DE2708274B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgt - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schallungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgt, mit einem Integrierkondensator, mit einer Ladestufe, durch welche der Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit aufgeladen wird, und mit einer Entladestufe für den Iniegrierkondensator, wobei der Beginn der Entladung zeitlich mit der Vorderflanke des Ausgangsimpulses zusammenfällt.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-AS 15 62 004 bekannt. Ähnliche Schaltungsanordnungen sind auch aus der DE-AS 12 07 434 und der DE-ASlI 78 462 bekannt.

Bei den aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen wird ein Ausgangsimpuls erzeugt, der zeitlich gegenüber der Vorderflanke des Eingangsimpulses verzögert ist. Weiterhin besteht bei diesen bekannten Schaltungsanordnungen kein fester Zusammenhang zwischen der Dauer des Ausgangsimpulses einerseits und der Dauer des Eingangsimpulses andererseits. Wenn sich die Dauer des Pulstastverhältnisses beim Eingangssignal ändert, wird daher auch das Pulstastverhältnis beim Ausgangssignal verändert, da die Frequenz des angelegten Eingangssignals auch die Frequenz des Ausgangssignals beeinflußt. Die bekannten Schaltungsanordnungen sind gegen Stör- und Rauschsignale empfindlich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs näher genannten Art zu schaffen, welche einen Ausgnngsiinpuls erzeugt, dessen Dauer auch bei sich änderndem Pulstaslvcrhält-

nis des Eingangssignals stets ein fester Bruchteil der Impulsdauer der Eingangsimpulse ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß die Entladestufe derart ausgebildet ist, daß der Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit entladen wird, daß weiterhin eine Klemmschaltung vorgesehen ist, welche ein Steuersignal abgibt, sobald der Integrierkondensator auf einen vorgegebenen Wert entladen ist und den Integrierkondensator auf diesem Wert hält, und daß ein binäres Verknüpfungsglied mit dem Eingang der Entladestufe verbunden ist, welches ein UND-Glied und ein ODER-Glied aufweist, welchem der Eingangsimpuls und das Steuersignal zugeführt werden und welches derart ausgebildet ist, daß der Ausgangsimpuls gleichzeitig mit der Vorderflanke des Eingangsimpulses beginnt und dann endet, wenn das Steuersignal von der Klemmschaltung an das Verknüpfungsglied angelegt wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevc.zugte Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß sich das Ausgangssignal mit besonders hoher Genauigkeit auf einen festen Bruchteil der Periode des Eingangssignals einstellen läßt, so daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Verwendung in einer Zündanlage für eine Brennkraflir ;ischine besonders gut geeignet ist.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist insbesondere auch gegen Störungen besonders unempfindlich, wie sie bei der Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs mit hoher Wahrscheinlichkeit auftreten. Es besteht dabei nämlich die Gefahr, daß während des normalen Betriebes der Maschine auftretende Rauschsignale die Zündspule während des Zündzyklus in fehlerhafter Weise erregen, weil derartige Rauschsigna-Ic entweder induktiv oder kapazitiv mit dem Integrierkondensator gekoppelt werden können. Auf diese Weise kann leicht eine Fehlzündung ausgelöst werden, durch welche die Maschine beschädigt oder zumindest in ihrem Wirkungsgrad stark beeinträchtigt wird. Derartige Fehlermöglichkcilen werden durch die erfindungsgemäßc Schaltungsanordnung mit besonders hoher Sicherheit ausgeschaltet.

Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

F i g. I eine teilweise als Blockschema unJ teilweise als Schaltschema dargestellte Zeitsteuerschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 verschiedene Wellenformen, welche zur Erläuterung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung dienen, und

F i g. 3 ein teilweise als Blockschema und teil .veise als Schaltschema dargestelltes Zündsystem, welches als Festkörperbauweise ausgeführt ist und die in der F i g. 1 dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält.

In der Fig. 1 ist eine Zeitsteuerschaltung 10 gemäß der Erfindung dargestellt. Die Zeitsteuerschaltung 10 ist derart ausgebildet, daß sie ein Eingangssignal mit einem vorgegebenen Tastverhältnis an der Eingangsklemme 12 empfängt, welche mit einer ersten Eingangsklemine eines UND-Gatters 14 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Gatters 14 ist mit der Basis des Transistors 16 und einer Eingangsklemme eines ODER-Gatters 18 verbunden. Das UND-Gatter 14 und das ODER-Gatter 18 weisen eine Eingangsverriegelungsschaltung 19 auf.

welche grundsätzlich bekannt ist. Der Kollektor des Transistors 16 ist mit der Basis des Transistors 20 verbunden und ist üter eine Konstantstromquelle 22 an eine positive Versorgungsklemmn angeschlossen. Der "> Emit «er des Transistors 16 und der Transistor 20 sind an eine Massebezugsklemme der Zeitsteuerschaltung 10 angeschlossen. Die Diode 24 ist zwischen dem Kollektor des Transistors 16 und der Massebezugsklemme angeordnet Die Kombination aus der Diode 24 und dem

i" Transistor 20 bildet eine Spiegelschaltung bekannter Art. Der Kollektor des Transistors 20 ist mit einer Elektrode eines integrierenden Kondensators 26 verbunden, dessen andere Elektrode mit der Massebezugsklemme verbunden ist. Die erste Elektrode des

π integrierenden Kondensators 26 ist auch über die Konstantstromquelle 28 mit der positiven Energieversorgung verbunden. Eine Klemmschaltung oder Klammerschaltung 30 weist die Transistoren 32 und 34, die Dioden 34, 38 und 40 und den Widerstand 42 auf und

-ι» dient dazu, den Pegel, auf welchen der integrierende Kondensator 26 entladen wird, auf einen vorgegebenen Spannungswert festzulegen, und sie liefert ein Signal sn den Spannungskomparator48, während der Spannungspegel an dem Kondensator festgelegt ist, wie es unten

-'■> näher erläutert wird. Die Klemmschaltung 30 ist mit der ersten Elektrode des integrierenden Kondensators 26 über den Emitter des Transistors 32 verbunden und hat einen Ausgangsstromknoten, der vom Kollektor des Transistors 34 abgenommen ist. Zwischen dem Kollek-

iii tor des Transistors 34 und der Massebezugsklemme ist eine Konstantsiromquelle 44 angeordnet, welche einen dazu parallclgeschalteten Filterkondensator 46 aufweist. Die Differentialkomparatorschaltung 48 hat einen nichtinverticrenden Eingang, der mit dem Kollektor des

r> Transistors 34 verbunden ist, und hat weiterhin einen invertierenden Eingang, der mit einer Bezugsspannung verbunden ist. Der Ausgang des Differenli.ilkomparators 48 ist mit einer weiteren Eingangsklemmc des ODER-Galters 18 verbunden, dessen einer Eingang mit

4i) einem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 und mit dem Eingang des Inverters 50 verbunden ist. Wie unten näher erläutert wird, wird das Monopuls-Ausgangssignal von der Zeitsteuerschaltung 10 am Ausgang des Inverters 50 erzeugt.

4> ■ Die Arbeitsweise der in der F i g. 1 dargestellten Schaltung wird nachfolgend anhand der Fig. 1 und 2 erläutert. Zur Erklärung sei angenommen, daß die Zeitsteuerschaltung 10 vor der Zeit Ti (Fig. 2) in Betrieb ist, so daß die Wellenform 2/4, welche dem

w Eingangssignal entspricht, auf einem positiven Pegel ist. Vor der Zeit 71 wird die weitere Annahme getroffen, daß der zweite Eingang des UND-Gatters 14 auf einem logischen Pegel 1 ist und somit der Ausgang des UND-Gatters 14 auf einem logischen Pegel 1 ist und

^Γι^Γι weiterhin der Transistor 16 gesperrt ist. Wenn das Ausgangssignal des UND-Gatters 14 eine logische 1 ist, ist auch das Ausgangssignal des ODER-Gatters 18 eine logische 1, welche dem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 zugeführt wird, wodurcli die obige Annahme

wi bestätigt wird, und es wird dann der Ausgang des Inverters 50 an der Klemme 52 dazu gebracht, daß er tiefgelegt wird (Wellenform ID und 2C). Wenn der Transistor 16 durchlässig ist, ist der Transistor 20 in den gesperrten Zustand vorgespannt, wodurch der Konden-

h^r) sator 26 durch die Konstantstromquelle 28 geladen wird, und /w;ir mit einem rampenartig ansteigenden Strom, wobei das .Steigungsmaß der Stromstärke proportional ist. Die Wellenform 2i> erläutert den rampenartigen

Anstieg der Spannung am Kondensator 26 im Abschnitt 70, dessen Steigungsmaß ^₆ beträgt. Solange die Spannung am Kondensator 26 größer ist als die Spannung des einen Diodenabfalls, wird die Klemmschaltung 30 gesperrt. Wenn die Klemmschaltung 30 gesperrt ist, wird der Kondensator 46 auf da·, Massepotential entladen, und zwar über die Konstanlstromquelle 44, welche bewirkt, daß eine logische 0 der nichtinvertierenden Eingangsklemme des Differentialkomparators 48 zugeführt wird. Dadurch wird am Ausgang des Komparators 48 eine logische 0 erzeugt.

Zu der Zeit Ti wird das Eingangssignal, die Wellenform 2/4, auf einen logischen Pegel 0 gebracht. Der Ausgang des UND-Gatters 14 wird entsprechend auf einen logischen Pegel 0 gebracht, und zwar ebenso wie der Ausgang des ODER-Gatters 18, was dem Abschnitt 26 der Wellenform 2C entspricht, da das Ausgangssignal des Komparators 48 ebenfalls eine logische 0 ist. Wenn das Eingangssignal für den Inverter 50 eine logische 0 ist, wird das Ausgangssignal an der Klemme 52 positiv, wie es durch den Abschnitt 58 der Wellenform 2D veranschaulicht ist. Der Transistor 16 wird gesperrt, und in Reaktion darauf wird die Diode 24 durchlässig. Der Strom von der Konstantstromquelle 22, der eine Größe von 3 I_n aufweist, fließt durch die Diode 24, welche bewirkt, daß dieselbe Stromstärke auch durch den Transistor 20 fließt. Da die Konstantstromquelle 28 nur einen Strom mit einer Stärke von /» liefern kann, wird der Kondensator 26 dazu gebracht, daß er sich mit einer Geschwindigkeit entlädt, welche einem Strom von 2 /» proportional ist. Dies wird durch den Abschnitt 60 der Wellenform 2ß veranschaulicht, der

eine Neigung von _(2f) hat. Der Kondensator 26 wird

weiter mit einer Geschwindigkeit entladen, welche proportional zu 2 Iu ist. und zwar bis zur Zeit T;. Da die Klemmschaltung 30 weiterhin während der Zeitintervalle T bis Tj gesperrt bleibt, wird die Spannung, welche dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 48 zugeführt wird, auf Massepotential gehalten, und die Verncgelungsschaltiing 19 wird verriegelt, um an den zweiten Eingang des UND-Gatters 14 eine logische 0 und an der Klemme 52 eine logische 1 zu erzeugen. Somit bleibt der Ausgang der Zeitsteuerschaluing 10 hochgelegt (Abschnitt 62), und zwar für das Zeilintervall T, bis T·. unabhängig vom Eingangssignal, weil eine logische 0 an dem zweiten Eingang des UND-Gatters 14 verriegelt ist. Das Zeitintervall Τ— Tj entspricht einem festen Prozentsatz der Eingabeperiode (Zeitintervall T, bis T₁).

Der auf einer Seite geerdete Kondensator 26 bew irkt eine Filterung von Rauschübergängen kurzer Dauer, welche vom Eingang der Zeitsteuerschaltung 10 während des Zeitintervalls Tj- Ti eingekoppelt werden könnten. Somit ist die Zeitsteuerschaltung 10 gegen Eingangsrauschübergänge während des Zeitintervalls Ti-Tj durch das Vorhandensein der Verriegelungsschaltung 19 nicht empfindlich. Weiterhin wird während des Zeitintervalls Tj- Tj durch die kapazitive Filterung mit Hilfe der Zeitsteuerschaltung 10 ein falsches Ausgangssignal an der Klemme 52 verhindert. Außerdem filtert der Kondensator 26 Spannungsübergänge oder Spannungsänderungen, die entweder induktiv oder kapazitiv mit dem Kondensator während der gesamten Zeitperiode Ti-Tj gekoppelt sein könnten, da eine Seite des Kondensators an Masse gelegt ist.

Der Transistor 32 der Klemmschaltung 30 ist zwischen dem Betriebspotential K. und Masse durcl das Vorspannungsnetzwerk vorgespannt, welches der Widerstand 42 und die Dioden 34 und 38 aufweist. Dci Transistor 32 ist gesperrt, bis die Spannung an seinen Emitter auf einen Diodenspannungsabfall absinkt odei gemäß der Darstellung in der F i g. 2B auf den Wert Φ Dies ergibt sich dadurch, daß der Spannungsabfall dei Diode 34 dem Emitter-Basis-Spannungsabfall de; durchlässigen Transistors 32 angepaßt wird, wodurch bewirkt wird, daß der Diodenabfall der Diode 38 (Φ) ar dem Kondensator 26 auftritt, wenn eine Klemmwirkung vorhanden ist. Somit erreicht bei Tj die Größe dei Spannung am Transistor 26 das vorgegebene Span nungspoiential Φ, und der Transistor 32 der Klemm schaltung 30 beginnt, durchlässig zu werden. Dei Koliektorstrom des Transistors 32 nähert sich einen· Wert 2 /,ι, wenn der Kondensator 26 vollständig geklemmt ist oder festgelegt ist oder wenn er niehl weiter entladen wird. Die Diode 40 und der pnp-Transistör 34 der Klemmschaltung 30 weisen eine pnp-Unv schaltstufe auf. wie sie an sich bekannt ist und bewirkt daß der dem Kollektor des Transistors 34 zugeführtc Strom ebenfalls die Stärke 2 /,> aufweist. Der durch der Transistor 34 fließende Strom ist größer als der von dei Konstantstromquelle 44 gelieferte Strom (l\). so daß dci Kondensator 46 dazu gebracht wird, mit einer anderen vorgegebenen Geschwindigkeit aufgeladen zu werden jedoch im allgemeinen schnell in bezug auf die Neigung bzw. Steigung 60 bzw. 70 in der Wellenform 2ß. Somit wird im Zeilpunkt Tj die Spannung am Kondensator 46 im wesentlichen in kurzer Zeil gleich der Bezugsspannung, welche an der invertierenden Klemme des Differentialkomparators 48 zugeführt wird, und es erscheint am Ausgang desselben eine logische 1. Wenn an dessen Eingang eine logische 1 erscheint, ändert das ODER-Gatter 18 seinen Zustand, und es wird an seinem Ausgang eine logische 1 erzeugt, was dem Abschnitt 64 der Wellenform 2C entspricht. Der Ausgang der Zcitstcucrschaluing 10 schaltet dann auf einen tiefen Pegel um. was dem Abschnitt 66 entspricht, und zwar in Reaktion darauf, daß das ODER-Gattcr 18 die Ausgangspegcl verändert. Während des Zeitintervalle Τ·- Ts wirkt der Kondensator 26 als Filter, und zwar für Rauschen am Eingang oder für Rauschen, welches induktiv oder kapazitiv mit dem Kondensator 26 gekoppelt wird. Außerdem würde für kurzzeitige Übergänge am Kondensator 26 der Kondensator 46 die Spannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators 48 auf einem hohen Pegel halten, weil durch den Kondensator 46 Rauschsignale integriert werden. Zu der Zeit Ti wird das Eingangssignal auf einen positiven Pegel umgeschaltet, was dem Abschnitt 68 der Wellenform 2A entspricht, und deshalb, weil beide Eingangsklemmen des UND-Gatters 14 nun eine logische 1 haben, wird auch das Ausgangssignal des UND-Gatters 14 auf eine logische 1 gebracht, und somit wird der Transistor 16 erneut durchlässig. Wenn der Transistor durchlässig ist, wird der Transistor 20 in den gesperrten Zustand gebracht, und der Kondensator 26 beginnt, sich mit einer Geschwindigkeit aufzuladen, welche der Stromstärke Ai proportional ist, was dem Abschnitt 70 der Wellenform 2ß entspricht. Wenn zu der Zeit T₄ das Eingangssignal wieder auf eine logische 0 umgeschaltet wird, so wiederholt sich der oben beschriebene Zyklus.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung entspricht somit einer Zeitsteuerschaltung, welche in Reaktion auf ein Eingangssignal mit vorgegebenem

Tastverhältnis nur während eines festen Bruchteils der Eingangssignalperiode ein Ausgangssignal erzeugt, unabhängig vom Eingangssignal, und zwar mit Hilfe einer Eingangsverriegelungsschaltung. Während der Zeit 7"i— Ti werden irgendwelche Rauschübergänge, die kapazitiv oder induktiv gekoppelt sein könnten, oder auch ein Eingangssignal welches an die Zeitsteuerschal-Uing 10 geführt sein könnte, durch eine entsprechende Filterung an Masse abgeführt, und zwar nicht nur durch den Kondensator 26, sondern auch durch den Kondensator 46. Weiterhin filtert während der Zeit T₁- Ta der Kondensator 26, wenn er mit einer zu der Stromstärke /o proportionalen Geschwindigkeit aufgeladen wird, Spannungsübergänge heraus, indem er sie an Masse ableitet, welche andernfalls induktiv oder kapazitiv oder über ein entsprechendes Eingangssignal an die Schaltung 10 gelangen könnten. Somit ist die Zeitsteuerschaltung 10 gegen Rauschübergänge nicht anfällig, wie es bei bekannten Schaltungen dieser Art der Fall ist, wenn sie einen Kondensator verwenden, der zwischen zwei Bezugsklemmen angeordnet ist, anstatt einen an Masse gelegten Kondensator 26 in der Zeitsteuerschaltung 10 gemäß der Erfindung zu verwenden.

In der Fig.3 ist ein Festkörper-Zündsystem 78 dargestellt, in welchem die Zeitsteuerschaltung 10 verwendet werden kann. Zeitsteuersignale, die im allgemeinen eine sinusförmige Form haben, wobei positive und negative Abschnitte vorhanden sind, werden in zeitlicher Beziehung zu der Maschine in an sich bekannter Weise erzeugt. Diese Zeitsteuersignale werden in unterschiedlicher Weise den Eingangsklemmen 80 bzw. 82 des Differentialkomparators 84 zugeführt. Es ist zweckmäßig, daß in Reaktion auf die positiv verlaufenden Nulldurchgänge der sinusförmigen Zeitsteuersignale, d. h.. wenn die Nullachse in einer positiven Richtung durchlaufen wird, ein Funkenpotential erzeugt wird, um in der Maschine eines Kraftfahrzeugs oder einer ähnlichen Einrichtung eine Zündung herbeizuführen, wie es unten erläutert wird.

Der Ausgang des Differentialkomparators 84 ist mit dem Eingang der Integrierstufe 86 verbunden, welche im vorliegenden Fall die Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig. 1 wäre. Es sei darauf hingewiesen, daß ein Inverter zwischen dem Komparator 84 und der Integrierstufe 86 angeordnet sein kann, um das der Integrierstufe 86 zugeführte Signal zu invertieren. Auf diese Weise wird in Reaktion auf die Zeitsteuersignale, welche die Nullachse in einer positiven Richtung durchlaufen, der Eingangsimpuls für die Integrierstufe 86 von einem hohen auf einen tiefen Pegel umschalten, wie es durch die Wellenform 2Λ zu der Zeit Γι dargestellt ist. Der Ausgang der Integrierstufe 86 ist mit der Integrierstufe 88, mit der Integrierstufe 90 und mit einem Eingang des NOR-Gatters 94 verbunden. Die Ausgangssignale der Integrierstufen 88 und 90 werden dem Komparator 92 zugeführt, dessen Ausgang mit einem zweiten Eingang des NOR-Gatters 94 verbunden ist Das Ausgangssignal des NOR-Gatters 94 wird dem Verstärker 96 zugeführt, der in Reihe zwischen der Zündspule 100 und dem Fühlerwiederstand 98 angeordnet ist Der Fühlerwiderstand 98 ist mit der nichtinvertierenden Klemme des Differentialkomparators 102 verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang der Integrierstufe 90 und mit der anderen Eingangsklemme des NOR-Gatters 94 verbunden ist Die invertierende Klemme des Differentialkomparators 102 ist mit einer Bezugsspannung verbunden, weiche typischerweise 200 mV betragen kann.

Zur Veranschaulichung sei angenommen, daß die Brennkraftmaschine in einem stetigen Betriebszustand oder mit einer konstanten Drehzahl betrieben wird, so daß die Periode des Maschinenzündzyklus konstant ist. Dieser Zyklus ist kein vollständiger Zyklus des Rotors des Verteilers, sondern stellt denjenigen Zyklus dar, welcher erforderlich ist, um jeden einzelnen Funken in der Zündfolge beim Betrieb der Maschine zu erzeugen. Gemäß der Darstellung wird am Ausgang des Differentialkomparators 84 in Reaktion auf jedes Zeitsteuersignal ein Impulszug (Fig. 2A) während des positiven und des negativen Halbzyklus jeweils erzeugt, und zwar bei jedem angelegten Zeitsteuersignal.

In Reaktion auf den Impulszug vom Komparator 84 wird ein Monopulssignal von 71 — 7"i am Ausgang der Integrierstufe 86 erzeugt, wie es oben bei der Arbeitsweise der Zeitsteuerschaltung 10 erläutert wurde. Das Ausgangssignal der Integrierstufe 86 (welches dem NOR-Gatter 94 zugeführt wird) sperrt in zuverlässiger Weise irgendein Ausgangssignal während der Zeitperiode, in welcher das Monopulssignal (von Τ — 7"i) angelegt bzw. zugeführt wird, so daß der Ausgangsverstärker 94 nicht in den durchlässigen Zustand versetzt werden kann. Deshalb kann durch die Primärwicklung der Zündspule 100 während der Zeitperiode (T] — Γ>) jedes Zündzyklus kein Erregerstrom erzeugt werden, unabhängig davon, ob ein durch Rauschen ausgelöstes Eingangssignal vorhanden ist. Somit wird durch irgendein Rauschsignal, welches am Ende der vorhergehenden Zündperiode aufgetreten sein könnte, die Zündschaltung nicht dazu gebracht, die Zündspule zu erregen, während der hohen Spannungsübergänge des Funkens. Gleichzeitig wird der Ausgangsimpuls der Integrierstufe 86 den Eingängen der Integrierstufen 88 und 90 zugeführt.

Die Integrierstufe 90, die eine Zeitsteuerschaltung aufweisen kann, welche ähnlich ausgebildet ist wie die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung, erzeugt ein Bezugssignal an ihrem Ausgang, und zwar in Reaktion auf das Auftreten des Monopulssignals vom Integrator 86. In an sich bekannter Weise kann ein interner Kondensator der Integrierstufe 90 während der Zeitdauer aufgeladen werden, während welcher ein Ausgangssignal von der Integrierstufe 86 erzeugt wird, und zwar mit einer ersten vorgegebenen Geschwindigkeit, und dieser Kondensator kann während der übirgen Zeit des Zündzyklus mit einer unterschiedlichen vorgegebenen Geschwindigkeit entladen werden, so daß zu Beginn und am Ende jedes Zündzyklus die Größe des Ausgangssignals von der Integrierstufe 90 auf Massepotential liegt.

In Reaktion auf den Monopuls von der Integrierstufe 86 erzeugt die Integrierstufe 88. welche ebenfalls eine Zeitsteuerschaltung sein kann, wie sie in der F i g. 1 dargestellt ist, eine veränderliche Schwellenspannung an ihrem Ausgang. Bei stetigen Betriebsbedingungen würde die Größe dieser Schwellenspannung konstant sein.

In Reaktion auf den angelegten Monopuls von der Integrierstufe 86 wird die Spannung an dem internen integrierenden Kondensator der Integrierstufe 88 rampenartig auf den Schwellenwert von einem zuvor aufgebauten Bezugspotential gebracht Das Bezugspotential hängt von der Zeitperiode des vorhergehenden Zündzyklus ab, und es ist nur während eines stetigen Betriebes konstant Das Ausgangssignal von der Integrierstufe 88 bleibt über eine vorgegebene Zeitperiode konstant nach welcher es rampenartig nach unten abfällt, und zwar mit einer Geschwindigkeit oder mit

einer Neigung, welche durch die Entladung des internen Kondensators der Schaltung festgelegt wird.

Die Ausgangssignale von den Integricrstufeii 88 und 90 werden im Komparator 92 verglichen. Wenn die Stärke des Ausgangsinipulses von der Imegricrschal-Hing 90 größer ist als das Schwellenjiotential. welches am Ausgang der Integrierstufe 88 auftritt, ist das Ausgangssignal vom Komparator 92 eine logische I, so dal.i das NOR-Gatter 94 den Ausgangsverstärker 96 daran hindert, daß er durchlässig wird. Zu einer vorgegebenen Zeit während eines Abschnitts des Zünd/yklus, wenn nämlich die Stärke lies Ausgangssignals von der Integrierstufe 90 im wesentlichen gleich oder kleiner als die Stärke des Schwellenpotentials wird, welches am Ausgang der Inlegrierstule 88 auftritt, ändert der Ausgang des Komparators 92 sein Vorzeichen. Deshalb liegen alle Eingangssignale /u dem NOR-Gatter 94 auf einem logischen Pegel 0, und das NOR-Gatter 94 wird aktiviert, so daß dadurch der Ausgangsverstärker 32 durchlässig wird. In Reaktion darauf beginnt ein Erregerstrom durch die Primärwicklung der Zündspule 100 /u fließen und weiter durch den Verstärker 96 und den Fühlerwidersland 98 an Masse. Der Ausgangsimpuls von der Integrierstufe 90 wird auf Masscpotential zurückgeführt, und die Integrierstufe 90 wird in ihren Ausgangszusland zurückversetzt.

Der Verstärker 96 wird in den gesättigten Zustand gebracht, so daß der von diesem erzeugten F.rregerstrom mit einer Geschwindigkeit ansteigt, welche in sehr guter Näherung durch die I./R-Zeitkonstanle der Primärwicklung tier Zündspule 100 festgelegt ist. Wenn die Stärke des Erregerstroms durch die Primärwicklung einen vorgegebenen Wert erreicht, wird eine Slromrückführschleile. welche den Fühlerwiderstand 98 und den Komparator 102 enthält, wirksam, um ein ansteigendes .Sperrsignal für das NOR-Gatter 94 /u erzeugen. Wenn das NOR-Gatter 94 gesperrt ist. und das Treibersignal für den Verstärker 96 derart vermindert, daß eine Strombegrenzung wirksam wird und kein weiterer Stromansticg durch den Verstärker 96 hervorgerufen wird. Gleichzeitig bewirkt das Ausgangssignal vom Komparator 102. welches einem anderen Eingang der Integrierstufe 98 zugeführt wird, ein Entladen des integrierenden Kondensators, welcher hier vorhanden ist. so daß das Schwellcnpotential mit einer vorgegebenen Geschwindigkeit vermindert wird. Zu Beginn der nächsten Zündzeitperiode, welches dem Eingang des Komparators 84 zugeführt wird, wird ein weiterer Monop ils am Ausgang der Integrierstufe 86 von Γι bis Γ erzeugt. Das NOR-Gatter 94 wird wiederum gesperrt, und der Verstärker 96 wird ebenfalls gesperrt. Folglich hört der Erregerstrom durch tue Zündspule 100 plötzlich auf, und das Magnetfeld an dieser Spule fällt zusammen, welches ein Fiinkenpotenlial an der Sekundärwicklung der Zündspule 100 erzeugt, wodurch die Zündung in der Maschine hervorgerufen wird. Das Schwcllenpolential. welches am Ausgang der Integrierstufe 88 aufgebaut wird, kann in Reaktion auf Veränderungen in tier Drehzahl tier Maschine angepaßt werden, um in linearer Weise den Schließwinkel zu regulieren, und zwar derail, daß er einen festen Prozentsatz ties gesamten Zündzeilzyklus ausmacht.

Die in tier !■" i g. j dargestellte Anordnung, welche eine Zeitsieucrschaltui g 10 gemäß F ig. 1 aufweisen kann, isi gegen Rausehübergänge nicht empfindlich, die während des Betriebes der Maschine auftreten können und andernfalls zu Fehlzündungen während eines unerwünschten Abschnittes des Zündzyklus führen könnten. Gemäß der Erfindung wurde somit eine elektronische Schaltung für ein Festkörper-Zündsystem geschaffen, um ein ausreichendes Funkenpotential in entsprechender zeitlicher Beziehung zu der Maschine zu erzeugen, wobei die Anordnung gegen Rauschübergänge nicht empfindlich ist, die während eines beliebigen Abschnittes der Eingangsperiode auftreten könnten.

Obwohl die Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig.] anhand eines Festkörper-Zündsystems in ihrer Anwendung erläutert wurde, welches als monolithische integrierte Schaltung aufgebaut sein kann, ist darauf hinzuweisen, daß die Zeitsleuerschaltung 10 auch in Verbindung mit anderen Einrichtungen anwendbar ist.

Weiterhin ist zu bemerken, daß eine beliebige Anwendung, welche es erforderlich werden läßt, daß ein Ausgangssignal erzeugt wird, welches eine vorgegebene Zeitdauer eines periodischen Eingangssignals aufweist, die erfindungsgemäße Zeitsteuerschaltung 10 gemäß Fig. I verwenden kann. Indem das Verhältnis der Ströme verändert wird, welche durch die Konstantstromquellen gemäß Fig. 1 geliefert werden, kann die Zeitdauer des Ausgangssignals auf einen gewünschten Prozentsatz der Eingangssignalperiode eingestellt werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses, dessen Dauer nur einen Bruchteil der Dauer des Eingangsimpulses beträgt, mit einem Integrierkondensator, mit einer Ladestufe, durch welche der Integrierkondensator mit konstanter Geschwindigkeit aufgeladen wird, und mit einer Entladestufe für den Integrierkondensator, wobei der Beginn der Entladung zeitlich mit der Vorderflanke des Ausgangsimpulses zusammenfällt, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladestufe (16, 20, 22, 24) derart ausgebildet ist, daß der Integrierkondensator (26) mit konstanter Geschwindigkeit entladen wird, daß weiterhin eine Klemmschaltung (30) vorgesehen ist welche ein Steuersignal abgibt, sobald der Integrierkondensator (26) auf einen vorgegebenen Wert entladen ist und den fntegrierkondensator (26) auf diesem Wert hält, und daß ein binäres Verknüpfungsglied mit dem Eingang der Entladestufe verbunden ist, welches ein UND-Glied (14) oder ein ODER-Glied (18) aufweist, welchem der Eingangsimpuls und das Steuersignal zugeführt werden und welches derart ausgebildet ist, daß der Ausgangsimpuls gleichzeitig mit der Vorderflanke des Eingangsimpulses beginnt und dann endet, wenn das Steuersignal von der Klemmschaltung (30) an das Verknüpfungsglied angelegt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladestufe durch eine erste Konstantstromquelle (28) gebildet ist, welche einen konstanten Strom (la) vorgebbarer Größe liefert.

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Konstantstromquelle (22) vorgesehen ist, welche einen Strom (3 /o) liefert, welcher dem dreifachen V/ert des Stroms der ersten Konstantstromquelle entspricht, daß weiterhin ein erster Transistor (16) vorgesehen ist, dessen Basis mit der Entladestufe verbunden ist, dessen Emitter mit dem Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden ist, daß weiterhin eine Diode (24) vorhanden ist, deren Anode mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden ist und deren Kathode mit dem Bezugspotential verbunden ist, und daß ein zweiter Transistor (20) vorgesehen ist, dessen Basis mit der zweiten Konstantstromquelle verbunden ist, dessen Emitter mit dem Bezugspotential verbunden ist, und dessen Kollektor mit dem Integrierkondensator (26) über einen Verbindungsknoten verbunden ist, mit dem auch die erste Konstantstromquelle verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung (30) eine Entlade-Sperrschaltung (32, 34, 38, 42) aufweist, welche eine weitere Entladung des Integrierkondensators verhindert, wenn der Integrierkondensator auf den vorgegebenen Wert entladen ist, daß weiterhin eine Stromumschaltschaltung (34, 40) vorhanden ist, welche mit der Entladesperrschaltung verbunden ist und ein Ausgangssignal liefert, wenn der Integrierkondensator auf den vorgegebenen Wert entladen ist, und daß weiterhin eine Steuerschaltung (44, 46, 48) vorgesehen ist, weiche mit dem Ausgang der Stromumschaltschaltung verbunden ist und ein Ausgangssi

gnal als Ausgangssignal der Klemmschaltung (30) liefert, welches durch das Ausgangssignal der Stromumschaltschaltung ausgelöst wird.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladesperrschaltung (32, 34, 38, 42) einen dritten Transistor (32) aufweist, dessen Emitter mit dem Verbindungsknoten zwischen dem Integrierkondensator und der ersten Konstantstromquelle verbunden ist, dessen Kollektor mit der Stromumschaltschaltung verbunden ist und dessen Basis mit dem Vorspannungspotential beaufschlagt ist, und daß der dritte Transistor (32) in den durchlässigen Zustand versetzt wird, wenn der Integrierkondensator (26) auf den vorgegebenen Wert entladen ist, so daß dieser Kondensator nicht weiterentladen werden kann, und daß ein Vorspannungsnetzwerk (34, 38, 42) vorgesehen ist, um am Emitter des dritten Transistors (32) das vorgegebene Vorspannungspotential zu erzeugen.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorspannungsnetzwerk Halbleiterdioden (34, 38) aufweist, welche zwischen dem Bezugspotential und dem Emitter des dritten Transistors (32) angeordnet sind, und daß das Vorspannungsnetzwerk weiterhin einen Widerstand (42) aufweist, der zwischen dem Emilter und einer Betriebspotentialquelle angeordnet ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Inverter (50) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem ODER-Glied (18) verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist.