DE2437156C2

DE2437156C2 - Verfahren und Impulsgeneratorschaltung zur Erzeugung von Subnanosekunden-Impulsen

Info

Publication number: DE2437156C2
Application number: DE2437156A
Authority: DE
Inventors: Chao Chen Taipeh Wang
Original assignee: Sperry Corp
Current assignee: Unisys Corp
Priority date: 1973-08-10
Filing date: 1974-08-01
Publication date: 1983-08-11
Also published as: DE2437156A1; SE397616B; JPS5046245A; SE7410209L; CA1014620A; FR2240579A1; JPS583606B2; IT1018861B; GB1475101A; US3832568A; FR2240579B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Impulsgeneratorschaltung zur Erzeugung von Impulsen mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer, bei dem bzw. bei der eine Vielzahl von Triggerimpulsen mit einer festgelegten Impulswiederholfrequenz von einem Triggerimpulsgenerator an einen Impulsgenerator geliefert wird, der eine Vielzahl von Au -gangsimpulsen mit derselben Impulswiederholfrequenz liefert, wie die Triggerimpulse.

Es ist bekannt, Impulse mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer dadurch zu erzeugen, daß eine Übertragungsleitung, die über eine lange Zeitkonstante auf eine hohe Spannung aufgeladen wurde, mit Hilfe eines Quecksilber-Relaisschalters periodisch entladen wird. Hierbei ergeben sich Impulse mit Anstiegszeiten in der Größenordnung von 100 Pikosekunden und mit einer Impuls-Spitzenspannung von einigen 100 Volt. Aufgrund der mechanischen Beschränkungen der vibrierenden Schaltzunge können diese Schalter nicht mit sehr hohen Arbeitszyklen betrieben werden. Die mechanischen Kontakte neigen zu einer Verschmutzung und Abnutzung, wodurch sich Impulse ergeben, die in ihrer Phasenlage nicht festliegen und Störungen aufweisen. Weil die Abnutzung der mechanischen Kor^f,akte proportional zur Anzahl der Schließ- und Öffnungsvorgänge der Kontakte ist, ist die Lebensdauer des Quecksilber-Relaisschalters umgekehrt proportional zu den Arbeitszyklen. Weiterhin wird die Lebensdauer von Quecksilber-Relaisschaltern verkürzt, wenn diese Schalter bei höheren Betriebsspannungen betrieben werden.

Es ist weiterhin bereits eine Impulsgeneratorschaltung zur Erzeugung sehr kurzer Impulse bekannt (DE-Z. »Frequenz« Nr. 4, Bd. 22 (1968), Seite 112-117), bei der eine Speicherschaltdioüe verwendet wird, die gleichzeitig mit Impulsen von einem Rechteckimpulsgenerator und einem Sinusschwingungsgenerator beaufschlagt wird. Hierdurch wird eine Ausgangsimpulsfolge von Impulsen mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer erzeugt, deren Impulswiederholfrequenz gleich der Frequenz der Sinusschwingung ist. Diese Schaltung weist einen relativ aufwendigen Aufbau auf, da sowohl ein RechteckimpulsgeneraJor als auch ein Sinusimpulsgenerator erforderlich sind, die beide erhebliche Leistungen liefern müssen. Es ist weiterhin nicht möglich, Einzelimpulse mit einer Impulspause zu erzeugen, die verglichen mit der Impulsdauer sehr groß ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren sowie eine Impulsgeneratorschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die in einfacher und wirtschaftlicher Weise die Erzeugung einzelner Impulse mit einer im Subnanosekundenbe?eich liegenden Dauer und beliebigen Impulspausen bei hoher Spannung ermöglicht
Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 bzw. 5 angegebene Erfindung gelöst

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen. Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung des

ίο Verfahrens bzw. der Impulsgeneratorschaltung ergibt sich in einfacher Weise die Möglichkeit einzelne Impulse mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer zu erzeugen. Auf diese Weise ist es möglich, die erfindungsgemäße Impulsgeneratorschaltung beispielsweise in Radaranwendungen zu verwenden, bei denen ein einzelner Impuls mit steiler Anstiegsflanke in festen, relativ langen Zeitintervallen erzeugt werden soll. Unter dem Begriff »relativ langes Zeitintervall« soll hierbei ein Zeitintervall verstanden werden, das eine wesentlich längere Dauer aufweist als die Ziel-EchorücklauKzeit in einem derartigen R-;darsystem.

Bei der erfindungsgemäßen !mpülsgeneratorschaltung wird eine optimal vorgespannte Speicherschaltdiode verwendet die nicht die mechanischen Nachteile der schwingenden Schaltzunge bei einem Quecksilber-Relaisschalter aufweist so daß eine hohe Zuverlässigkeit auch bei einer großen Anzahl von Arbeitszyklen erzielbar ist Durch die Verwendung des Filters zur Erzeugung einer gedämpften Sinusschwingung, die der Speicherschaltdiode zugeführt wird, erzeugt diese einen einzelnen Impuls für jeden die gedämpfte Sinusschwingung hervorrufenden Impuls, so daß die Impulsgeneratorschaltung nicht auf Impulse mit einer Impulswiederholfrequenz, die durch die Frequenz einer Ansteuer-Sinusquelle bestimmt ist, beschränkt ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung schließt der Impulsgenerator einen Sprungfunktionsgenerator ein, der in Reihe mit einer Differenzierschaltung geschaltet ist Diese Differenzierschaltung liefert Ausgangsimpulse, die dem Filter zugeführt werden, das in Abhängigkeit von jedem zugeführten Impuls die gedämpfte Sinusschwingung erzeugt, die der Speicherschaltdiode zugeführt wird.

Die Speicherschaltdiode kann in einev aktiven oder einer passiven Schaltung vorgespannt sein. Wenn eine passive Schaltung für die Vorspannungs-Steuerschaltung verwendet wird, so wird das Verfahren der Erzeugung der Ausgangsimpulse von der Speicherschaltdiode als das »zweite Sperrentladungstt-Verfah-

5(i ren bezeichnet, während bei Verwendung einer aktiven Vorspannungs-Steuerschaltung mit einer elektrischen Leistungsquelle das Verfahren, durch das die Speicherschaltdiode einen Ausgangsimpuls erzeugt, als das »er.Me Sperrentladungs«-Verfahren bezeichnet wird.

v> Diese Bezeichnungen ergeben sich aus der Tatsache, daß bei dem ersten Sperrentladungsverfahren die Speicherschaltdiode einen einzigen Subnanosekundeii-Impuls mit hoher Spannung während der zweiten Halbperiode des durch die gedämpfte Sinusschwingung hervorgerufener. Stromes erzeugt, der der Speicherschaltdiode zugeführt wird.

Die Parameter der unterschiedlichen Schaltungselemente sind so ausgelegt, daß die Filtereinrichtung jeden Impuls in eine gedämpfte Sinusschwingung mit der Winkelfrequenz ω und der Dämpfungskonstante 6 = Rrf2L umwandelt, wobei Rf der Durchlaßwiderstand der Speicherschaltdiode und L der vorgegebene Wert der Induktivität in dem Filter ist.

Die mit der Speicherschaltdiode verbundene Vorspannungsschaltung ist so ausgelegt, daß sie entweder eine optimale oder eine im wesentlichen optimale Vorspannung für die Speicherschaltdiode liefert, so daß die Spcichcrschaltdiode einen einzigen Subnanosekunden-Impuls mit hoher Spannung in Abhängigkeit von der gedämpften Sinusschwingung erzeugen kann, die von jedem Impuls hervorgerufen wird. Die Halbperiode des resultierenden einzelnen Subnanosekunden-Impulses ist durch die Induktivität L in dem Filter und die Sperrkapazität Cr der Speicherschaltdiode derart bestimmt, daß der einzelne Subnanosekunden-Impuls eine Halbperiode

aufweist.

Durch die vorstehend beschriebene Kombination der

elektronische Schaltung mit einer Speicherschaltdiode zur Erzeugung eines einzelnen Subnanosekunden-Impulses mit hoher Spannung.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Impulsgeneratorschaltung,

Fig. 2 ein Schaltbild der Impulsgeneratorschaltung nach Fig. 1,

Fig. 2a ein Schaltbild einer Vorspannungs-Steuerschaltung zur Verwendung bei der Impulsgeneratorschaltung nach den F i g. 1 und 2,

Fig. 2b ein Schaltbild einer abgeänderten Ausführungsform der Vorspannungs-Steuerschaltung,

Fig. 2c ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Vorspannungs-Steuerschaltung,

F i g. 3 eine Darstellung einer Stromschwingungsform, die in einem LCR-Kreis erzeugt wird, der zu einem eine Speicherschaltdiode im leitenden Zustand enthaltenden Kreis äquivalent ist,

Fig.3b eine Darstellung der Kondensatorspannung und der Induktivitäts-Spannung in dem äquivalenten LCR-Kreis,

Fig.4a und 4b Darstellungen von Strom- und Spannungsschwingungen während des Schaltens der Speicherschaltdiode bei einer Kondensatorspannung von Null.

F i g. 4c und 4d Darstellungen von Strom- und Spannungsschwingungsformen während des Schaltens einer Speicherschaltdiode bei einer negativen Kondensatorspannung.

Fig.4e und 4f Darstellungen von Strom- und Spannungsschwingungsformen während des Schaltens einer Speicherschaltdiode bei einer positiven Kondensatorspannung,

Fig.5a, 5b und 5c jeweilige Darstellungen der Kreisstrom-, der Kondensatorspannungs- und der Ausgangsimpuls-Schwingungsformen einer Impulsgeneratorschaltung unter Verwendung des zweiten Sperrentladungsverfahrens mit mäßiger Vorspannung,

Fig.6a, 6b und 6c jeweilige Darstellungen der Kreisstrom-, Kondensatorspannungs- und Ausgangsimpuls-Schwingungsformen einer Impulsgeneratorschaltung unter Verwendung des zweiten Sperrentladungsverfahrens mit im wesentlichen optimaler Vorspannung,

Fig.7a, 7b und 7c jeweilige Darstellungen der Kreisstrom-, Kondensatorspannungs- und Ausgangsimpuls-Schwingungsformen einer Impulsgeneratorschaltung unter Verwendung des ersten Sperrentladungsverfahrens mit optimaler Vorspannung,

Fig. 7d und 7e Ausgangs-Impulsschwingungsformen einer Impulsgeneratorschaltung unter Verwendung des ersten Sperrentladungsverfahrens bei zu niedriger bzw. zu hoher Vorspannung,

Fi g. 8 eine schematische Zeichnung eines äquivalenten LCR-Serienkreises unter Einschluß eines Schalters.

Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform der ίο Impulsgeneratorschaltung 10 zur Erzeugung eines einzelnen schmalen Impulses mit hoher Spannung schließt einen Steuer-Triggergenerator 11 ein, der eine Vielzahl von Triggerimpulsen mit ausreichender Amplitude liefert, um einen Impulsgenerator 12 zu aktivieren. Die Triggerimpulse weisen eine Impulswiederholperiode T auf. Der Impulsgenerator 12 kann ein Sprungfunktionsgenerator sein, der mit einer Differen zierschaltung oder mit einem Impulsfunktionsgenerator (ToL-rvrvn^lt i«t Di*» u,mi Hf»m ImnnUcrpnemtor 12

erzeugten Impulse weisen eine Impulswiederhoiperiode T auf. die zu der Impulswiederholperiode T der Triggerimpulse von dem Steuer-Triggergenerator 11 identisch ist. Die Impulsbreite C der von dem Impulsgenerator 12 erzeugten Impulse ist gleich π/ω.

Die Größe der Impulsbreite C ist wesentlich kleiner als die Impulswiederholperiode T.

Eine mit dem Impulsgenerator 12 gekoppelte Filterscfjltung 13 wandelt die von dem Impulsgenerator 12 empfangenen Impulse in gedämpfte Sinusschwingungen mit einer Winkelfrequenz ω und einer Dämpfungskonstan'.e <5 um. Der Wirkungsgrad der Filterschaltung 13 ist durch die Fourier-Komponente der von dem Impulsgenerator 12 empfangenen Impulse bestimmt. Um einen guten Wirkungsgrad zu erzielen,

)5 müssen diese Impulse Fourier-Komponenten überwiegend im Bereich der Winkelfrequenz ω aufweisen, d. h. daß der reziproke Wert der Anstiegs- oder Abfallzeit der Impulse muß sehr nahe an der Winkelfrequenz ω liegen.

Die mit der Filterschaltung 13 gekoppelte Speicherschaltdiode 14 empfängt die von der Filterschaltung 13 erzeugten gedämpften Sinusschwingungen. Eine mit der Speicherschaltdiode 14 gekoppelte Vorspannungs-Steuerschaltung 15 steuert die Betriebsweise der Speicherschaltdiode 14. Wenn die Vorspannungs-Steuerschaltung 15 so eingestellt ist, daß sie einen Dauerstrich-(CW-)Betrieb der Speicherschaltdiode 14 ermöglicht, so wird eine Reihe von Impulsen mit absinkender Amplitude als Antwort auf die gedämpften

so Sinusschwingungen erzeugt, die am Ausgang der Filterschaltung 13 auftreten. Bei dem bevorugten Ausführungsbeispiel besteht jedoch das Ziel darin, einen Einzelimpuls-Ausgang in Abhängigkeit von jedem Triggerimpuls zu erzielen, der von dem Steuer-Triggergenerator 11 erzeugt wird. Daher muß die Vorspannungs-Steuerschaltung 15 so eingestellt werden, daß lediglich ein einzelner Ausgangsimpuls für jede von der Filterschaltung 13 erzeugte gedämpfte Sinusschwingung erzeugt wird.

Ein spezielles Ausführungsbeispiel ist in dem Schaltbild nach F i g. 2 gezeigt, wobei in den F i g. 2a bis 2c eine Anzahl von Verspannungs-Steuerschaltungen gezeigt ist, die mit dem Steuer-Triggergenerator 11, dem Impulsgenerator 12, der Filterschaltung 13 und der Speicherschaltdiode 14 verwendet werden können, um einen Einzelimpulsausgang von der Speicherschaltdiode 14 für jede von der Filterschaltung 13 erzeugte gedämpfte Sinusschwingung zu liefern.

Alternativ kann der Ausgangsimpuls längs der Induktivität 31 statt längs der Diode 14 abgenommen werden, indem ein Kondensator 34 mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators 32 und einer Induktivität 31 verbunden wird und indem der andere Ausgangsanschluß mit dem Verbindungspunkt der Induktivität 31 und eines Kondensators 33 verbunden wird. Für die Impulsausgangsspannung ist die Ausgaiijsspannung längs der Induktivität 31 gleich und entgegengesetzt zu der längs der Diode 14, weil der Spannungsabfall längs des Kondensators 32 vernachlässigbar ist.

In dem Schaltbild nach F i g. 2 ist der Triggerimpulsgenerator 11 mit der Anode einer Eingangsdiode 20 verbunden, deren Kathode mit dem Verbindungspunkt eines Basiswiderstandes 21 und des Basisanschlusses 22b eines Transistors 22 verbunden ist, der in Emitterschaltung betrieben wird. Der andere Anschluß des Widerstandes 21 und der Emitteranschluß 22c des Transistors 22 sind mit Erde verbunden. Der Kollektoranschluß 22a des Transistors 22 ist über eine Serienschaltung einer Induktivität 23 und eines Widerstandes 24 mit einer Hochspannungs-Gleichspannungsbetriebsleistungsversorgung 50 verbunden. Ein Koppelkondensator 25 ist mit einem Anschluß an den Verbindungspunkt des Kollektoranschlusses 22a und der Induktivität 23 angeschaltet. Der andere Anschluß des Koppelkondensators 25 ist mit einem ersten Anschluß 26a eines einstellbaren Widerstandes verbunden. Der einstellbare Widerstand weist einen zweiten Anschluß 26b auf, der mit Erde verbunden ist und der Schieifer 26c ist mit der Filterschaltung 13 verbunden, die zwei T-Halbglieder umfaßt. Das erste T-Halbglied der Filterschaltung 13 weist einen Kondensator 30, der zwischen dem Schleifer 26c des einstellbaren Widerstandes 26 und Erde eingeschaltet ist, sowie eine Induktivität 27 auf, deren einer Anschluß mit dem Verbindungspünkt des Schleifers 26c und des Kondensators 30 und dessen anderer Anschluß mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 32 und dem ersten Anschluß der Induktivität 31 in dem zweiten T-Halbglied verbünden ist. Der andere Anschluß des Kondensators 32 ist mit Erde verbunden. Der andere Anschluß der Induktivität 31 in dem T-Halbglied ist mit dem Koppelkondensator 33 verbunden, dessen anderer Anschluß mit der Anode der Speicherschaltdiode 14 verbunden ist. Der andere Anschluß des Kondensators 32 in dem zweiten T-Halbglied sowie die Kathode der Speicherschaltdiode 14 sind mit Erde verbunden. Der Verbindungspunkt des Kondensators 33 und der Anode der Speicherschaltdiode 14 ist außerdem mit dem Ausgangskoppelkondensator 34 und mit einer Induktivität 35 verbunden, deren anderer Anschluß mit der Vorspannungssteuerschaltung 15 verbunden ist

In der Vorspannungs-Steuerschaltung 15 können verschiedene Kombinationen von elektronischen Schaltungselementen verwendet werden. Wie dies in F i g. 2a gezeigt ist, schließt eine erste Ausführungsform einen einstellbaren Widerstand 37 ein, dessen Schleifer 37c mit dem zweiten Anschluß der Induktivität 35 verbunden ist während die anderen Anschlüsse 37a und 376 längs der Parallelschaltung einer Gleichspannungsquelle 40 und eines zweiten Widerstandes 41 angeschaltet sind, der gegen Erde mittelangezapft ist

Wie es in Fig.2b gezeigt ist, schließt eine zweite verwendbare Ausführungsform der Vorspannungs-Steuerschaltung 15 eine Induktivität 42 ein, die mit dem zweiten Anschluß der Induktivität 35 verbunden ist und deren zweiter Anschluß mit der Reihenschaltung eines Widerstandes 43 und einer Gleichspannungsquelle 44 verbunden ist.

Eine dritte Ausführungsform der Vorspannungs-Steuerschaltung 15 ist in Fig. 2c gezeigt. Diese Vorspannungs-Steuerschaltung weist eine Induktivität 45 auf, deren einer Anschluß mit dem zweiten Anschluß der Induktivität 35 verbunden ist, während ihr anderer Anschluß mit der Parallelschaltung eines Kondensators

ίο 46 und eines Widerstandes 47 verbunden ist, wobei der andere Anschluß der Parallelschaltung mit Erde verbunden ist.

Zur Erleichterung des Verständnisses der grundlegenden Betriebsweise der Schaltung sei zunächst die Betriebsweise einer bekannten Anordnung unter Verwendung einer Dauerstrich-Quelle zur Ansteuerung einer Speicherschaltdiode über einen induktiv-/kapazitiven Resonanzkreis betrachtet. Bei dieser Anordnung ist die ansteuernde Dauerstrichquelle immer vorhanden, selbst nachdem der eingeschwungene Zustand erreicht ist. Diese Anordnung ist im wesentlichen eine mit erzwungener Ansteuerung arbeitende Schaltung und der eingeschwungene Zustand ist die Antwort der Speicherschaltdiode auf die erzwingende Frequenz, die die Frequenz ist, auf die der induktiv-/kapazitive Resonanzkreis genau abgestimmt ist. Weiterhin ist bei der bekannten Anordnung die freie Schwingung oder das Einschwingverhalten beendet, bevor der eingeschwungene Zustand erreicht wird.

jo Bei der erfindungsgemäßen Schaltung, bei der ein einzelner Impuls erzeugt werden soll, ist die Eingangsimpulsfunktion verglichen mit der freien Schwingung kurz. Daher ist die Impulsantwort im wesentlichen das Ergebnis der freien Schwingung oder des Einschwing-Verhaltens der Schaltung in Antwort auf die Eingangsimpulsfunktion. Das Ansprechen der Filterschaltung 13 mit einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Speicherschaltdiode 14 auf die Impulsfunktion kann als die klassische Analyse eines Induktiv-ZKapazitiv-ZWiderstands-Serienkreises (LCR-Serienkreis) wie z. B. der äquivalente Kreis nach Fig.8 betrachtet werden, jedoch mit der Ausnahme einiger Einzelheiten in dem tatsächlichen Aufbau während der ersten Halbperiode, die von der Ansteuerfunktion abhängt. Bei dem LCR-Kreis wird der Kondensator anfänglich auf einen Wert Vo mit einer Ladung Qo=Vo- Q aufgeladen, und zwar als Ergebnis des Schließens des Schalters SW\ nach Fig.8. Die Ladung Qo ist zu der Ladung äquivalent, die von einem Impulsgenerator geliefert

so wird, wie z. B. dem Impulsgenerator 12 nach den F i g. 1 und 2.

Eine typische Darstellung des gedämpften Stromes /, der bei Schließen des Schalters SWl erzeugt wird, ist in Fig.3a gezeigt, während eine Darstellung der Spannung V_c längs des Kondensators G in F i g. 3b gezeigt ist Die Kondensatorspannung V_c ist als (— iIdt)C\ definiert; die Spannung Vj. längs der Induktivität ist als UaUAt definiert und ist in Fig.3b durch die strichpunktierte «Curvenlinie dargestellt Der Unterschied zwischen der Spannung Vl längs der Induktivität L\ und der Spannung längs des Kondensators Q ist der Spannungsabfall / · Äflängs des Widerstandes Rp.

Eine Zuführung einer Gleichspannungs-Vorspannung an den Verbindungspunkt der Induktivität L\ mit dem Widerstand R_F erzeugt eine exponentielle Vergrößerung des Stromes, die der gedämpften Sinusschwingung nach Fig.4 überlagert wird- Weiterhin wird die Vorspannung außerdem zur Spannung V_c längs des

Kondensators addiert. Die Größe, Form und Anzahl der Impulse, die durch die Impulsgeneratorschaltung erzeugt werden, ist durch den Wert des Stromes und der Spannung längs der Speicherschaltdiode 14 zu der Zeit bestimmt, wenn diese Diode 14 schaltet. Weiterhin ergeben unterschiedliche Werte der Vorspannung unterschiedliche Kombinationen der Spannung, des Stromes und Jer gedämpften Frequenzen am Ausgang der Impulsgeneratorschaltung. Als Ergebnis ermöglicht eine Änderung des Vorspannungstromes eine Steuerung der Größe, der Form und der Anzahl der erzeugten Impulse.

Für die Zwecke dieser Analyse sei angenommen, daß die Speicherschaltdiode 14 so idealisiert werden kann, als ob sie als Schalter wirken würde. Wenn die Speicherschaltdiode 14 eine ausreichende Ladung in dem /-Bereich der Diode gespeichert hat, wirkt sie als Kurzschluß mit einem sehr niedrigen Widerstand, wie z. B. dem niedrigen Widerständswert der für R*~ angenommen wurde, und der in F i g. 8 durch den Widerstand Rf angedeutet ist, der mit gestrichelten Linien längs der Speicherschaltdiode 14 angeschaltet ist. Wenn die Ladung zu irgendeinem Zeitpunkt entfernt wird, wird die Speicherschaltdiode plötzlich zu einem Isolator mit lediglich einer kleinen Kapazität Cr, wie dies in F i g. 8 durch den Kondensator Cr angedeutet ist, der mit strichpunktierten Linien längs der Speicherschaltdiode angeschaltet ist. Nach erfolgtem Schaltvorgang wird der niedrige Widerstandswert Rf durch die Kapazität Cr ersetzt, parallel zu der ein Lastwiderstand Z₀ angeschaltet ist. Der Einfluß des Lastwiderstandes Z₀ kann vernachlässigt werden, weil seine hauptsächliche Wirkung lediglich darin besteht, daß die Form des erzeugten Ausgangsimpulses geringfügig modifiziert wird.

Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Speicherschaltdiode 14 von ihrem Kurzschlußzustand in den isolierenden Zustand umschaltet, muß der Strom / in dem Sinne negativ sein, daß er Ladung von der Speicherschaltdiode ableitet; es kann jedoch auch irgendeine Restspannung längs des Kondensators Q vorhanden sein, die weiter oben als die I'.ondensator-Kreisspannung V_c bezeichnet wurde. Diese Spannung V_ckann unterschiedliche Vorzeichen haben, je nachdem wie dies durch das Vorzeichen der auf dem Kondensator Ci gespeicherten Ladung bestimmt ist. Bei einem negativen Strom /in der Induktivität L\ und einer Spannung von Null an der Speicherschaltdioden-Kapazität CW liefert die gespeicherte Ladung an dem Kondensator Ci die Spannungen V₀ die die neuen Anfangs-Obergangsbedingungen darstellen.

Wenn die Kondensatorkreisspannung V_c zum Schaltzeitpunkt gleich Null ist, so kann der Übergangsvorgang als der einfache Fall einer Entladung des negativen Stromes / in Li durch einen Serienkreis analysiert werden. Weil der Kondensator Ci wesentlich größer als die Kapazität Cr ist, bestimmt die Kapazität Cr die Frequenz des Stromes /als 1/2 Τ_Λ worin

ist Der in Fig.4a gezeigte Strom / führt eine Kosinusschwingung aus, bei der er das Vorzeichen beim Obergang von dem negativen Spitzenwert zu einem positiven Spitzenwert wechselt Es ist zu erkennen, daß die Größe des positiven Spitzenwertes kleiner als die Größe des negativen Spitzenwertes ist und dies ergibt sich aus Verlusten in dem Kreis. Die Ausgangsspannung längs der Kapazität Cr tritt als gedämpfte anfänglich negativ verlaufende Sinusschwingung auf, von der lediglich die erste Halbperiode in F i g. 4b gezeigt ist.
Wenn nunmehr eine negative Spannung an dem Kondensator Ci vorhanden ist, so wird diese Spannung ebenfalls durch die Induktivität U und die Ausgangslast Zo entladen. Der auf Grund dieser Spannung erzeugte Strom ist ebenfalls eine gedämpfte Sinusschwingung oder sogar eine exponentiell gedämpfte Sinusschwingung mit einer wesentlich höheren Dämpfungskonstante als die in F i g. 3 gezeigte, weil der Lastwiderstand Zn wesentlich größer ist als der Kurzschlußwiderstand Rf der Speicherschaltdiode 14. Dieser Strom muß zu dem Strom hinzuaddiert werden, der durch einfaches Entladen des Stromes in der Induktivität L\ in dem Serienkreis bei einer Kondensatorspannung von 0 erzeugt wurde. In Fig. 4c ist der Strom nach Fi g. 4a gestrichelt dargestellt, während der resultierende Strom Hiirr-h pinp Hurrhcjp-zrvtypnp I inip ΗητσρςίρΙΙί Ut Fs Kt 71! «—„.. —_o _β ~ _o .-.. — ._ . —

2n erkennen, daß der resultierende Strom negativer ist als im vorhergehenden Fall und daß zur gleichen Zeit die Ausgangsspannung nach Fig. 4d ebenfalls negativer ist als im vorhergehenden Fall. Der Strom in der Induktivität L\ wird durch die Differenz von zwei Spannungen erzeugt. Die erste Spannung ist die Spannung längs des Kondensators Ci und die zweite ist die Spannung längs der Speicherschaltdiodenkapazität Ca, die sich auf Grund des Entladungsstromes allein ergibt. Weil diese Spannungen beide negativ sind, ist es die algebraische Differenz dieser beiden Spannungen, die die Änderungsgeschwindigkeit des Stromes in der Induktivität L\ bestimmt. Wenn die Spannung längs der Kapazität Cr weniger negativ wird, wird der Unterschied dieser beiden Spannungen verringert, bis sie gleich sind, wobei bei diesem Spannungswert der positive Strom ein Maximum ist. Ober diesen Punkt hinaus ist die Spannung längs der Kapazität Cr weniger negativ als die Spannung längs des Kondensators Ci, so daß der positive Strom auf Null absinkt. Gleichzeitig nähert sich die Spannung längs der Kapazität Cr asymptotisch der Spannung längs der Kapazität Ci und sinkt mit dieser ab. (Die Spannung an der Speicherschaltdiode bleibt negativ, so daß diese nicht leitend ist.) So lange wie die Speicherschaltdiode SRD negativ vorgespannt bleibt, d. h. so lange wie eine negative Ladung auf der Kapazität Cr liegt, kann die Speicherschaltdiode lediglich einen positiven Strom ziehen, wie dies der Fall war, nachdem der Kondensator Ci zu Anfang durch den umgekehrten negativen Strom aufgeladen wurde. Sobald die gespeicherte negative Ladung verbraucht ist, wird der positive Strom beendet, was die Tatsache erklärt, warum der integrierte Bereich unter der positiven Stromkurve in Fig.4c angenähert gleich dem unter der Kurve für den negativen Strom ist.

Wenn eine negative Spannung längs des Kondensators Ci zu dem Zeitpunkt vorhanden ist, zu dem der Schaltvorgang in der Speicherschaltdiode erfolgt, besteht das Endergebnis darin, daß der in Fig.4d gezeigte und von der Speicherschaltdiode erzeugte Impulsausgang weniger als ein vollständiger Impuls ist. Mit anderen Worten, die Hinterflanke des Impulses geht nicht bis Null sondern sinkt langsam ab, d. h. sie nähert sich asymptotisch der Basis-Nullinie. Die Unvollständigkeit des Impulses hängt von der relativen Giöße der

i>-. negativen Spannung ab, die längs des Kondensators d zum Zeitpunkt des Schaltvorganges der Speicherschaltdiode 14 vorhanden ist Weiterhin ist, nachdem der Schaltvorgang der Speicherschaltdiode bei einer negati-

veil Spannung längs des Kondensators Q erfolgt ist, der erzeugte Impuls der letzte Impuls der gedämpften Sinusschwingung. Darauffolgend wird die Speicherschaltdiode 14 nicht erneut aufgeladen, bevor das Ende der Impulsfolge erreicht ist, weil die Speicherschaltdiode in einem Zustand mit negativer Vorspannung verbleibt.

Wenn die Spannung längs des Kondensators Q während des Schaltens der Speicherschaltdiode positiv ist, ergibt sich das entgegengesetzte Ergebnis. Der resultierende Strom nach Fig.4e, der in dem Kreis erzeugt wird, ist durch die Hinzufügung der positiven Vorspannung in dem Serienkreis mehr positiv. Die in F i g. 4f gezeigte Ausgangsspannung weist als Ergebnis der positiven Vorspannung in dem Serienkreis eine steilere Hinterflanke auf. In manchen Fällen kann die Hinterflanke des Ausgangsimpulses auf einen etwas negativen Wert überschwingen. Die Speicherschaltdiode klemmt die positive Spannung jedoch auf einen niedrigen Wort sobald diese Speicherschaltdiode zu leiten begannt. Der positive Strom beginnt dann einen weiteren Zyklus der Ladung und Entladung und ein weiterer Impuls kann wiederum in der folgenden Periode erzeugt werden.

Wenn die Speicherschaltdiode nicht vorgespannt ist und eine gedämpfte Folge von Sinusschwingungen wie in den F i g. 3a und 3b angelegt wird, so wird kein scharfer Ausgangsimpuls erzeugt. Die Speicherschaltdiode erzeugt nur dann einen Impuls, wenn die gespeicherte Ladung längs uer Kapazität Cr in der Durchlaßrichtung vollständig von dem Sperrstrom abgeleitet wird. Bei dem gedämpften Sinusschwingungsstrom, der der Speicherschaltdiode zugeführt wird, sinken die aufeinanderfolgenden integrierten Bereiche der positiven und negativen Hälften des Sinusschwingungsstroms stetig ab. Als Ergebnis lädt die erste Hälfte die Speicherschaltdiode auf den Bereich der Fläche unter dieser Hälfte auf. Während der negativen zweiten Hälfte des gedämpften Sinusschwingungsstroms wird die Speicherschaltdiode nicht vollständig entladen, so daß die Diode während der negativen Hälfte des gedämpften Sinusschwingungstromes auf Grund dieser Tatsache leiten kann. Wenn die dritte positive Halbperiode die Speicherschaltdiode zu laden beginnt, so kann die Speicherschaltdiode ohne weiteres leiten und leitet tatsächlich so lange wie die gedämpfte Schwingungsfolge andauert. Daher durchläuft die gedämpfte Schwingungsfolge nach den F i g. 3a und 3b die Speicherschaltdiode so, als ob anstelle der Speicherschaltdiode ein Durchlaßwiderstand Rf eingesetzt wäre.

Um scharfe Impulse durch das obengenannte als »zweites Sperrentladungs«-Verfahren bezeichnete Verfahren zu erzeugen, wird die Reihe von gedämpften Sinusschwingungen mit der ersten leitenden Halbperiode nach F i g. 3a der Speicherschaltdiode gleichzeitig mit einer negativen Vorspannung zugeführt. Die anfängliche Stromschwingung wird auf Grund des fast linearen durch die Gleichspannungsvorspanining hervorgerufenen Stromanstiegs nach unten geneigt, wie dies in F i g. 5a gezeigt ist

In den Fig.5a, 5b und 5c ist zum Zeitpunkt fe die Ladungsabfuhr auf Grund des negativen Stromes während des Intervalls fi bis t₂ gleich der auf der Kapazität Cr auf Grund des positiven Stromes während des Zeitintervalls fobis fi gespeicherten Ladung, wie dies durch einen Vergleich der schraffierten Bereiche unterhalb dieser Kurven feststellbar ist Die Speicherschaltdiode führt den Stromschaltvorgang zum Zeitpunkt i2 aus. Die Spannung längs des Kondensators Ci ist zu diesem Zeitpunkt trotz des Vorhandenseins der negativen Vorspannung noch positiv. Unter diesen Bedingungen wechselt der Strom fast abrupt auf einen positiven Wert wie dies in Fig.5a gezeigt ist. Auf Grund der oben beschriebenen Verluste in dem Kreis während des Fließens eines positiven Stromes in dem Kreis ist die Größe des positiven Stromes etwas kleiner

ίο als die des negativen Stromes.

Die gestrichelten Kurven in den Fig.5a und 5b stellen eine Darstellung der Strom- und Spannungsformen dar, wenn die Speicherschaltdiode nicht schalten würde. Die Spannung längs des Kondensators C\ ist zum

ι? Zeitpunkt t₂ nicht diskontinuierlich, sondern die Ableitung dieses Stromverlaufs ist diskontinuierlich. Zum Zeitpunkt h beginnt die Spannung längs des Kondensators Ci in Richtung auf negative Werte abzusinken anstatt anzusteigen, wie dies vor dem Schalten der

:o Speicherschaltdiode der Fall war. Nach dem Zeitpunkt <2 lädt sich die Kapazität Cr erneut während des Zeitintervalls zwischen I₂ und t₃. Danach entlädt sich die Kapazität Cr während des Zeitintervalis tj und U ausreichend, um ein Schalten der Speicherschaltdiode

2"> hervorzurufen. Zu diesem Zeitpunkt ist jedoch die Spannung längs des Kondensators Ci zum Zeitpunkt U, negativ, so daß der positive Strom in dem Kreis nach dem Schalten der Speicherschaltdiode zum Zeitpunkt U wesentlich niedriger ist und exponentiell abfällt. Der

jo zum Zeitpunkt U erzeugte Impuls ist, wie dies in F i g. 5c gezeigt ist, wesentlich kleiner als der zum Zeitpunkt t₂ erzeugte Impuls. Nach dem Zeitpunkt u kann die Speicherschaltdiode keine Ausgangsimpulse mehr erzeugen.

Die F i g. 6a, 6b und 6c zeigen die in dem Kreis erzeugten Spannungs- und Strom-Schwingungsformen, wenn die negative Vorspannung weiter vergrößert wird. Der erste in Fig.6c erzeugte Impuls wird bei einem Zustand erzeugt, bei dem die Spannung längs des Kondensators Ci negativ ist. Es ist zu erkennen, daß unter diesen Bedingungen lediglich ein einziger Impuls erzeugt wird. Es besteht ein ziemlich weiter Bereich von negativen Vorspannungsbedingungen, bei denen ein einzelner Impuls erzielt werden kann. Üblicherweise gibt es eine optimale Vorspannung, die eine maximale Spannung des Einzelimpulses hervorrufen kann. Eine Vorspannung, die zu hoch ist, ruft jedoch nicht nur eine Verringerung der Amplitude der Impulsspannung hervor, sondern ergibt außerdem einen Impuls mit einer ungünstigen Form auf Grund der langen Hinterflanke, die in diesem Fall erzeugt wird. Der Bereich der Vorspannungen ist relativ breit, soweit die Spitzenspannung des Impulses betrachtet wird. Um die beste Impulsform zu erzielen, ist es jedoch wünschenswert, die

S5 Vorspannung so einzustellen, daß sie etwas kleiner als die Vorspannung ist, die für die größte Spitzenimpulsspannung benötigt wird. Wie es in den F i g. 5a und 5b gezeigt ist, ergibt sich eine mit der Schwingungsform verbundene Gleichstromkomponente auf Grund des Ladungsverlustes durch eine Rekombination in der Speicherschaltdiode. Der Gleichstrom ist klein, insbesondere dann, wenn die Diode mit einer niedrigen Impulswiederholfrequenz impulsförmig gesteuert wird. Weil dieser Strom positiv ist und die erforderliche Gleichspannung negativ ist, ist lediglich ein passiver Vorspannungswiderstand zur Erzeugung des Vorspannungs-Gleichstroms erforderlich. Weil der Vorspannungs-Gleichstrom von der Impulswiederholfrequenz

abhängt, wird der Widerstand entsprechend der Impulswiederholfrequenz bestimmt, um eine optimale Vorspannung zu erzielen.

Bei dem »ersten Sperrentladungs«-Verfahren wird der Speicherschaltdiode ein stetiger Durchlaß-Vorspannungsstrom zugeführt und die gedämpfte Sinusschwingungsfolge wird so der Speicherschaltdiode zugeführt, daß die erste Halbperiode zur Entladung der Speicherschaltdiode verwendet wird. Die Größe der auf der Kapazität Cr in dem langen Intervall zwischen Impulsen gespeicherten Ladung hängt von der Lebensdauer der Ladungsträger der Speicherschaltdiode ab. Wenn beispielsweise die Lebensdauer der Ladungsträger verglichen mit der Halbperiode der gedämpften Sinusschwingung relativ lang ist so ist der erforderliche Gleichstrom verglichen mit der Stromamplitude der Impulsfolge vernachlässigbar. Wie es in den F i g. 7a und 7b gezeigt ist, kann erreicht werden, daß die Speicherschaltdiode an irgendeinem Punkt während der ersten Halbperiode schaltet, indem die Gleichspannungs-Vorspannung auf einen geeigneten Wert eingestellt wird Durch Schalten der Speicherschaltdiode an dem Punkt, an dem der Strom nahezu seinen negaüven Spitzenwert erreicht hat, wie dies in F i g. 7a gezeigt ist. kann ein optimaler Einzelimpuls wie z. B. der Impuls nach F i g. 7c erzeugt werden. Der umgekehrte Strom durch den Kondensator beim Schalten der Speicherschaltdiode sinkt einfach ab, ohne daß er eine ausreichende Möglichkeit hat, einen zweiten Impuls zu erzeugen. Eine unzureichende Vorspannung kann bewirken, daß die Speicherschaltdiode zu früh schaltet, so daß ein Impuls mit einer niedrigen Amplitude und einer langen Hinterflanke erzeugt wird, wie dies in Fig.7d gezeigt ist. Bei Verwendung einer zu hohen Vorspannung kann sich ein zu spätes Schalten der Speicherschaltdiode ergeben, so daß ein Impuls mit niedriger Amplitude erzeugt wird und möglicherweise werden mehrfache Impulse erzeugt, wie dies in F i g. 7e gezeigt ist

Die Betriebsweise der Impulsgeneratorschaltung nach Fig.2 wird im folgenden zunächst unter Verwendung des »ersten Sperrentladungs«-Verfahrens beschrieben. Die Vorspannungssteuerschaltung 15 kann eine der in F i g. 2a oder 2b gezeigten Formen aufweisen oder es kann eine äquivalente Vorspannungsschaltung unter Verwendung einer Gleichspannungsquelle verwendet werden.

Ein von dem Steuer-Triggergenerator Π erzeugter Triggerimpuls wird über die Diode 20 dem Basisanschluß 22b des Transistors 22 zugeführt. Der Transistor 22 ist in Emitterschaltung geschaltet und wird im Lawinendurchbruchsbereich betrieben, so daß er als Impulsgenerator arbeitet. Der Transistor sollte eine relativ steile Durchbruchscharakteristik haben, so daß die Stromanstiegszeit bei der Durchbruchsspannung Vcbo relativ kurz ist. Der Widerstandswert des mit dem Verbindungspunkt der Diode 20 mit dem Anschluß 22b des Transistors 22 verbundenen Basiswiderstandes 21 sollte so gewählt werden, daß der Haltestrom des Kollektors so eingestellt ist, daß er auf einem Pegel gerade unterhalb des Schwellwertes für eine maximale Kollektorspannung Vc an dem Transistor 22 stabil ist. Als Ergebnis kann die Triggerspannung von dem Steuer-Triggergenerator 11 relativ niedrig sein, muß jedoch eine ausreichende Amplitude aufweisen, um den Transistor 22 in den leitfähigen Zustand zu bringen, wodurch der Kondensator 25 entladen wird, der über die Serienschaltung der Induktivität 23 und des Widerstandes 24 aus der Gleichspannungsleistungsversorgung 50 geladen wurde. Der Entladungsweg für den Kondensator 25 verläuft durch den Transistor gegen Erde- Die Dauer des Ausgangsimpulses längs des einstellbaren Widerstandes 26 ist durch den Wert der Kapazität des Kondensators 25 und den Wert des Widerstandes in dem Rest der Schaltung bestimmt, der im wesentlichen aus dsm Transistor 22, dem Kondensator 25 und dem veränderlichen Widerstand 26 besteht

:o Der Wert des Widerstandes 24 und der Widerstand der Induktivität 23 in Kombination mit der Kapazität des Kondensators 25 ist so gewählt daß die resultierende KC-Zeitkonstante in der Größenordnung der Impulswiederholperiode T liegt d.h. verglichen mit der Impulsperiode C— π/ω lang ist

Der am Schleiferanschluß 26c des einstellbaren Widerstandes 26 gelieferte Impuls wird den in Kaskade geschalteten T-Halbgliedern der Filterschaltung 13 zugeführt, die im wesentlichen die niedrige Eingangsimpedanz des Speicherschaltdiodenkreises an die hohe Ausgangsimpedanz der Impulsgeneratorschaltung anpaßt Die LC-Konstante der die Induktivitäten 37, 31 und die Kondensatoren 30,32 umfassenden Filterschaltung 13 muß so weit wie möglich der gewünschten Sinusschwingungsfrequenz ω des gedämpften Sinusschwingungsausganges von der Filterschaltung 13 angenähert sein. Dies kann mathematisch wie folgt ausgedrückt werden:

wobei L₁ >
drückt:

i und C\ < C₂ ist, oder genauer ausge

L₁C₁

wobei Li der Induktivitätswert der Induktivität 31, Q die Kapazität des Kondensators 32, Li der Induktivitätswert der Induktivität 37, C₂ die Kapazität des Kondensators 30 ist und wobei Rf irgendeinen Widerstand in den Induktivitäten 27 und 31 zusammen mit dem Durchlaßwiderstand der Speicherschaltdiode 14 einschließt.
Die Filterschaltung 13 erzeugt eine gedämpfte Sinusschwingungs-Ausgangsspannung mit einer Dämpfungskonstante 6= Rf/2L\.

Der Induktivitätswert L\ der Induktivität 31 muß so gewählt werden, daß wenn sie mit der Sperrkapazität Cr der Speicherschaltdiode 14 kombiniert ist, sich ein Ausgangs-Subnanosekundenimpuls mit einer Halbperiode von

ergibt.

Weil die beschriebene Schaltung das »erste Sperrentladungs«-Verfahren verwendet, wird der Speicherschaltdiode 14 ein stetiger Durchlaß-Vorspannungsgleichstrom von der Vorspannungs-Steuersehaltung 15 zugeführt wie dies in Fig.7a durch den schraffierten Bereich links von der Amplitudenordinate dargestellt ist. Der von der ersten Halbperiode des Sinusschwingungsausgangs von der Filterschaltung 13 erzeugte Strom ist durch den schraffierten Bereich rechts von der Amplitudenordinate in Fig. 7a dargestellt. Wenn die längs der Speicherschaltdiode 14 angelegte Sinusschwingungsspannung gleich der positiven Vorspannung wird, wie dies in F i g. 7b dargestellt ist. entlädt sich

die Diode über den Kondensator 34 und erzeugt einen Subnanosekunden-Ausgangsimpuls, wie dies in Fig. 7c gezeigt ist Wie dies oben erwähnt wurde, kann der optimale Einzelimpuls dadurch erzeugt werden, daß die Speicherschaltdiode 14 an einem Punkt zum Schalten gebracht wird, an dem der Strom nahezu seinen negativen Spitzenwert erreicht hat Der umgekehrte positive Strom und die Kondensatorspannung sinken lediglich ab, ohne daß ausreichende Zeit zur Verfügung steht, um einen zweiten Impuls hervorzurufen.

Die Betriebsweise der Schaltung nach F i g. 2 für das »zweite Sperrentladungs«-Verfahren entspricht im wesentlichen der vorstehend beschriebenen Betriebsweise bei Verwendung des »ersten Sperrentladungs«- Verfahrens. Weil die Speicherschaltdiode durch die zugeführte Sinusschwingungsspannung geladen werden soll und nicht durch einen stetigen Durchlaß-Vorspannungsstrom von der Spannungsquelle in der Vorspannungs-Steuerschaltung 15, wird die Vorspannungsschaltung nach Fig.2c oder eine äquivalente Schaltung anstelle der Vorspannungs-Steuerschaltung nach den F i g. 2a und 2b verwendet

Ein von dem Steuer-Triggergenerator 11 erzeugter Triggerimpuls wird, über die Diode 20 der Basis des Transistors 22 zugeführt, wodurch der Kondensator 25 durch den Transistor 22 gegen Erde entladen und ein Ausgangsimpuls längs des einstellbaren Widerstandes 26 erzeugt wird. Der Ausgangsimpuls wird in die Filterschaltung 13 eingekoppelt, die ihrerseits eine gedämpfte Sinusschwingung erzeugt, die der Speicherschaltdiode 14 zugeführt wird.

Wie es in Fig.6a gezeigt ist, lädt der von der zugeführten Sinusschwingungsspannung erzeugte Strom / die Speicherschaltdiode 14 während der ersten positiven Halbperiode und des Teils der negativen Periode vor dem Schalten der Speicherschaltdiode 14. Während der zweiten Halbperiode des Stromes / nach Fig.6a führt die Speicherschaltdiode 14 zu dem Zeitpunkt, zu dem die Ladungsabfuhr auf Grund des negativen Stromes gleich der auf dem Kondensator Cr der Speicherschaltdiode 14 gespeicherten Ladung ist, den Stromschaltvorgang aus, wodurch der Ausgangsimpuls nach Fig.6c erzeugt wird. Dies wird, wie es in F i g. 6 gezeigt ist, zu dem Zeitpunkt erfolgen, zu dem die positiv verlaufende negative Halbperiode der Kondensatorspannung V_c gleich der von der Vorspannungsschaltung 15 erzeugten negativen Vorspannung an der Speicherschaltdiode 14 ist

Das »erste Sperrentladungs«-Verfahren ergibt folgende Vorteile gegenüber dem »zweiten Sperrentladungstt-Verfahren: Die Vorspannungseinstellung für eine optimale Betriebsweise ist weniger kritisch; es ist eine geringere Impulsansteuerung für einen vorgegebenen Ausgangsimpuls erforderlich und die Wahrscheinlichkeit der Erzeugung von Mehrfachimpulsen ist geringer. Andererseits erfordert das »erste Sperrentladungs«-Verfahren zusätzlich eine aktive Gleichspannungsversorgung, eine Speicherschaltdiode, bei der die Lebensdauer der Ladungsträger relativ hoch sein muß, und die Speicherschaltdiode muß eine größere Gesamtverlustleistung aufweisen.

Bei einem praktisch ausgeführten Befiel des Ausführungsbeispiels nach den F i g. 2 und 3 bestand die Filterschaltung 13 aus einer TEM-Streifenübertragungsleitung. Entsprechend bestehen die Induktivitäten 27 und 31 aus kurzen Abschnitten der Streifenleitung. Die Induktivität pro Längeneinheit eines derartigen Streifens ist Zo/C, weil Z₀ die charakteristische Impedanz der Leitung und C die Lichtgeschwindigkeit in der Leitung ist Die Kondensatoren 30 und 31 weisen Werte im Bereich von 30 bis 200 pF auf und sind aus keramischen Kondensatoren hoher Qualität mit Bandelektroden hergestellt Diese Kondensatoren können verschiebbar auf der Übertragungsleitung befestigt werden, so daß die Induktivitäten 27 und 31 experimentell verändert werden können, bis optimale Werte erzielt werden. Typischerweise liegt die Länge der für die Induktivitäten 27 und 31 erforderlichen Übertragungsleitung im Bereich von 3,175 bis 19,05 mm bei einer 50-Ohm-Streifenübertragungsleitung auf einem Kunststoffdielektrikum. Mit der beschriebenen Schaltung unter Verwendung von Elementen in den vorstehend genannten Bereichen erzeugte Impulse weisen typischerweise Spitzenamplituden von 180 Volt bei einer Breite von 180 bis 200 Pikosekunden an den Punkten halber Spannung und Spitzenamplituden von 50 Volt bei Impulsbreiten von 80 bis 100 Pikosekunden an den Punkten halber Spannung auf.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Erzeugung von Impulsen mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer, bei dem eine Vielzahl von Triggerimpulsen mit einer festgelegten Impulswiederholfrequenz von einem Triggerimpulsgenerator an einen Impulsgenerator geliefert wird, der eine Vielzahl von Ausgangsimpulsen mit derselben Impulswiederholfrequenz liefert, wie die Triggerimpulse, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsimpulse des Impulsgenerators einem Filter zugeführt werden, das eine Induktivität (L) derart aufweist, daß durch jeden Ausgangsimpuls eine gedämpfte Sinusschwingung mit einer vorgegebenen Winkelfrequenz (ω) und einer vorgegebenen Dämpfungskonstante (δ) erzeugt wird, daß die gedämpfte Sinusschwingung einer Speicherschaltdiode zugeführt wird, die eine Sperrkapa?ität (Cr) und einen Durchlaßwiderstand (Rf) derart aufweist, daß die Dämpfungskonstante (ό) eine Funktion des Durchlaßwiderstandes (R_F) entsprechend der Gleichung d=Rrf2L ist, und das längs der Speicherschaltdiode für jede zugeführte gedämpfte Sinusschwingung ein Ausgangsimpuls mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer und mit einer Halbperiode abgenommen wird, die durch die Gleichung

30

bestimmt ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der S^eicherschaltdiode vor der Zuführung der gedämpften S msschwingung ein J5 Ladestrom zugeführt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch den Schritt der Steuerung des Leitfähigkeitszustandes der Speicherschaltdiode derart, daß der einzelne Impuls mit einer im Subnanosekundenbe- -to reich liegenden Dauer während des leitfähigen Zustandes bei der ersten Halbperiode der gedämpften Sinusschwingung erzeugt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch den Schritt der Steuerung der Speicherschaltdiode derart, daß der einzelne Impuls mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer von der Speicherschaltdiode während des leitfähigen Zustandes bei der zweiten Halbperiode der gedämpften Sinusschwingung erzeugt wird. i.a

5. Impulsgeneratorschaltung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einer Triggerimpulsquelle zur Erzeugung einer Vielzahl von Impulsen mit einer festgelegten Impulswiederholfrequenz, mit einem Impulsgenerator, der mit der Triggerimpulsquelle verbunden ist und Ausgangsimpulse mit der gleichen Impulswiederholfrequenz wie die Triggerimpulse erzeugt, mit Filtereinrichtungen mit einer Induktivität (L), und mit einer Speicherschaltdiode, die eine Sperrkapazität (Cr) und einen bo Durchlaßwiderstand (R_F) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtungen (13) mit dem Impulsgenerator (12) derart gekoppelt sind, daß die Filtereinrichtungen (13) und die Speicherschaltdiode (14) jeden Ausgangsimpuls des Impulsgenerators b5 (12) in eine gedämpfte Sinusschwingung mit einer vorgegebenen Winkelfrequenz (ω) und einer vorgegebenen Dämpfungskonstante (δ) derart umwandeln, daß ö = Rrf2L ist, und daß Vorspannungssteuerschaltungseinrichtungen (15) mit der Speicherschaltdiode (14) gekoppelt sind und den Leitfähigkeitszustand der Speicherschaltdiode (14) derart steuern, daß die Speicherschaltdiode (14) für jede gedämpfte Sinusschwingung lediglich einen einzigen Impuls mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer und einer Halbperiode erzeugt, die durch die Gleichung

t„/n = VLcJ

festgelegt ist

6. ImpulsgeneratCTSchaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (12) einen Sprungfunktionsgenerator einschließt, der in Reihe mit einer Differenzierschaltung geschaltet ist, um Ausgangsimpulse mit einer Impulsbreite von C=π/ω zu erzeugen.

7. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (12) einen in Emitterschaltung betriebenen Transistor (22) einschließt, der im Lawinendurchbruchsbereich der Transistorkennlinie arbeitet.

8. Impulsgeneratorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (12) einen Widerstands-Kondensator-Kxeis (24, 25) zur Erzielung einer Ladezeitkonstante (R, C) einschließt, die gegenüber der Zeitperiode (T) zwischen den Triggerimpulsen lang ist.

9. Impulsgeneratorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtungen (13) zwei in Kaskade geschaltete T-Halbglieder (27, 30, 31, 32) einschließen, und daß jedes Halbglied die Kombination einer Induktivität (27,31) und eines Kondensators (30,32) einschließt.

10. Impulsgeneratorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuerschaltungseinnchtungen (15) eine passive Schaltung (45,46,47) zur Steuerung des Leitfähigkeitszustandes der Speicherschaltdiode (14) einschließen, um den einzelnen Impuls mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer während der zweiten Halbperiode der gedämpften Sinusschwingung zu erzeugen.

11. Impulsgeneratorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungs-Steuerschaltungseinrichtungen (15) eine Induktivität (45) in Reihe mit der Parallelschaltung eines Kondensators (46) und eines Widerstandes (47) einschließen.

12. Impulsgeneratorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuerschaltungseinrichtungen (15) eine elektrische Betriebsleistungsquelle (40, 44) zur Zuführung eines Ladestromes an die Speicherschaltdiode (14) vor der Zuführung der gedämpften Sinusschwingung einschließen.

13. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungssteuerschaltungseinrichtungen (15) Einrichtungen (37, 40,41,42,43,44) zur Steuerung des Leitfähigkeitszustandes der Speicherschaltdiode zur Erzeugung eines einzelnen Impulses mit einer im Subnanosekundenbereich liegenden Dauer während des leitfähigen Zustandes bei der ersten Halbperiode der gedämpften Sinusschwingung einschließen.

14. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungs-Steuerschaltungseinrichtungen (15) eine Parallelschaltung eines einstellbaren Widerstandes (37), eines festen Widerstandes (41) und einer Gleichspannungs-Betriebsleistungsquelle (40) einschließen.

15. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungs-Steuerschaltungseinrichtungen (15) eine Serienkombination einer Induktivität (42) eines Widerstandes (43) und einer Gleichspannungs-Betriebsleistungsquelle (44) einschließen.