DE2915882A1

DE2915882A1 - Phasen-modulatorkreis

Info

Publication number: DE2915882A1
Application number: DE19792915882
Authority: DE
Inventors: Michael Alexander Graham Clark; Michael James Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-04-26
Filing date: 1979-04-19
Publication date: 1979-11-08
Also published as: FR2424662B1; JPS5585134A; JPH0243372B2; US4253071A; DE2915882C2; FR2424662A1; GB1585936A

Description

19-3-1979 ^ PHB.32.618

"Phasen-modulatorkreis".

Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasenmodulatorkreis, insbesondere auf einen Flankenmodulatorkreis. Ein derartiger Modulatorkreis wird hauptsächlich aber nicht ausschliesslich bei Frequenzsynthesizerkreisen zum Gebrauch bei Kommunikationsanlagen und Präzisionstestanlagen sowie bei Analag-Digital-Wandlern verwendet.

Phasenmodulatoren sind allgemein bekannt und drei Beispiele derselben sind in der U.S.Patentschrift Nr. 2.4^1.^18 beschrieben worden. Bei diesen drei Beispielen enthält der Kreis eine erste Triodenröhre mit einem differenzierenden Transformator im Anodenkreis, wobei ein Sägezahngenerator mit dem Gitter der Röhre und eine Modulatorröhre mit der Kathode der Röhre verbunden ist. Die Modulatorröhre enthält eine zweite Triodenröhre, deren Gitter-Kathodenvorspannung und dadurch die Leitfähigkeit der zweiten Röhre entsprechend einem von aussen her zugeführten modulierenden Signal geändert wird. Die Anode der zweiten Röhre ist mit der Kathode der ersten Röhre verbunden .und dadurch regelt die zweite Röhre die Leitfähigkeit der ersten Röhre entsprechend dem modulierenden Signal, Ein Kondensator liegt parallel zur Anode-Kathodenstromstrecke der zweiten Röhre. Der Kondensator speichert die Ladung der ersten Röhre, wenn diese im leitenden Zustand gehalten wird. Während des Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Sägezahnwellen fliesst die Ladung des

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Kondensators über die zweite Röhre und/oder einen parallel zum Kondensator angeordneten Widerstand weg.

Im Betrieb ändert das modulierende Signal, das der zweiten Röhre zugeführt wird, die Gitter-Kathodenvorspannung derselben und dadurch die Vorspannung der ersten Röhre, wodurch der kritische Wert bzw. die Zeit, wo die erste Röhre zu leiten anfängt, über den Bereich der zugeführten Sägezahnwelle geändert wird. Wenn der Anfangspunkt des in die erste Röhre fliessenden Stromes durch

ig das modulierende Signal geändert wird, wird ebenfalls der Auftrittszeitpunkt eines sich daraus ergebenden Ausgangsimpulses im Transformator in bezug auf die Vorder- und Rückflanken der Sägezahnwelle geändert.

Ein Problem bei dem bekannten Kreis ist, dass es, wenn der Kondensator einen hohen Wert hat, eine Anzahl Zyklen der Sägezahnwelle dauert, bis das Gleichgewicht wiederhergestellt ist, wenn im Kreis eine Änderung auftritt, wobei diese Verzögerung in der Wiederherstellung des Gleichgewichtes den Kreis für Präzisionsbetrieb mit hoher Geschwindigkeit ungeeignet macht. Ein weiterer Nachteil des bekannten Kreises ist, dass der Sägezahngenerator freilaufend ist, so dass das Abtasten des modulierenden Signals festliegt und nicht von aussen her gesteuert werden kann. Ein weiterer Nachteil des bekannten Phasenmodulators ist, dass im Sägezahngenerator Geräusch erzeugt wird, welches Geräusch die Detektion des Pegels des modulierenden Signals beeinträchtigen kann und an dem Eingang für das modulierende Signal kann ebenfalls Geräusch entstehen, das verursachen kann, dass der ersten Röhre eine veränderliche Vorspannung zugeführt wird, wodurch die Stabilität und die Reaktion auf Änderungen beeinträchtigt wird.

Bei anderen bekannten Flankenmodulatorkrei— sen wird eine Vergleichsschaltung benutzt zum Vergleichen des Wertes einer Rampe zu einem Modulationssignal. Das Signal ist als veränderliche Schwelle wirksam und bestimmt die Zeit, wo das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung den Zustand ändert. Diese bekannten Plankenmodulatoren

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werden durch, ein Rauschsignal im Modulationssignal sowie durch ein Rauschsignal, das vom Rampengenerator erzeugt wird, beeinträchtigt. Weiterhin eignen sich diese bekannten Schaltungsanordnungen nicht als integrierte Schaltun-

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist

es, einen Flankenmodulator zu schaffen, wobei die obengenannten Nachteile von bekannten Impuls-/Flankenmodulatoren vermieden worden sind.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gelöst durch einen Phasenmodulator mit Mitteln zum Zuführen eines Modulationssignals zu der Schaltungsanordnung, mit einem Rampengenerator zum Erzeugen eines Rampensignals in Antwort auf den Empfang einer Flanke eines Zeitsignals, wobei der Pegel in bezug auf eine Nennbezugs spannung, von der die Rampe erzeugt wird, in Antwort auf die Amplitude eines zugeführten Modulationssignals sich ändert und mit einem Pegeldetektor mit einem bestimmten Schaltpegel, der mit dem Rampengenerator gekoppelt ist, welcher Detektor ein Ausgangsflankensignal erzeugt und zwar in Antwort auf die Rampe, die den Schaltpegel in einer bestimmten Richtung überquert, wobei die Zeitlage der Flanke in einem Verhältnis zu.der Amplitude des Modulationssignals steht. Im Phasenmodulatorkreis nach der Erfindung wird der Rampengenerator nur in Antwort auf den Empfang einer Flanke eines Zeitsignals betrieben und dabei kann die Rampe sehr schnell gemacht werden wenn ein Kondensator mit einem geringen Wert im Vergleich zu dem der freilaufenden Sägezahngeneratoren bekannter Phasenmodulatoren verwendet wird und dadurch wird praktisch kein Geräusch erzeugt. Bei einer Nennbezugsspannung, von der die Rampe erzeugt wird, ist es möglich bei Verwendung eines sich ändernden Modulationssignals die Phase des Ausgangsflankensignals zu beschleunigen oder zu verzögern χιτιά zwar in bezug auf eine Bezugsflankenlage entsprechend einer Rampe, die von einein Pegel erzeugt wird, entsprechend der Bezugsspannung.

In einer Alisführungsform der vorliegenden

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Erfindung enthält der Rampengenerator einen Kondensator, eine Quelle für konstante Spannung, die mit einer Seite des Kondensators verbunden werden kann in Antwort auf den Empfang einer Flanke eines Zeitsignals und Mittel zum Einstellen der Bezugsspannung auf der anderen Seite des Kondensators, wobei das Modulationssignal ebenfalls der anderen Seite des Kondensators zugeführt wird. Um eine wiederholbare Rampenneigung zu erzeugen ist es für den konstanten Strom, der dem Kondensator zugeführt wird, notwendig, dass dieser genau regelbar ist und ein derartiger konstanter Strom kann auf geeignete Weise von einer Stromspiegelanordnung abgeleitet werden.

Der Gesamtstromverbrauch der Stromquelle

kann dadur.ch verringert werden, dass die Stromquelle während der Periode, die der Erzeugung der Rampe und dem Empfang des nächsten Zeitsignals folgt, abgeschaltet wird. Wenn das Ein- und Ausschalten der Stromquelle während der genannten Periode unerwünschte Spannungsübergänge verursacht, können diese Übergänge dadurch vermieden werden, dass die Stromquelle während der genannten Periode mit einer Stromablassanordnung verbunden wird. Das Zeitsignal kann ein impulsartiges Taktsignal mit einem gleichen oder ungleichen Taktverhältnis enthalten. Aber vorausgesetzt, dass das Zeitsignal eine genau definierte Abschaltflanke hat, ist es nicht wesentlich, dass es eine genau definierte Absehaltflanke hat. Ein derartiges Signal kann zu der Situation führen, dass es nicht genügend Zeit dazu gibt, dass der Kondensator zwischen aufeinanderfolgenden Ein— schaltflanken des Zeitsignals entladen wird. Dieses Problem lässt sich dadurch vermeiden, dass eine Triggeranordnung vorgesehen wird, beispielsweise eine Stell-ZRückstell-Flip-Flop-Anordnung oder eine D-Flip-Flop-Anordnung, mit einem Eingang zum Erhalten der Zeitsignalflanken, mit einem anderen Eingang zum Erhalten der Ausgangsflankensignale von dem Pegeldetektor und mit einem Ausgang, der mit einem Regeleingang des Rampengenerators verbunden ist. Mit einer derartigen Anordnung erzeugen die Triggeranordnungen ein Einschaltregelsignal in Antwort auf die Flanke des Zeit-

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signals und ein Abschaltsignal in Antwort auf das Ausgangsflankensignal, wobei es ermöglicht wird, dass in Vorbereitung für die Erzeugung des nächsten Rampensignals der Kondensator völlig entladen wird.

Um Rauschen, das an dem Modulationssignaleingang erzeugt wird, zu vermeiden, ist die Ausgangsimpedanz der Mittel, die das Modulationssignal zuführen, niedrig.

Auf geeignete ¥eise kann der Rampengenerator als integrierte Schaltung unter Anwendung von LOCMOS- oder CMOS-Technologie konstruiert werden, wodurch der Generator auf preisgünstige Weise hergestellt und mit optimalen Eigenschaften arbeiten kann.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Flankenmodulators nach der Erfindung, Fig. 2 eine Anzahl Wellenformen, die im Flankenmodulator nach Fig. 1 auftreten,

Fig. 3 ein Schaltbild mit einer geänderten Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ,

Fig. k ein schematisch.es Schaltbild einer Ausführungsform des Flankenmodulators, Fig. 5 eine Anzahl Wellenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der in Fig. k dargestellten Schaltungsanordnung,

Fig. 6 ein Schaltbild einer praktischen Ausführungsform des Flankenmodulators unter Anwendung von CMOS- oder LOCMOS-Anordnungen.

In der Zeichnung werden entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.

In Fig. 1 und 2 erhält eine Eingangsklemme 10 ein Eingangstaktsignal, siehe Fig. 2(a), wodurch ein Schalter 11 betätigt wird. In dieser Ausführungsform wird, wenn der Takteingang hoch wird, der Schalter 11 ausgeschaltet, und wenn er niedrig wird, wird der Schalter 11 eingeschaltet. Ein Kondensator 12 liegt zwischen den

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Kontakten des Schalters 11. Eine geeignete Quelle I3 für konstanten Strom ist mit einer Seite des Schalters 11 verbunden, während die andere Seite der Quelle mit einer Klemme 14 eines Klemmenpaares i4 und 15 verbunden ist, die ein Modulationssignal erhalten, das in Form eines analogen Signals sein kann. Die Verbindung des Kondensators 12 und der Quelle 13 mit konstantem Strom liegt an einem Eingang eines Pegel- oder Schwellendetektors 16 mit einem Ausgang 17 für ein moduliertes Ausgangssignal.

Venn der Schalter 11 dadurch abgeschaltet wird, dass der.Takteingang hoch wird, ladet die Quelle mit konstantem Strom den Kondensator 12 auf. Die Spannung am Kondensator nimmt, wie durch die Wellenform 2(b) dargestellt, .linear zu. Den Klemmen lh, I5 wird ein Modulationssignal, die ¥ellenform 2(c) zugeführt, wo dieses Signal mit der Wellenform 2(b) summiert wird um das Signal, die Wellenform 2(d) zu bilden, das dem Pegeldetektor 16 zugeführt wird. Wenn diese Spannung einer inneren Schwellenspannung V„ entspricht, erzeugt der Pegeldetektor 16 ein Ausgangs signal, das um ΔΤ., ΔΤ usw., Wellenform 2(e), in bezug auf die ansteigende Flanke des zugeordneten Taktsignals verzögert wird. In dem Schaltbild wird der Kreis dadurch rückgestellt, dass der Schalter 11 dadurch eingeschaltet wird, dass das Eingangssignal niedrig wird.

Dadurch wird der Kondensator 12 entladen und der Strom wird der Spannungsquelle V+ zugeführt.

Zu dem Zeitpunkt, wo der Pegeldetektor 16 arbeitet, ist

^VT = ^Vc ⁺ V
wobei V die Spannung am Kondensator 12 und V die modulierende Spannung zum Schwellenaugenblick ist. Aber. V = I Δ Τ/θ,

wobei I die Grosse des Stromes der Stromquelle I3 und C die Kapazität des Kondensators 12 ist, und folglich ist; Δ T = C.V_T/I - C.V_s/l.

Dies bedeutet, dass die Ausgangsflanke in bezug auf die Eingangsflanke verzögert ist und zwar um einen Betrag proportional der Amplitude der modulierenden Spannung zu

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dem Schwellenzeitpunkt. Der konstante Term stellt eine feste Verzögerung dar.

Fig. 3 zeigt eine geänderte Ausführungsform der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung. In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 hat das Ein- und Ausschalten der Quelle 13 mit konstantem Strom durch Offnen und Schliessen des Schalters 11 den Effekt, dass unerwünschte Spannungsübergänge erzeugt werden. Dieses Problem ist in Fig. 3 durch eine Stromabflussanordnung vermieden worden.

Diese Anordnung erfordert, dass zwischen der Quelle I3 mit konstantem Strom und einer Seite des Kondensators eine Diode I9 vorgesehen wird.' Eine zweite Diode 20 ist einerseits mit dem Verbindungspunkt der Diode 19 und dem Generator I3 für konstanten Strom und andererseits mit dem beweglichen Kontakt 21 eines Umschalters verbunden, welcher Kontakt 21 durch das Taktsignal betrieben wird. Ein fester Kontakt 22 des Umschalters ist mit der positiven Spannungsschiene V+ verbunden und der andere feste Kontakt 23 ist mit der Null-Volt-Leitung verbunden. Im Betrieb verschiebt, wenn das Taktsignal hoch wird, der bewegliche Kontakt 21 zum Kontakt 22, so dass die Diode 20 gesperrt wird und der Kondensator über die Diode I9 aufgeladen wird. ¥enn der Taktimpuls danach niedrig wird, schaltet der bewegliche Kontakt 21 zum Kontakt 23 um und der Strom von der Qixelle I3 wird über die Diode 20 zu der Null-Volt-Leitung abgeführt. Gleichzeitig wird der Kondensator 12 durch eine Anordnung, wie in Fig. 1 dargestellt, oder mittels eines (nicht dargestellten) Widerstandes mit einem hohen ¥ert, über den Kondensator 12 entladen. Wenn ein Widerstand mit hohem Wert vorgesehen wird, muss' dieser Wert derart sein, dass die Rampe nicht beeinflusst wird aber.gross genug, dass der Kondensator 12 entladen werden kann.

Fig. K ist ein Schaltbild einer Ausführungsform nach der Erfindung. Die Schaltungsanordnung nach Fig. K ist im Vergleich zu den Schaltungsanordnungen der Fig. 1 und 3 umgekehrt, so dass die Rampe eine negativ verlaufende Rampe ist im Vergl'eich zu der positiv ver-

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laufende Rampe aus Fig. 2 (b). Auch das Taktsignal ist umgekehrt, so dass eine negativ verlaufende Rampe das Ausladen des Kondensators 12 herbeiführt, dies im Gegensatz zu einer positiv verlaufenden Flanke in den Fig. 1 und 3· In Fig. h enthält die Auflade-/Entladeschaltung für den Kondensator 12 den Schalter 11, der mit dem Kondensator 12 verbunden ist-und einen zweiten Kondensator 25, der zwischen einer Elektrode des Kondensators und der positiven Spannungsschiene 26 liegt, die in der dargestellten Ausführungsform +1OV hat. Die Quelle I3 mit konstantem Strom liegt zwischen einer Null—Volt—Speise— schiene 27 und einem Schalter 28, der mit der anderen Elektrode des Kondensators 12 verbunden ist. Zwischen der Taktsignaleingangsquelle 10 und einem Regeleingang des Schalters 28 liegt ein Inverter 29·

Das Modulationssignal wird einer Klemme 30 zugeführt, die durch einen Kondensator 3I und einen ¥iderstand 32 mit einem Verbindungspunkt 33 der Kondensatoren 12 und 25 wechselstromraässig gekoppelt ist. Eine Potentialteilerschaltung mit den Widerständen 3^ und 35 liegt zwischen den Spannungsschienen 26, 27« Der Abgriff— punkt der Po tent ial.t eil ers chaltung ist mit dem Verbindungspunkt 33 mittels des Widerstandes 32 verbunden. Der Wert der Widerstände 3k und 35 ist im Verhältnis R:3R, so dass das Potential am Abgriffspunkt der Potentialteilerschaltung und dadurch am Verbindungspunkt 33 7,5 V beträgt. Die andere Elektrode des Kondensators 12 ist mit dem Pegeldetektor 16 verbunden.

Die Wirkungsweise der bisher beschriebenen Schaltungsanordnung wird nun untenstehend in bezug auf die We.llenformen aus Fig. 5 näher beschrieben. Es wird vorausgesetzt, dass es kein Modulationssignal gibt oder dass das Modulationssignal derart ist, dass der Verbindungs— . punkt 33 7,5 V hat.

Wenn der Taktimpuls niedrig wird, Fig. 5(a) wird der Schalter 11 geöffnet und der Schalter 28 geschlossen, so dass der Kondensator 12, der Null Volt hat, durch die Quelle 12 mit konstantem Strom aufgeladen wird

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um eine negativ verlaufende Rampe zu erzeugen, die bei +7,5 Volt anfängt und zu Null Volt führt, wie durch gezogene Linien in Fig. 5(b) dargestellt ist. Die Rampe wird dem Pegeldetektor 16 zugeführt, in dem sie mit einer Bezugs- oder Schwellenspannung von 5 Volt verglichen wird. Zu dem Augenblick, wo die Rampe den 5 Volt-Pegel überschreitet, erzeugt der Pegeldetektor 16 ein Ausgangssignal, das durch die Planken 38 in Fig. 5(c) angegeben ist.

Theoretisch könnte die Rampe von der 10-Volt-Schienenspannung starten und zwar dadurch, dass der Verbindung spunkt 33 mit der Schiene 26 verbunden wird. Aber wenn dies gemacht wird, würde die Flexibilität im Betrieb der Schaltungsanordnung bei Änderungen in der Amplitude des Modulationssignals in bezug auf einen Bezugspegel, d.h. 7>5 V, verloren gehen.

Wenn der Verbindungspunkt 33 7)5 V hat, wenn das Taktsignal dem Eingang 10 zugeführt wird, siehe Fig. 5 (d) und 5(e), wird die negativ verlaufende Rampe 38 erzeugt. Die Rampe 38 verursacht beim Überschreiten des 5)0 V—Schwellenpegels im Schwellendetektor 16 eine positiv verlaufende Flanke 39. Wenn das Modulationssignal dafür sorgt, dass die Spannung am Verbindungspunkt 33 t>is zu 8,5 V ansteigt, fängt die Rampe, d.h., die Rampe 4o bei 8,5 V an und schneidet die 5)0 V Schwelle später, wodurch eine positive Flanke 41 erzeugt wird. Wenn andererseits das Modulationssignal dafür sorgt, dass die Spannung am Verbindungspunkt 33 auf etwa 6,5 V abfällt, fängt die Rampe, d.h. die Rampe 42, bei 6,5 V an und schneidet die 5)0 V-Schwelle früher, wodurch eine positive Flanke ^3 erzeugt wird. Also abhängig von der Amplitude des Modulationssignals kann die erzeugte positive Flanke die Bezugsflanke 39 beschleunigen oder verzögern. Ungeachtet der Amplitude des Modulationssignals soll die Schräge der Rampen gleichbleiben, was bedeutet, dass der von der Stromquelle I3 erzeugte Strom derselbe ist. Um jegliche Störungen am Modulationseingang 30, die die Stabilität der 7,5 V am Verbindungspunkt 33 beeinträchtigen könnten zu vermeiden, sollte die Eingangsschaltung für das Modulationssignal

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während der Aufladung des Kondensators 12 eine effektive niedrige Quellenimpedanz aufweisen. Aus diesem Grunde ist der Wert des Kondensators 25 im allgemeinen viel niedriger, von 10 bis 100 χ niedriger gemacht worden als der des Kondensators 12. Wenn die Impedanz der Modulationssignalquelle niedrig ist, kann der Wert des Kondensators 25 näher bei dem des Kondensators 12 gewählt werden. Die Kondensatoren 12 und 25 bilden einen kapazitiven Spannungsteiler, der dazu beiträgt, die Nennspannung von 7>5 V am Verbindungs— punkt 33 zu stabilisieren. ·

Die Wahl des Wertes des Kondensators 12 hängt wenigstens teilweise von der gewünschten Empfindlichkeit der Modulatorschaltung, von der Stromquelle und von der Wiederholungsfrequenz der Taktimpulsquelle ab. Wenn der Flankenmodulator in einem Frequenzsynthesizer oder in einer phasenverriegelten Schleife verwendet wird, so dass das Ausgangssignal der Klemme 17 frequenzmultipliziert wird, wird der Modulationsindex des Modulators durch den Multiplikatiorisfaktor vergrössert, wodurch die Gesamtempfindlichkeit der Schaltung vergrössert wird, so dass geringe Änderungen in dem Modulations signal, das der Klemme 30 zugeführt wird, schnell detektiert werden. Der Modulationsindex, m, definiert als die Spitzenphasenabweichung in Radianten wird bestimmt durch: m = 2 IT (Tp/T)

wobei Tp die Abweichung des Modulationssignals und T der Phasenwinkel zwischen aufeinanderfolgenden Flankensignalen des Modulators ist.

Im Falle eines Frequenzsynthesizers, der auf beispielsweise 125 MHz arbeitet und unendlich schnell arbeitende Kreise hat, ist der theoretisch maximale Modulationsindex TTid.h. +_ Tf ) bei der Wiederholungsfrequenz des Modulators jedoch in einer praktischen Schaltung der Modulationsindex 1 Radiant bei der" Wiederholungsfrequenz des Modulators. Bei 125 MHz entspricht eine Verschiebung der Wellenform über 8 nS einer Phasenverschiebung entsprechend 2ΊΤ Radianten. Damit der Modulator, wenn dieser in einem Frequenzsynthesizer eingebaut ist, einen gewünsch-

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ten Modulationsindex haben kann, beispielsweise weniger als oder grosser als ff , bei einer ¥iederholungsfre-

quenz von beispielsweise 125 MHz, wird diese ¥iederholungs-

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frequenz durch beispielsweise 10 geteilt, damit eine Fre— quenz von 12,5 kHz erhalten wird. Diese niedrigere Frequenz wird mit einer 12,5 kHz grossen Bezugsfrequenz phasenverglichen. Ein Fehler (oder eine Verschiebung) von beispielsweise ^,nsbei 12,5 kHz entspricht einem geringen Modulationsindex bei dieser Frequenz. Aber wenn dieser

geringe Modulationsindex bei 12,5 kHz mit 10 multipliziert wird, entspricht er einem hohen Modulationsindex bei 125 MHz. Mit einem Modulationsindex von ff oder weniger bei der Wiederholungsfrequenz des Modulators muss die durch das Aufladen des Kondensators verursachte Rampe sehr schnell sein und ist dadurch praktisch unempfindlich für Störungen. Die Kombination, eine schnelle Rampe zu schaffen und das Modulationssignal von einer Quelle mit niedriger Impedanz abzuleiten verursacht, dass die Schaltungsanordnung nicht leicht von Störungen beeinflusst wird, während sie empfindlich ist für Änderungen im Modulationssignal, die den Ausgangspegel der Rampe beim Auftritt jedes Taktsignals ändert.

Das Taktsignal braucht nicht ein gerades Tastverhältnis aufzuweisen und im wesentlichen solange die negativ verlaufenden Flanken vorhanden sind, gibt es kein Bedürfnis nach einer genau definierten positiv verlaufenden Flanke, die jeder negativ verlaufenden Flanke folgt. Der kritische Faktor ist, dass die Schalter 11 und 28 rechtzeitig rückgestellt werden, damit der Kondensator entladen werden kann bevor die nächste negativ verlaufende Flanke eintrifft. '

- Eine Methode zur Gewährleistung davon, dass dieser kritische Faktor erfüllt wird und um es zu ermöglichen, dass der Modulator über einen grossen Frequenz— bereich wirksam ist, ist eine Flip-Flop-Schaltung kh (Fig. k) vorzusehen mit einem Eingang 45 zum Erhalten des Taktsignals, das einer Klemme 10a zugeführt wird, mit einem zweiten Eingang 46, der mit dem Ausgang des Pegeldetektors

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16 verbunden ist und mit einem Ausgang kj, der mit der Klemme 10 verbunden ist. In einer Ausführungsform ist die Flip-Flop-Schaltung kk eine Stell-ZRückstell-Flip-Flop-Schaltung mit einem Eingang k$, der der Stelleingang ist und mit einem Eingang k6, der der Rückstelleingang ist. Die negativ verlaufende Flanke des Taktsignals (Fig. 5a) stellt die Flip-Flop-Schaltung kk und ihr Ausgangssignal verursacht, dass der Schalter 11 geöffnet und der Schalter 28 geschlossen wird, wodurch es möglich wird, dass ]q der Kondensator 12 aufgeladen wird. Beim Auftritt einer positiv verlaufenden Flanke am Ausgang des Pegeldetektors 16 wird die Flip-Flop-Schaltung kk rückgestellt, wodurch der Schalter 11 geschlossen und der Schalter 28 geöffnet wird, wodurch es möglich wird, dass der Kondensator 12 über den Yiderstand 32 und den Potentialteiler entladen wird.

In einer anderen Ausführungsform ist die

Flip-Flop-Schaltung kk eine D-Flip-Flop-Schaltung, wobei der Eingang 45 das Taktsignal, das der Klemme 10A zugeführt wird, erhält, wobei ein "1"-Signal ständig dem (nicht dargestellten) D-Eingang zugeführt wird und der Eingang k6 ein Rückstelleingang ist, der, wie obenstehend, mit dem Ausgang des Pegeldetektors 16 verbunden ist. Da die Wirkungsweise dieser Ausführungsform der der bereits beschriebenen Ausführungsform genau entspricht, erübrigt sich an dieser Stelle eine Beschreibung.

Der Flankenmodulator kann konstruiert sein

unter Benutzung jeder geeigneten Technologie und kann auf geeignete Weise als integrierte Schaltung unter Benutzung von Feldeffekttransistoren, insbesondere komplementärer CMOS- oder LOCMOS-Anordnungen konstruiert sein. Eine Schaltungsanordnung, in der derartige Anordnungen verwendet worden sind, ist in Fig. 6 dargestellt.

In Fig. 6 kann die dargestellte Schaltungsanordnung als aus drei Teilen bestehend betrachtet werden, und zwar dem Generator für konstanten Strom und den Schaltern, die als integrierte Schaltung mit komplementären Feldeffekttransistoren (FET) konstruiert sind; einer

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■ Modulationseingangsschaltung mit dem Rampenkondensator 12, der aus diskreten Elementen besteht und dem Pegeldetektor 16, der als integrierte Schaltung ausgebildet ist mit einem Gatter mit einem bestimmten Schaltpegel, beispielsweise einer Vergleichsschaltung oder einer Schmitt- Triggerschaltung, wobei die letztgenannte nicht bevorzugt wird und zwar wegen ihrer Hysteresis zwischen dem Ein— und Ausschalten.

Der Stromgenerator und die Schalter enthalten einen p-leitenden FET 50, dessen Gate-EsLektrode und Drain-Elektrode miteinander verbunden sind und einerseits mit einer Klemme 51 und andererseits mit der Gate-Elektrode eines P-leitenden FET 52 verbunden sind. Die Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren 50 und 52 sind mit der V,,-Speiseschiene 53 verbunden. Ein Widerstand ^h, der in der dargestellten Schaltungsanordnung ein äusserer Widerstand ist, liegt zwischen der Klemme 51 und einer Klemme 55» die mit der V -Schiene 56 verbunden ist. Der

S S

Widerstand 5k bestimmt den durch den Feldeffekttransistor 50 fliessenden Strom, der gegenüber dem N-leitenden Feldeffekttransistor 60 über den Feldeffekttransistor 52 und den N-leitenden Feldeffekttransistor 57 gespiegelt wird. Der Feldeffekttransistor 60 bildet die Stromquellensenke der Schaltungsanordnung. Die Stromquelle wird durch N-leitende Feldeffekttransistoren 58» 59 ein- bzw. ausgeschaltet. Die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 58 ist mit der Taktsignaleingangsklemme 10 verbunden, während die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 59 mittels eines Inverters 61 mit der Klemme 10 verbunden ist. Die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 60 ist mit der Schiene 56 verbunden und die Drain-Elektrode ist mit. einem Reihenschalter mit dem p-leitenden Feldeffekttransistor 62 und dem N-leitenden Feldeffekttransistor 63 verbunden. Die Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren 62, 63 sind miteinander verbunden und die gemeinsame Verbindung ist mit· der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 60 sowie einer Klemme 64 verbunden und eine gemeinsame Verbindung der Drain-Elektroden der Feldeffekt-

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transistoren 62, 63 ist mit einer Klemme 65 verbunden.

Der Rampenkondensator ist mit den Klemmen 6k, 65 verbunden.

Die Wirkungsweise dieses Teils der Schaltungsanordnung wird untenstehend näher beschrieben. ¥enn das Takteingangssignal 10 niedrig wird (Fig. 5a), werden die Feldeffekttransistoren 58 und 63 gesperrt, gleichzeitig wird der Ausgang des Inverters hoch, wodurch der Feldeffekttransistor 59 leitend und der Feldeffekttransistor 62 gesperrt wird. Auf diese Weise wird der im FeIdeffekttransistor 50 fliessende Strom gegenüber dem Feldeffekttransistor 60 durch eine doppelte Stromspiegelanordnung, die durch die Feldeffekttransistoren 50, 52 und die Feldeffekttransistoren 57, 60 gebildet wird, (Feldeffekttransistor 59 ist leitend) gespiegelt wird. Dadurch verursacht der Strom durch den Feldeffekttransistor 57 eine genaue Vormagnetlsierungsspannung, die der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 60 zugeführt wird, der seinerseits dem Kondensator 12 einen genauen und wiederholbaren Strom zuführt, da dieser Kondensator aufgeladen wird nach Empfang eines Taktsignals am Eingang 10. Die Rampenspannung wird dem Pegeldetektor 16 zugeführt, der mit der Klemme 64 verbunden ist.

Wenn das Takteingangssignal 10 hoch wird, wird der Leitungszustand der Feldeffekttransistoren 58, 591 62, 63 geändert, so dass die Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren 57 und 60 durch den neu leitenden Feldeffekttransistor 58 mit der Schiene 60 verbunden werden. Die Feldeffekttransistoren 62, 63 sind leitend und entladen den Kondensator 12 über die Source-Drain-Strecke des Feldeffekttransistors 60. Der Kondensator 12 ist dann bereit, bei Empfang des nächsten Taktimpulses aufgeladen zu werden.

Die Anzahl Feldeffekttransistoren lässt sich durch Fortlassung der Feldeffekttransistoren 58, 59 verringern, die für den Betrieb der Schaltungsanordnung nicht wesentlich aber vorhanden sind zur Verringerung des Stromverbrauches, da sie die Stromquelle ein— und ausschalten.

Gewünschtenfalls kann man auf die Feldeffekt-

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transistoren 50 und 52 sowie auf den Widerstand 55 verzichten, der zwischen der Schiene 53 und der Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 57 liegt.

Die Modulationssignaleingangsschaltung enthält den Kondensator 31» der einerseits mit der Modulationssignaleingangsklemme 30 und andererseits mit einem Verbindungspunkt zweier Widerstände 70, 71 verbunden ist, die die Basisvorspannung des npn—Transistors 72 bilden, der als Pufferverstärker wirksam ist. Der Emitter des Transistors ist durch einen Widerstand 73 mit der Schiene 56 verbunden und der Kollektor dieses Transistors ist mit dem Verbindungspunkt 33 der Kondensatoren 12, 25 und mit einem Widerstand ^h, der mit der Schiene 53 verbunden ist, verbunden.

Im Betrieb der Modulationssignaleingangsschaltung wird das Modulationssignal der Basis des Transistors über die Klemme 30 und den Kondensator 3I zugeführt und verursacht eine Änderung im Kollektorstrom, so dass das Potential am Verbindungspunkt 33, das normalerweise 7> 5 Volt beträgt, in Antwort auf das Modulationssignal ändert. Wie in bezug auf Fig. 5 erläutert wurde, wird die Spannung, von woraus die Aufladung anfängt, auf die Amplitude des Modulationssignals bezogen und die zum Aufladen des Kondensators 12 erforderliche Zeit längs einer vorbestimmten Rampe auf einen festen Pegel verschafft das Flankensignal (siehe Fig. 5d und e).

In der dargestellten Schaltungsanordnung

haben die äusseren Elemente die nachfolgenden Werte bzw. sind vom angegebenen Typ,

^vdd V SS Widerstand	5h	+ 10V OV 20 kOhm
Widerstand	10	180 kOhm
Widerstand	71	33 kOhm
Widerstand	73	2.2 kOhm
Widerstand	lh	5.6 kOhm
Kondensator	12	100 pF
Kondensator	25	2.2 nF

909845/0758

	/uF	29	1	5882
	5^9	PHB	32	.618
15
BC

19-3-1979

Kondensator 31
Transistor 72
Taktfrequenz 125 MHz Modulationsfrequenz Audio Im allgemeinen bestimmt der Wert des Kondensators 12 die Neigung der Rampe und muss gewählt werden, um eine ausreichende Modulationstiefe zu geben, aber möglichst schmal gehalten werden, damit keine Störungen eingeführt werden.

Gewünschtenfalls kann der dargestellte Flankenmodulator zu einem Frequenzmodulator verwandelt werden und zwar durch Umkehrung des Pufferverstärkers, des Transistors 72, in einen Integrator. Dies ist durch Änderung des Wertes des Kondensators 23 zu einem höheren Wert, beispielsweise 1 /uF, möglich.

Wenn es erwünscht ist, den Modulator in

einem Frequenzsyntheseser an einer Stelle zu haben, wo er mit einer Frequenz arbeitet, die η mal der Bezugsfrequenz der Phasenvergleichsschaltung entspricht, kann Leistung eingespart werden indem der Modulator ausgewertet wird, insbesondere in einer Situation, wo die Modulationsfrequenz schnell geändert wird, denn der Takteingang kann derart geregelt werden, dass nur eine von jeweils η Flanken den Modulator betreibt, wobei die anderen (n-i) Flanken den Modulator sperren. Die wirksame Flanke ist ebenfalls die Flanke, die die Phasenvergleichsschaltung im Frequenzsynthesizer betreibt.

In der in Fig. 6 dargestellten Schaltungsanordnung enthält die Stromquelle einen Stromspiegel. Gewünschtenfalls kann diese Quelle einen fest vorgespannten Transistor haben. Weiterhin können in denjenigen Fällen, wo die Feldeffekttransistoren symmetrische Anordnungen sind, die Source- und Drain-Elektroden derselben gerade umgekehrt als beschrieben verbunden werden. 35

90984S/0758

ι '⁹-_t

Leerseite

Claims

19-3-1979 ^ PHB 32.618

PATENTANSPRÜCHE:

\\J Phasenmodulatorkreis mit Mitteln zum Zuführen eines Modulationssignals zu dem Kreis, einem Rampengenerator zum Erzeugen eines Rampensignals in Antwort auf den Empfang einer Flanke eines Zeitsignals, wobei" der Pegel in bezug auf eine .Nennbezugsspannung, von der die Rampe erzeugt wird, in Antwort auf die Amplitude eines zugeführten Modulationssignals variiert und mit einem Pegeldetektor mit einem bestimmten Schaltpegel, welcher Detektor mit dem Rampengenerator gekoppelt ist, welcher Detektor ein Ausgangsflankensignal erzeugt in Antwort auf die Rampe, die den Schaltpegel in einer bestimmten Richtung kreuzt, wobei die Zeitlage der Flanke auf die Amplitude des Modulationssignals bezogen ist.

2. Modulatorkreis nach Anspruch 1, dadurch ^⁵ gekennzeichnet, dass der Rampengenerator einen Kondensator, eine Quelle für konstanten Strom, die mit einer Seite des Kondensators in Antwox-t auf den Empfang einer Flanke eines Zeitsignals verbindbar ist und Mittel enthält zum Einstellen der Bezugsspannung an der anderen Seite des Kondensators, wobei das Modulationssignal ebenfalls der anderen Seite des Kondensators zugeführt wird.

3. Modulatorkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Quelle für konstanten Strom eine Stromspiegelanordnung enthält.·

h, ' Modulatorkreis nach Anspruch 2 oder 3,

■909845/0 7 5.8

19-3-1979 2 PHB 32.618

weiterhin mit Mitteln zum Ausschalten der Stromquelle während einer Periode, die der Erzeugung der Rampe und dem Empfang des nächsten Zeitsignals folgt. 5· Modulatorkreis nach Anspruch 2 oder 3»

dadurch gekennzeichnet, dass der Rampengenerator eine Stromabflussanordnung enthält mit einer Schaltvorrichtung, die in Antwort auf den Empfang des Zeitsignals wirksam wird zum Umschalten der Stromquelle von der Abflussanordnung zu dem Kondensator wenigstens während der Erzeugung des Rampensignals.

6. Modulatorkreis nach einem der Ansprüche 1

bis 5j.mi"fc einer Triggeranordnung mit einem ersten Eingang zum Empfang der Flanke des Zeitsignals, einem zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Pegeldetektors verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit einem Regeleingang des Rampengenerators verbunden ist, wobei die Triggeranordnung dem Rampengenerator ein Einschaltregelsignal zuführt und zwar in Antwort auf die Flanke des Zeitsignals und ein Ausschaltregelsignal zürn Rampengenerator in Antwort auf das Ausgangsflankensignal, das vom Pegeldetektor erzeugt wird.

7« Modulatorkreis nach einem der Ansprüche 1

bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationssignal— Zuführungsmittel eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweisen.

8. Modulatorkreis nach einem der Ansprüche 1

bis 7j dadurch gekennzeichnet, dass der Rampengenerator als integrierte Schaltung unter Benutzung der LOCMOS— oder CMOS-Technologie konstruiert worden ist.

909845/0758