wenn dieser geringe Modulationsindcx bei 12.5 kHz jedoch mit 1O⁴ multipliziert wird, entspricht er bei 125 MH/ einem äußerst hohen Modulationsindex. Mit einem Modulationsindex von .τ oder weniger bei der Wiederholungsfrequenz des Modulators muß die durch das Aufladen des Kondensators 12 verursachte Rampe somit sehr sieil (schnell) sein und ist t¹ -durch praktisch unempfindlich für Störungen. Die Kombination, eine schnelle Rampe zu schaffen und das Modulationssign.il von einer Quelle mit niedriger Impedanz abzuleiten, verursacht, daß die Anordnung von Störungen nicht leicht beeinfluß! wird, während sie für Änderungen im Modulationssignal, die den Ausgangspegel der Rampe beim Auftritt jedes Taktsignals ändert, empfindlich ist.

Das Taktsignal braucht nicht ein bestimmtes Tastverhältnis aufzuweisen, und es gibt im wesentlichen, solange die negativ verlaufenden Flanken vorhanden sind, kein Bedürfnis nach einer genau definierten positiv verlaufenden Flanke, die jeder negativ verlaufenden Flanke folgt. Der kritische Faktor ist allein, daß die Schalter 11 und 28 rechtzeitig zurückgestellt werden, damit der Kondensator 12 entladen werden kann, bevor die nächste negativ verlaufende Ranke rintrifft.

Eine Methode zur Gewährleistung dessen, daß dieser kritische Faktor erfüllt wird, und um zu ermöglichen, daß der Modulator über einen großen Frequenzbereich wirksam ist. ist die Flip-Rop-Schaltung 44 (Fig.4) vorgesehen, deren einem Eingang 45 das Taktsignal über die Klemme 10s zugeführt wird, deren zweitem Eingang 46 das Ausgangssignal des Pegeldetektors zugeführt ist. und deren Ausgang 47 mit der Klemme 10 verbunden ist. Die Rip-FIop-Schaltung 44 kann beispielsweise eine Stell-Rückstell-Schaitung (R-S-FHp-FIop) mit dem Stelleingang 45 und dem Rückstellcingang 46 sein. Die negativ verlaufende Flanke des Taktsignals nach F i g. 5(a) stellt die Rip-Flop-Schahung 44 ein {Setzvorgang) und ihr Ausgangssignal verursacht, daß der Schalter 11 geöffnet und der Schalter 28 geschlossen wird, wodurch der Kondensator 12 aufgeladen wird. Beim Auftritt einer positiv verlaufenden Ranke am Ausgang des Pegeldetektors. 16 wird die Flip-Rop-Schaltung 44 zurückgestellt (Rücksetzvorgang), wodurch der Schalter 11 v/ieder geschlossen und der Schalter 28 wieder geöffnet und der Kondensator 12 über den Widerstand 32 und den Poteniialteiler 34, 35 entladen wird.

Die Rip-Flop-Schaltung 44 kann jedoch auch eine

IM-lip-l lup-SchalKing sein, wobei der Eingang 45 das r.fktsifinal erhält, das der Klemme WA zugeführt wird, und wobei ein »I «-Signal ständig dem (nicht dargestellten) D-Eingang zugeführt wird und der Eingang 46 der nut dem Ausgang des Pegeldetektors 16 verbundene Uf.ckMcllcingang ist. Da die Wirkungsweise dieser Ausfiihriingsform der der bereits beschriebenen Ausführungsform völlig entspricht, erübrigt sich eine nochmalige Beitreibung. ■

Der Flankcnntoduliitor kann in jeder geeigneten Technologie, beispielsweise als integrierte Schaltung unier Benutzung v<>n Feldeffekttransistoren, insbesor derc von CMOS- oder LOCMOS-Anordnungen. konstruiert sein.

Die in I-1 g. b dargestellte Anordnung besteht aus drei Teilen

a) dem Generator für konstanten Strom mit den angegebenen Schaltern, die als integrierte Schallung mn komplementären Feldeffekttransistoren (I-ET) konstruiert smd:

b) einer Modulationseingangsschaliung mit dem Rampcnkondensator 12. die aus diskreten Elementen besieht unu

c) dem Pegeldctekior 16. der als integrierte Schaltung ausgebildet ist und ein Galler mit einem bestimmten Schaltpegel, beispielsweise eine Vergleichsschaltung oder eine Schmitt-Triggerschaltung, enthalt, wobei die letztgenannte zwar wegen ihrer Hysteresis zwischen dem Ein- und Ausschalten weniger geeignet ist.

Der Stromgenerator und die Schalter enthalten den p-leitenden Feldeffekttransistor 50. dessen Gate-Elektrode und Drain-F.lektrode miteinander und mit der Klemme 51 sowie mit der Gate-Elektrode des p-leiienden Feldeffekttransistors 52 verbunden sind. Die Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren 50 und 52 sind mit der Vjj-Speiseschiene 53 verbunden. Der Widerstand 54, der in der dargestellten Anordnung ein nichtintegrierter (äußerer) Widerstand ist. liegt zwischen de Klemme 51 und der Klemme 55, die mit der K,-Schicne 56 verbunden ist. Der Widerstand 54 bestimmt den durch den Feldeffekttransistor SO fließenden Strom, der gegenüber dem n-leilenden Feldeffekttransistor 60 über den Feldeffekttransistor 52 und den η-leitenden Feldeffekttransistor ^r7 gespiegelt wird. Der Feldeffekttransistor 60 bildet die Stromsenke der Anordnung. Die Stromquelle wird durch die η-leitenden Feldeffekttransistoren 58 und 59 ein- bzw. ausgeschaltet Die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 58 ist mit der Takisignaleingangsklemme 10 verbunden, während die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 59 mittels des Inverters 61 mit der Klemme 10 verbunden ist. Die Source-EIektrode des Feldeffekttransistors 60 ist mit der Schiene 56 verbunden, und die Drain-Elektrode ist mit einem Reihenschalter mit dem p-Ieitenden Feldeffekttransistor 62 und dem n-leitenden Feldeffekttransistor 63 verbunden.

Die Source-Eisktroden der Feldeffekttransistoren 62, 63 sind miteinander verbunden, und die gemeinsame Verbindung ist mit der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 60 sowie mit der Klemme 64 verbunden; eine gemeinsame Verbindung der Drain-Elektroden der Feldeffekttransistoren 62, 63 ist mit der Klemme 65 verbunden. Der Ranip.enkondensator ist mit den Klemmen 64,65 verbunden.

Die Wirkungsweise dieses Teils der Anordnung wird untenstehend näher beschrieben, Wenn das Taktetngangsäignal 10 niedrig wird (Fig.5a), werden die Feldeffekttransistoren 58 und 63 gesperrt: gleichzeitig wird das Ausgangssignal des Inverters hoch, wodurch der Feldeffekttransistor 59 leitend und der Feldeffekttransistor 62 gesperrt wird. Auf diese Weise wird der im Feldeffekttransistor 50 fließende Strom durch eine doppelte Stronispicgelanoi'dnüng, die durch die Feldeffekttransistoren 50^ 52 und die Feldeffekttransistoren

to 57,60 gebildet wird (Feldeffekttransistor 59 ist leitend), gespiegelt. Dadurch verursacht der Sir'otri durch den Fcldeffekttfiinsistof 57 eine genaue Vormagnctlsierungsspiinnung. die der Gate-F.lcktrode des Feldeffekttransistors 60 zugeführt wird, der seinerseits dem Kondensator 12 einen genauen und wiederholbaren Strom /ufuhrt da Kondensator 12 nach t.mpfang eines Taktsignals am Eingang 10 aufgeladen wird. Die Rumpenspannung wird dem mit der Klemme 64 verbundenen Pcgcldetek'.or 16 zugeführt.

Wenn das Takteingangssignal 10 hoch wird, wird der Leitungszüsla.id der Feldeffekttransistoren 58, 59, 62. 63 geändert, so daß die Gatc-I lektrodcn der Feldeffekttransistoren 57 und 60 durch den nunmehr leitenden Feldeffekttransistor 58 mit der Schiene 56 verbunden werden. Die Feldeffekttransistoren 62, 63 sind nun leitend und entladen den Kondensator 12 über die Source-Drain-Strecke des Feldeffekttransistors 60. Der Kondensator 12 ist dann entladen und kann bei Empfang des nächsten Taklimpulses wieder aufgeladen

jü werden.

Die Anzahl der Feldeffekttransistoren läßt sich durch Fortlassen der Feldeffekttransistoren 58, 59 verringern, da diese für den Beirieb der Anordnung nicht wesentlich sind, sie tragen jedoch zur Verringerung des Stromverbrauches bei. da sie die Stromquelle nur im Bedarfsfalle ein- und danach wieder ausschalten.

Gcwünschtenfalls kann man auch auf die Feldeffekttransistoren 50 und 52 sowie auf den Widerstand 54, der zwischen der Schiene 53 und der Drain-Elektrode des

■40 Feldeffekttransistors 57 liegt, verzichten.

Die Modulationssignaleingangsschaltung enthält den Kondensator 31. der einerseits mit der Modulationss:- gnaleingangsklemme 30 und andererseits mit dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände 70, 71 verbunden ist. die die Basisvorspannung des als Pufferverstärker wirksamen npn-Transistors 72 bilden. Der Ermittler des Transistors 72 ist durch den Widerstand 73 mit der Schiene 56 verbunden, und der Kollektor des Transistors 72 ist mit dem Verbindungsso punkt 33 der Kondensatoren 12, 25 und mit dem Widerstand 74. der mit der Schiene 53 verbunden ist. verbunden.

Im Betrieb der Modulationssignaleingangsschaltung v/ird das Modulationssignal der Basis des Transistors über die Klemme 30 und den Kondensator 31 zugeführt und verursacht eine Änderung im KoIIektorstrom. so daß das Potential am Verbindungspunki 33, das normalerweise 7,5 V beträgt, durch das Modulationssignal sich ändert. Wie in bezug auf Fig.5 erläutert wurde, wird das Potential, von dem aus die Aufladung anfängt, auf die Amplitude des Modulationssignals bezogen, und die zum Aufladen des Kondensators 12 erforderliche Zeit längs einer vorbestimmten Rampe auf einen festen Pegel bestimmt das Rankensignal .(siehe Fi g. 5d und e).

In der dargestellten Anordnung haben die äußeren Elemente die nachfolgenden Werte bzw. sind vom angegebenen Typ

Widerstand 54
Widerstand 70
Widerstand 71
Widerstand 73
Widerstand 74
Kondensator 12
Kondensator 25
'Kondensator 31
Transistor 72
Taktfrequenz
Modiilationsfrequenz

+ 10V
OV

20 kOhm
180 kOhm
33 kOhm
2,2 kOhm
5,6 Ohm
lOOpF
2,2 nF
15 (iF
BC 549
125MHz
Audio

Im allgemeinen bestimmt der Wert des Kondensators die Neigung der Rampe und muß so gewühlt werden, daß eine ausreichende Modulationsliefe erreicht wird, diese muß aber möglichst schmal gehalten werden, damit keine Störungen eingeführt werden.

Gewünschtenfalls kann der dargestellte Flankenmodulator zu einem Frequenzmodulator umgewandelt werden, und zwar durch Umkehrung des Pufferverstärkers (Transistor 72) in einen Integrator. Dies ist durch Änderung des Wertes des Kondensators 25 in einen höheren Wert, Ivispielsweise in 1 μΡ, möglich.

Wenn es erwünscht ist, den Modulator in einem Frequenzsynthesizer an einer Stelle zu haben, wo er mit

einer Frequenz arbeitet, die n-mal der Bezugsfrequenz der Phasenvergleichsschaltung entspricht, kann Leistung eingespart werden, indem der Modulator ausgewertet wird, insbesondere in einer Situation, wo die Modulationsfrequenz schnell geändert wird; denn

der Takteingang kann derart geregelt werden, daß nur eine von jeweils π Flanken den Modulator betreibt, während die n-1 anderen Flanken den Modulator sperren. Die wirksame Flanke ist gleichzeitig die einzige Flanke, die die Phasenvergleichsschaltung im Frequenzsynthesizer betreibt.

In der in F i g. 6 dargestellten Anordnung enthält die Stromquelle einen Stromspiegel. GewQnschtenfalls kann die Quelle einen fest vorgespannten Transistor haben. Wenn die Feldeffekttransistoren symmetrisch aufgebaut sind, können die Source- und Drain-Elektroden derselben gerade umgekehrt wie beschrieben verbunden werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines analogen Signals in eine pulsiängenmodulierte und gegebenenfalls pulsphasenmodulierte Impulsreihe mittels eines aus einem Kondensator und einer taktweise mit vorgegebener Dauer an dessen einen Anschluß anschaltbaren Konstantstromquelle bestehenden, rwischen den beiden Polen einer Spannungsquelle angeordneten Rampengenerators (Sägezahnspannungsgenerators), dessen Rampensignal eine von der Amplitude des analogen Signais abhängige Amplitude aufweist, und eines diesem nachgeschalteten und auf einen vorgegebenen Schaltpegel ansprechenden Pegeldetektors in Fernmeldeanlagen, insbesondere in Regelanlagen, dadurch gekennzeichnet,daß die das analoge Signal zuführende Eingangsschaltung (14, !5) zwischen dem anderen Anschluß des Kondensators (12) und einem Pol (0) der Spannungsquelle f^J ^l angeordnet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung so bemessen ist. daß sie eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweist.