DE2201939B2 - A-Codierer mit automatischem Ladungsabgleich - Google Patents
A-Codierer mit automatischem LadungsabgleichInfo
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- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
- H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
Description
Die Erfindung betrifft einen Delta-Codierer mit einer Integrierschaltung, Stromsteuerschaltungen zur Ladung
und Entladung dieser Integrierschaltung, einem Vergleicher, der über einen Eingang das zu codierende
Eingangssignal aufnimmt und über seinen anderen Eingang mit dem Ausgang der Integrierschaltung
verbunden ist, mit einem Impulsgenerator, dessen Eingang vom Vergleicherausgang im Takte einer
Abtastimpulsfolge gespeist wird, und mit einer Rückkopplungsschleife vom Ausgang des Impulsger.erators
zu den Steuerschaltungen zur Ladung und Entladung der Integrierschaltung.
Unter zahlreichen bekanntgewordenen Möglichkeiten zur Darstellung analoger Sign3le in digitaler Form
bietet die Delta-Codierung die vorteilhafte Möglichkeit der Verwendung einfachster Codier- und Decodierschaltungen
an. Allgemein betrachtet ist die Delta-Codierung als binäre Codierung mit einzelnen Bits zu
betrachten. Das durch pinen snlrhen Codierer ahppvpbene
Signal stellt in Form binärer Impulse oder Bits die Verlauftendenz eines analogen Signals dar und gibt die
Vorzeichenfolge der jeweiligen Differenz zwischen einem zur Zeit t abgetasteten Analogsignalwert und
einem solchen zur Zeit t-τ abgetasteten wieder, wobei r der zeitliche Abstand der einzelnen Abtastimpulse
untereinander ist. Der jeweils abgegebene Bitwert ist 1, wenn der Abtastwert des Analogsignals zu einer Zeit t
größer ist als der Abtastwert zur Zeit f- τ; ein Bitwert 0
wird im gegenteiligen Falle abgegeben. Im entsprechenden Decodierer wird das Ursprungssignal angenähert
durch Integration der codierten Bitwerte wiedergewonnen.
Die einzelnen aufeinanderfolgenden Bitwerte stellen eine Folge von Elementarschritten dar, die bei
Integration angenähert das Ursprungssignal wiedergeben. Eine integrierende Decodierung wird einerseits im
Empfänger duchgeführt, andererseits aber auch bereits im Codierer selbst, indem mit Hilfe einer solchen
Decodierung der Signalverlauf zur Zeit t—τ verfolgt wird, um damit die oben bereits genannten Differenzwerte ermitteln zu können.
Ein Problem kommt bei der Durchführung des vorgenannten Codierprinzips auf. Es betrifft das
störende Rauschen, solange kein Eingangssignal ansteht
Zahlreiche veröffentlichte Arbeiten befassen sich mit diesem Problem. Besonders sei dazu der Artikel »Idle
Channel Noise of Delta Modulation« — gemeint ist dabei die Delta-Codierung — von P. P. Wang genannt,
der in den »IEEE Transactions on Communication Technology«, Band Com 16, Nr. 5, im Oktober 1968
veröffentlicht wurde.
Das sogenannte Leerlaufrauschen rührt daher, daß die positive und negative Codierschritte wiedergebenden
Stromwerte nicht genau gleich sind. Wären diese Stromwerte genau gleich, würde durch den Codierer bei
Leerlauf am Eingang eine Folge von gleichmäßig sich abwechselnden positiven und negativen Schritten am
Ausgang abgegeben. Praktisch liegt jedoch keine Gleichheit vor, und es herrscht eine geringe Abweichung
vom Idealzustand, die von Zeit zu Zeit je zwei positive oder negative Schritte erscheinen läßt, deren
wiederholtes Auftreten ein Grundrauschen verursacht, das bei der Übertragung hörbarer Frequenzen im
hörbaren Spektrum liegt und falsche Frequenzanteile einstreut.
Eine rückgekoppelte Korrekturschaltung zur Vermeidung
des vorgenannten störenden Leerlauirauschens wurde durch das IBM Technical Disclosure
Bulletin, Vol. 11, Nr. 7 vom Dezember 1968 auf den Seiten 877 und 878 bekannt. Bei der darin angegebenen
Lösung wird dem zu verarbeitenden Eingangssignal ein durch Integration gebildetes Korrektursignal in Reihe
geschaltet überlagert. Die Speisung des verwendeten Korrekturintegrators erfolgt mit einem Signal, das
gegenüber dem zur integrierenden Bildung des Delta-Codierer-Vergleichssignals benutzten Signal um feste
180° verschoben ist. Eine gewisse Rückwirkung der Integratorspannung der Korrekturschaltung auf die
Quelle des zu verarbeitenden Eingangssignals läßt sich dabei jedoch nicht ganz ausschließen. Des weiteren
wäre eine günstigere Nullpegel-Ausmittlung des Leerlauf-Ausgangssignals
des Codierers erreichbar, wenn die Phasenverschiebung der das Vergleichersignal und
das Korrektursignal bildenden Signale nicht fest 180° wäre.
Eine andere bereits bekannte Lösun*7, äi*s störendo
Leerlaufrauschen einzuschränken, besteht in der Vorkehrung einer gemeinsamen Stromquelle, von der die
Stromschritte für positive und negative Signalschritte gemeinsam gewonnen werden, und zwar unter Verwendung
einer Diodenbrücke. Dazu Fei auf die DE-OS
20 45 705 hingewiesen. Es verbleibt jedoch dabei auch immer noch ein geringer Fehler aufgrund der
Eingangscharakteristik des Vergleichers, der Differenzsignale liefert, und aufgrund der Verzögerungen der
verwendeien Logik. Ein anderer Nachteil dieser Lösung ι ο
ist der Umstand, daß die verwendete gemeinsame Stromquelle so genau wie möglich sein muß. Praktisch
verwendet eine solche Lösung Schaltkreise der Analogtechnik, kann nicht mit einfachsten Mitteln
realisiert werden und erfordert einen relativ doch noch hohen Aufwand.
ν Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die
Angabe eines verbesserten Delta-Codierers ohne Leerlaufrauschen, wobei dieser Codierer auf der
Schaltungsanordnung gemäß DE-OS 20 52 843 aufbaut und keine extrem genauen Schaltelemente sowie nur
geringen Herstellungsaufwand erfordert; er soll frei sein von Rückwirkungen auf die speisende Signalspannungsquelle.
Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 2Γ>
der vorliegenden Erfindung gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Lösung sind in den '. Jnteransprüchen
aufgeführt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher jo
beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 das Blockschaltbild eines Delta-Codierers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig.2a die Dreiecksrampen eines idealen Delta-Codierers,
r>
Fig.2b die Dreiecksrampen, wie sie durch einen einfachen herkömmlichen Delta-Codierer abgegeben
werden, und
Fig.3a, 3b Dreiecksrampen, die der betrachtete Delta-Codierer nach der vorliegenden Erfindung in
zwei verschiedenen Betriebsfällen liefert.
Das zu codierende Eingangssignal wird gemäß F i g. 1 einem Vergleicher Ceingegeben, dem andererseits auch
das Ausgangssignal einer Integrierschaltung zugeführt wird, welche im betrachteten Beispiel durch einen 4r.
Widerstand Ri und einen Kondensator Ci gebildet wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird
einerseits einem ersten Impulsgenerator, einem Trigger 77? 1, unter der Taktgabe durch Taktimpulse über einen
Eingang Tl, eingegeben. Andererseits wird dasselbe w Vergleicherausgangssignal, unter Steuerung durch
Taktimpulse über einen Eingang Γ2, einem zweiten Impulsgenerator in Form eines Triggers Tk 1 eingegeben.
Die vom Trigger TR i abgegebenen Impulse bilden das codierte Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal des >r>
Triggers TR1 wird unter anderem einem Schalter
zugeführt, der die Anlegung von Stromschritten / und -/an die beschriebene Integrierschaltung steuert. Im
betrachteten Beispiel werden diese Stromschritte /und - / durch die Kombination der Ströme aus zwei w)
Stromquellen S i und S2 gewonnen. Die Stromamplituden
der beiden Einzelstromquellen sind 2/und /.
Das Ausgangssignal des Triggers 77? 2 wird einem Korrekturintegrator zugeführt, der im betrachteten
Falle durch einen Widerstand /?2 und einen Kondensa- <r>
tor C2 gebildet wird. Die durch diesen Integrator abgegebene Ausgangsspannung steuert die Variation
Kompensation von Stromschwankungen, die der ersten Integrierschaltung R i/Ci zugeführt würden.
Nun soll die Funktion der Gesamtanordnung für den interessantesten Fall beschrieben werden, d. h. für einen
leerlaufenden Eingang. Es möge vorausgesetzt werden, daß die Schaltungsanordnung bei einem zu codierenden"
Eingangssignal funktioniert; dabei ist die Arbeitsweise die gleiche wie bei Delta-Codierung nach dem Stand der
Technik. Eine weitere Beschreibung der Einzelheiten für diesen Signalfall erübrigt sich.
Ein ohne Eingangssignal betriebener idealer Delta-Codierer
sendet eine abwechselnde Folge binärer Einsen und Nullen aus; das Ausgangssignal der
Integrierschaltung im Sender und auch im Empfänger gibi dabei eine Folge perfekt auf eine Mittellinie
ausgerichteter Dreiecksrampen ab. Die positiven und negativen Schritte sind dabei wie in Fig. 2a gezeigt
genau gleich. Bei einfachen herkömmlichen Delta-Codierern sind die einzelnen Schritte jedoch nicht genau
gleich. Es ergibt sich eine zeitliche Abweichung, die zu einer Folge zweier direkt aufeinanderfolgender Bits 1
oder Bits 0 je nach Abweichungsrichtung führt Die Aufeinanderfolge zweier gleichwertiger Bits erfolgt in
gleichmäßigen Abständen und täuscht .störende Frequenzanteile vor. Eine solche Abweichung ist in Fig. 2b
dargestellt.
Eine schleifenförmige Korrekturschaltung, die aus dem Trigger 77? 2 und dem Korrekturintegrator
R2/C2 besteht, ermöglicht die Beseitigung dieses Übelstandes.
Der Trigger 77? 2 nimmt das jeweils gebildete Vergleichsergebnis im Rhythmus der Abtastimpulse
über T2 auf. Die Impulsfolgefrequenz dieser Impulse ist die gleiche wie die der Abtastimpulse über 7"I; sie sind
gegeneinander jedoch phasenverschoben. Die Impulse der einen Impulsfolge sind auf die Mitte der Intervalle
der anderen Impulsfolge ausgerichtet. Ohne Abweichung sind die durch die erste Integrierschaltung
gebildeten Spannungsrampen perfekt ausgemittelt, und wenn zu Zeiten Γ2 in den Trigger TR2, der einen
symmetrischen gekoppelten Eingang aufweist, eingelesen wird, ist die gerade an der Integrierschaltung
R i/C2 herrschende Spannung jeweils 0. Dabei wird der Trigger TR 2 laufend umgetastet und über den Ausgang
des Korrekturintegrators R2/C2 kein Signal abgegeben,
das die Stromsteuerschaltung .52 beeinflussen könnte.
Wenn bei T2 eine Abweichung von der Mittellinie
auftritt, setzt das Vergleicherausgangssignal den Trigger TR 2 häufiger in den Schaltzustand 1 oder 0, je nach
Abweichungsrichtung. Die durch den Trigger 77? 2 gelieferten Signalwerte werden im Korrekiurintegrator
integriert, und die von dieser zweiten integrierschaitung abgegebene Spannung wird zur Ampliiudenvariation
der Stromsteuerschaltung 52 zwecks Abweichungskompensation verwendet. Die Zeitkonstante
τ 2 = R 2 ■ C2 des Korrekturintegrators ist so gewählt, daß die normale Funktion des Delta-Codierers nicht
gestört wird. Mit Tals Intervalldauer der Abtastimpulse über T i und T2 muß die Zeitkonstante τ 2 größer als T
gewählt v/erden. Die Auswahl der Zeitkonstante τ 2 wird im einzelnen durch den erwünschten Kompensatioi.sgrad
bestimmt.
Wenn Δ gemäß Fig. 2a die Schritthöhe des betrachteten Codierers ist, darf die Abweichung nie
größer werden als All. Andernfalls könnte eine Aufeinanderfolge zweier gleicher Bitwerte innerhalb
der zu erwartenden abwechselnden FoI^e von RiK 1 und
0 auch bei leerlaufendem Eingang auftreten.
Da Δ/2 als maximaler Abweichungswert zwingend ist, sollte der relative Stromfehler die folgende Ungleichung
erfüllen:
h/l <
/o ist die Stromvariation aufgrund der Abweichung, und / ist der vorgegebene Stromwert für einen
Codierschritt.
Die durch den ersten Integrator abgegebene Dreiecksrampenfolge läßt gemäß Fig.3a die Ausgleichsverhältnisse
bei einer positiven und bei einer negativen Abweichung erkennen.
Der maximale Abweichungswert All, der bereits
erläutert wurde, kann durch Verschiebung der Phasenla ge der Abtastimpulse über T2 gegenüber denen übe
Π verkleinert werden.
Wenn die Impulse über Tl näher an den Impulse!
über Ti, wie in Fig. 3b gezeigt, liegen, wird di< Rampenfolge sich um die beiden mit (1) und (2
bezeichneten Pegelwerte einspielen. Der maximale Abweichungswert ist dann kleiner als Δ/2.
Vorstehend wurde nur die Anwendung der vorliegen den Erfindung anhand eines Delta-Codierers betrachtet
Ebenso läßt sich die Erfindung natürlich auch für die
Sigma-Delta-Codierung anwenden, die eine Variante der Delta-Codierung ist. Dabei ist lediglich die Zufügunf
der beschriebenen schleifenförmigen Korrekturschal tung zu einem herkömmlichen Sigma-Delta-Codierei
erforderlich.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Delta-Codierer mit einer Integrierschaltung (RUCl) sowie Stromsteuerschaltungen (Sl, S2)
zur Ladung und Entladung dieser Integrierschaltung, mit einem Vergleicher (C), der über einen Eingang
das zu codierende Eingangssignal aufnimmt und über seinen anderen Eingang mit dem Ausgang der
Integrierschaltung verbunden ist, ι ο mit einem Impulsgenerator (Trigger TR1), dessen
Signaleingang vom Vergleicherausgang im Takte einer Abtastimpulsfolge (über Tl) gespeist wird,
mit einer Rückkopplungsschleife vom Ausgang des Impulsgenerators zu den Steuerschaltungen zur
Ladung und Entladung der Integrierschaltung, und
mit Konekturschaltkreisen (TR2, R2/C2), die zur Vermeidung störenden Leerlaufrauschens vorgesehen sind und denen das Ausgangssignal vom Vergleicher (C) im Takte einer zweiten Abtastimpulsfolge (über T2) mit der Impulsfolgefrequenz der erstgenannten Abtastimpulsfolge (über Tl), gegenüber dieser jedoch zeitverschoben, zugeführt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverschiebung zwischen der erstgenannten und der zweiten Abtastimpulsfolge frei wählbar ist und
daß der Ausgang der Korrekturschaltkreise (TR 2, R 2/C2) mit mindestens einer der Stromsteuerschaltungen (S 2) der erstgenannten Integrierschaltung (Ri/Ci) zum automatischen Leerlaufabgleich der jo zu integrierenden Lade- und Entladestrommengen rückgekoppelt verbunden ist.
mit Konekturschaltkreisen (TR2, R2/C2), die zur Vermeidung störenden Leerlaufrauschens vorgesehen sind und denen das Ausgangssignal vom Vergleicher (C) im Takte einer zweiten Abtastimpulsfolge (über T2) mit der Impulsfolgefrequenz der erstgenannten Abtastimpulsfolge (über Tl), gegenüber dieser jedoch zeitverschoben, zugeführt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverschiebung zwischen der erstgenannten und der zweiten Abtastimpulsfolge frei wählbar ist und
daß der Ausgang der Korrekturschaltkreise (TR 2, R 2/C2) mit mindestens einer der Stromsteuerschaltungen (S 2) der erstgenannten Integrierschaltung (Ri/Ci) zum automatischen Leerlaufabgleich der jo zu integrierenden Lade- und Entladestrommengen rückgekoppelt verbunden ist.
2. Delta-Codierer nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltkreise neben
einer zweiten Integrierschaltung (R2/C2) einen ir>
dieser vorgeschalteten zweiten Impulsgenerator (Trigger TR 2) aufweisen, der vom Vergleicher (C)
im Takte der zweiten Abtaslimpulsfolge (über 7*2) gespeist wird.
3. Delta-Codierer nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse
der zweiten Abtastimpulsfolge (über T2) auf die Mitte der Intervalle zwischen den Impulsen der
erstgenannten Abtastimpulsfolge (über Ti) ausgerichtet sind. 4r>
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR7107550A FR2126156B1 (de) | 1971-02-25 | 1971-02-25 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2201939A1 DE2201939A1 (de) | 1972-08-31 |
DE2201939B2 true DE2201939B2 (de) | 1980-03-13 |
DE2201939C3 DE2201939C3 (de) | 1980-10-30 |
Family
ID=9072931
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2201939A Expired DE2201939C3 (de) | 1971-02-25 | 1972-01-15 | A-Codierer mit automatischem Ladungsabgleich |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3761841A (de) |
JP (1) | JPS5117369B1 (de) |
DE (1) | DE2201939C3 (de) |
FR (1) | FR2126156B1 (de) |
GB (1) | GB1353291A (de) |
IT (1) | IT946568B (de) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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FR2396463A1 (fr) * | 1977-06-30 | 1979-01-26 | Ibm France | Circuit pour compenser les decalages du zero dans les dispositifs analogiques et application de ce circuit a un convertisseur analogique-numerique |
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US9292409B2 (en) | 2013-06-03 | 2016-03-22 | Infineon Technologies Ag | Sensor interfaces |
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US3103629A (en) * | 1961-12-29 | 1963-09-10 | Bell Telephone Labor Inc | Self-adjusting encoder |
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-
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- 1972-01-15 DE DE2201939A patent/DE2201939C3/de not_active Expired
- 1972-01-20 JP JP47007341A patent/JPS5117369B1/ja active Pending
- 1972-01-24 GB GB321972A patent/GB1353291A/en not_active Expired
- 1972-02-15 US US00226473A patent/US3761841A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2126156A1 (de) | 1972-10-06 |
JPS5117369B1 (de) | 1976-06-02 |
US3761841A (en) | 1973-09-25 |
FR2126156B1 (de) | 1974-05-31 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |