DE2623733A1 - Zuendsystem fuer eine brennkraftmaschine - Google Patents

Description

Dipl.-Phys. O.E. Weber d-8 München 71

Patentanwalt Hofbrunnstraße 47

Telefon: (089)7915050

Telegramm: monopolweber münchen

We/th - M 393

MOTOROLA., IHC.
1303 East Algonquin Road

Schaumburg, 111. 60196, USA

Zündsystem für eine Brennkraftmaschine

Die Erfindung betrifft ein Zündsystem für eine Brennkraftmaschine und bezieht sich insbesondere auf ein vollkommen elektronisches, kompensierendes Hochenergie-Zündsystem.

Herkömmliche Zündsysteme für Kraftfahrzeuge wie beispielsweise das Zündsystem vom Typ "Kettering" erzeugen Hochspannungsfunken·, welche dazu geeignet sind, in der Brennkammer einer Brennkraftmaschine bei einer vorgegebenen Winkelstellung der Maschine eine Zündung hervorzurufen. Solche Zündsysteme, welche mit einer induktiven Speicherung arbeiten, weisen im allgemeinen ein Paar von mechanischen Unterbrecherkontakten auf, welche in Reihe mit der Primärwicklung eines Autotransformators angeordnet sind, der auch als Zündspule bezeichnet wird. Die Unterbrecherkontakte werden während einer vorgegebenen Periode geschlossen, die allgemein als Verweilzeit oder als Schließwinkel bezeichnet wird, wodurch in der Primärwicklung der Spule Energie aufgebaut wird. Bei einer vorgegebenen Winkelstellung der Maschine werden die Unterbrecherkontakte geöffnet, was über

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INSPECTS)

das entsprechende Windungsverhältnis der Spule einen Hochspannungsfunken an dem Ausgang der Sekundärwicklung hervorruft.

Ein fundamentales Problem bei solchen induktiven Speichersystemen besteht darin, daß die Funkenenergie mit zunehmender Drehzahl der Maschine abnimmt. Die Unterbrecherkontakte öffnen und schließen mit einem konstanten prozentualen Tastverhältnis, so daß dadurch eine Zündungssteuerung mit einem konstanten Schließwinkel herbeigeführt wird. Mit zunehmender Drehzahl der Maschine nimmt die Periode des Maschinenzyklus ab, wodurch die Zeit, die erforderlich ist, den konstanten Schließwinkel zu durchlaufen, ebenfalls abnimmt. Die sich dabei ergebenden kürzeren Verweilzeiten oder Schließzeiten führen zu einer erhöhten Wahrscheinlichkeit einer Fehlzündung bei der Maschine.

Die Verwendung von vollelektronischen Zündsystemen hat zu beträchtlichen Verbesserungen gegenüber herkömmlichen Zündsystemen mit Unterbrecherkontakten geführt. Insbesondere konnten die Unterbrecherkontakte, die eine kurze Lebensdauer hatten und unzuverlässig waren, durch optische Fühler oder durch Reluktanzfühler ersetzt werden, die selten eine Wartung benötigen. Weiterhin ermöglichen elektronische Zündsysteme, daß beim Entwurf der Schaltung die Verweilzeit oder der Schließwinkel elektrisch gesteuert werden. Auf diese Weise wurde eine Familie von Hochenergie-Elektronikzündsystemen entwickelt. Dennoch sind bei solchen Systemen verschiedene Probleme bisher ungelöst. Beispielsweise ermitteln viele elektronische Zühdsysteme, welche Reluktanzauf nehmer verwenden, die Maschinendrehzahl durch die Amplitude eines induzierten Fühlersignals. Während die Fühlersignalamplitude eine Funktion der Maschinendrehzahl ist, ist sie auch eine Funktion von Veränderlichen wie von dem Spalt zwischen dem Fühler und dem rotierenden Fühlerelement ebenso wie von der Induktivität der Fühlerspule. Unerwünschte Veränderungen bei "den oben genannten Veränderlichen führen

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notwendigerweise zu einem Fehler in dem daraus resultierenden Zündsystem. Dadurch ist eine häufige Wartung erforderlich, um Fehlzündungen zu vermeiden. Weiterhin können elektronische Zündsysteme, welche zu größeren Verweilzeiten oder Schließwinkeln führen, auch den Nachteil mit sich bringen, daß höhere Energieverluste in der Spule auftreten. Während der Verweilzeit oder Schließzeit steigt ihr Strom durch die Spule exponentiell an, wodurch für lange Verweilzeiten ein erheblicher Strom aufgebaut wird. Da die Spule einen entsprechenden Eigenwider-

p stand hat, ergibt sich eine Leistung von IE.

Schließlich besteht ein fundamentales Problem bei allen herkömmlichen Zündsystemen darin, daß sie äußeren Einflüssen wie der Alterung unterworfen sind. Schwankungen in der Batteriespannung oder Temperaturschwankungen können die für die Zündung zur Verfügung stehende Energie nennenswert beeinträchtigen.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein elektronisches Zündsystem der eingangs näher erläuterten Art zu schaffen, und zwar ein Hochenergie-Zündsystem, durch welches Umgebungseinflüsse und Alterungseinflüsse weitestgehend ausgeschaltet werden.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patent- ■ begehren niedergelegten Merkmale.

Gemäß der Erfindung ist die Primärwicklung einer Zündspule elektrisch zwischen einer Vorspannungsversorgungsquelle, d. h. der Batterie, und einem elektronischen Schalter in Reihe angeordnet; der Schalter, vorzugsweise ein Leistungstransistor, kann in Reaktion auf Signale in den leitenden oder den nichtleitenden Zustand gesteuert werden, welche an der Schaltersteuerklemme empfangen werden, beispielsweise an der Basis des Transistors. Das periodische Ausgangssignal eines Reluktanzaufnehmers, welches synchron zu dem Maschinenzyklus ist, wird

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einem spannungsveränderlichen, monostabilen Multivibrator zugeführt, der seinerseits einen Impuls der Steuerklemme des Schalters zuführt. Der Impuls hat eine vorgegebene Zeitdauer, welche durch die vordere und die rückwärtige Flanke festgelegt ist. Die rückwärtige Flanke tritt synchron zu der Maschinenstellung auf, welche der Zündzeit der Maschinenzündung entspricht und ist dazu in der Lage, den Schalter in einen nicht-leitenden Zustand zu versetzen. Die Vorderflanke des Impulses ist in vorgegebener Weise in bezug auf die rückwärtige Flanke durch zwei Eingangssignale für den Multivibrator steuerbar. Dem ersten Eingang des raonostabilen Multivibrators wird das Zeitintegral eines Strombegrenzerimpulses zugeführt. Der Strombegrenzerimpuls hat eine feste Amplitude und hat eine veränderbare Breite, welche für die Zeit während jedes Maschinenzyklus repräsentativ ist, während welcher die Primärwicklung einen minimalen vorgegebenen Strom führt, d. h. für einen vorgegebenen minimalen Energiepegel. Dieser Impuls wird durch einen Komparator erzeugt, dessen erster Eingang mit einem Bezugspotential verbunden ist und dessen zweiter Eingang mit einem Stromfühlerwiderstand verbunden ist, der mit der Spule in Reihe angeordnet ist..

Als zweites Signal wird dem monostabilen Multivibrator das Zeitintegral eines Impulses zugeführt, dessen Breite für die Zeit während jedes Maschinenzyklus repräsentativ ist, während welcher die Spule in einem nicht-leitenden Zustand ist. Dieses Signal kann direkt von der Steuerklemme des elektronischen Schalters abgeleitet, werden.

In Reaktion auf das Strombegrenzer-Rückfuhrsignal weist der daraus resultierende Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators eine konstante Breite auf, und somit erzeugt die Zündspule einen konstanten Energiepegel über den normalen Bereich der Maschinendrehzahl. Bei außerordentlich hoher Drehzahl führt die Verarbeitung des Spulenausschaltzeit-Rückführsignals die Zündung auf

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einen Typ der Zündung bei einem konstanten Schließwinkel bei außerordentlich höherer Drehzahl zurück. Weiterhin steuert ein zusätzlicher Generator, welcher parallel zu dem monostabilen Multivibrator lauft, den elektronischen Schalter bei einer verhältnismäßig niedrigen Drehzahl der Maschine, wie sie beim Anlassen oder im Leerlauf auftritt, wodurch in ähnlicher Weise ein konstanter Schließwinkel herbeigeführt wird.

Da durch die Rückführsignale eine Servosteuerung der Zündung bewirkt wird, um bei einem vorgegebenen Spulenstrom eine konstante Verweilzeit aufrechtzuerhalten, wird Veränderungen in den Werten von Bauelementen wie der Batteriespannung und dem Spulenwiderstand automatisch Rechnung getragen. Außerdem kann die Strombegrenzungsrückführung dazu verwendet werden, den Strom der Spule zu begrenzen, wodurch Energieverluste auf ein Minimum gebracht werden. Da schließlich die Maschinendrehzahl unabhängig von der Größe des Fühlereingangssignals ermittelt wird, kann ein unkritischer, preiswerter Fühler verwendet werden.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockdiagramm, welches eine bevorzugte Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes darstellt,

Fig. 2 ein Schaltschema der Servosteuerung für die Verweilzeit gemäß der Erfindung, und

Fig. 3 ein detailiertes Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes.

In der Fig. 1 ist das erfindungsgemäße Zündsystem 10 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Ein Reluktanzaufnehmer 12 erzeugt als Ausgangssignal eine (bei 14- dargestellte) periodische

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Welle, deren Nulldurchgänge zeitlich synchron mit der gewünschten Zündzeit der Maschine sind. Das Ausgangssignal des Reluktanzaufnehmers 12 wird einem Kulidurchgangsdetektor 16 zugeführt, der ein Rechtecksignal a"bgibt, wie es bei 18 dargestellt ist. Eine Rauschunterdrückungseinrichtung 20 verarbeitet das Ausgangssignal von dem Nulldurchgangsdetektor 16 weiter und entfernt eventuell vorhandene Rauschimpulse, die während des Zündvorganges auftreten könnten, und erzeugt eine bei 22 dargestellte Ausgangswellenform. Da die Arbeitsweise des Systems im wesentlichen nur von der Nulldurchgangszeit der Wellenform des Aufnehmers abhängt und nicht von ihrer Amplitude, ist keine spezielle lineare Verarbeitungsschaltung erforderlich.

Der Ausgang der Rauschunterdrückungsstufe 20 wird einem Eingang 24 eines servogesteuerten Verweilzeitgenerators 26 und einem Eingang 28 eines Verweilzeitgenerators 30 für geringe Drehzahlen zugeführt. Der servogesteuerte Verweilzeitgenerator 26, der anhand der Fig. 2 näher erläutert wird, hat einen Strombegrenzergeneratoreingang 34 und einen Spulenausschaltzeit-Generatoreingang 36. Der gesteuerte Verweilzeitgenerator 26 erzeugt an seinem Ausgang 40 einen (bei 42 dargestellten) Impuls, der eine vorgegebene Breite hat, welche durch eine Vorderflanke 43 und eine rückwärtige Flanke 44 festgelegt ist. Dieser Impuls wird dem ersten Eingang 50 eines NOR-Gatters 52 mit zwei Eingängen zugeführt.

Der Verweilzeitgenerator 30 für geringe Geschwindigkeiten wie die Anlaßgeschwindigkeit oder die Leerlaufgeschwindigkeit hat einen ersten Ausgang 60, der mit dem ersten Eingang 62 eines UND-Gatters 63 mit zwei Eingängen verbunden ist. Ein zweiter Ausgang 66 des Generators für geringe Geschwindigkeiten oder Drehzahlen ist mit einem Drehzahldetektor 68 über dessen ersten Eingang 70 verbunden. Eine Drehzahlbezugsspannung wird dem zweiten Eingang

72 des Drehzahldetektors zugeführt. Die Schaltung innerhalb des Drehzahldetektors 28 vergleicht die Periode der periodischen Wellenformen von dem Ausgang 66 des Verweilzeitgenerators für

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geringe Geschwindigkeiten mit der Drehzahlbezugsspannung und erzeugt ein resultierendes Ausgangssignal am Ausgang 76 des Drehzahldetektors, welches dem zweiten Eingang 78 eines UND-Gatters 75 mit zwei Eingängen zugeführt wird. Der Ausgang 80 des UND-Gatters wird dem zweiten Eingang 82 des NOR-Gatters 52 zugeführt .

Der Ausgang 84 des NOR-Gatters 52 speist den Eingang 88 eines Pufferverstärkers 90, dessen Ausgang mit dem Steuerklemmeneingang 92 eines elektronischen Ausgangsschalters 94 verbunden ist. Der Schalter hat eine erste Klemme 95? welche über eine Zündspule 96 mit einer Quellenvorspannung in Reihe geschaltet ist. Eine zweite Schalterklemme 100 ist über einen Stromfühlerwiderstand 102 oder ein Bezugspotential 104 an Erde geführt.

Diejenige Spannung, welche an dem Stromfühlerwiderstand 102 abfällt, wird dem ersten Eingang 108 eines Strombegrenzer-Rückführgenerators 110 zugeführt. Der Rückführgenerator 110 hat einen zweiten Eingang 112, welcher vom Ausgang 114 eines Stillstanddetektors 116 gespeist wird. Der Stillstanddetektor hat einen ersten Eingang 118, welcher mit dem Ausgang des NOR-Gatters 52 verbunden ist, und weiterhin einen zweiten Eingang 120, welcher mit einer Strombegrenzer-Bezugsspannung verbunden ist. In Reaktion auf Signale an den Eingängen 108 und 112 erzeugt der Strombegrenzer-Rückführgenerator 110 einen Ausgangsimpuls, welcher zuerst dem Eingang 88 des Pufferverstärkers 90 und dann dem Eingang eines Inverters 126 zugeführt wird, dessen Ausgang 128 die Strombegrenzereingangsklemme 34- des servogesteuerten Generators 26 speist. Schließlich ist der Ausgang des NOR-Gatters 52 mit dem Eingang 36 des Spulenausschaltzeit-Generators des Verweilzeitgenerators 26 verbunden.

Im Betrieb wird das periodische Ausgangssignal von dem Reluktanzaufnehmer 12, welches zu dem Maschinenzyklus synchron ist und dessen Nulldurchgangspunkt von einer, positiven zu einer negativen

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Spannung der genauen genrün seilt en Zeit des Haschinenzündzeitpunktes entspricht, durch den Nulldurchgangsdetektor 16 und die Rauschunterdrückungsstufe 20 einer Wellenformung unterzogen. Die daraus resultierende Rechteckwelle wird dem servogesteuerten Verweilzeitgenerator 26 zugeführt, welcher die Verweilzeit für eine Kaschinendrehzahl oberhalb eines vorgegebenen Minimums steuert, welches in der bevorzugten Ausführungsform 600 U/min beträgt. Dieser Servo-Verweilzeitgenerator ?6 hat zwei Rückführeingänge, nämlich den Spulenausschaltzeit-Eingang 36 und den Spulenbegrenzerzeit-Eingang J4. Der Ausschalteingang steuert die Verweilzeit nur im Bereich hoher Drehzahlen, d. h. zwischen 3000 und 5000 U/min, und die Strombegrenzerzeit steuert die Verweilzeit im normalen Betriebsbereich, d. h. zwischen 600 und 3000 U/min.

Der servogesteuerte Verweilzeitgenerator 26 erzeugt an seinem Ausgang 40 einen Impuls, der eine rückwärtige Flanke 44 hat, die synchron zu dem Nulldurchgang des entsprechend geformten Reluktanzsignals ist, und der eine Vorderflanke 43 hat, welche zeitlich einen Abstand von der rückwärtigen Flanke hat, der von den zxtfei RückführSignalen an den Eingängen 3^ bzw. 46 abhängt. Im normalen Drehzahlbereich dominiert die Strombegrenzerrückführung, und die Vorderflanke 43 des Ausgangsimpulses 42 entspricht einer konstanten Verweilzeit, welche ausreicht, um einen Zündspulen-Energiepegel von 100 mJ zu erreichen. Da die Spulenenergie von dem Spulenstrom abhängt, liefert ein Fühlerwiderstand 102 in Reihe mit der Spule 96 eine analoge Ausgangsspannung an den Eingang 108 des Strombegrenzer-Rückführgenerators, welcher dem Spulenstrom proportional ist. Der Rückführgenerator 110 vergleicht den abgetasteten Spulenstrom mit einem Bezugssignal, welches von dem Stillstandsdetektor 116 an den zweiten Eingang 112 des Eückführgenerators geliefert wird, wodurch ein Ausgangsimpuls geliefert wird, dessen Breite für die Zeit während jedes Maschinenzyklus repräsentativ ist, in Xirelcher die Primärwicklung der Spule

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einen minimalen vorgegebenen Strom führt. Dieses Signal wird dem Strombegrenzereingang 34 des Verweilzeitgenerators über den Inverter 126 und dem Eingang 88 des Pufferverstärkers 90 zugeführt. Um einen übermäßigen Energieverlust in der Spule zu vermeiden, wird durch den Strombegrenzer-Ausgangsimpuls von dem Rückführgenerator 110 der Pufferverstärker 90 derart vorgespannt, daß der Strom im Ausgangsschalter 94- und somit in der Spule 96 nicht weiter ansteigt.

Iür den Bereich hoher Drehzahlen, nämlich den Bereich von etwa 3000 bis etwa 5000 U/min, dominiert der Spulenausschaltzeit-Eingang 36. Bei sehr hohen Drehzahlen ist nicht genügend Zeit im Maschinenzyklus vorhanden, um die konstante Verweilzeit aufrechtzuerhalten, die notwendig ist, um 100 mJ in der Spulenenergie zu erreichen. Deshalb spricht der servogesteuerte Verweilzeitgenerator 26 auf Aus schaltimpulse an, um einen festen Verweilwinkel zu erreichen, dessen Verweilzeit 75 % des Maschinenzyklus einnimmt.

Bei Anlaßgeschwindigkeiten oder Leerlaufdrehzahlen, nämlich bei Drehzahlen im Bereich von 30 bis 600 U/min, wird das Ausgangssignal von dem UND-Gatter 63 durch die logische Punktion "ODER" mit dem Ausgangssignal von dem servogesteuerten Verweilzeitgenerator 40 verknüpft, wodurch der daraus resultierende Verweilzeitimpuls am Ausgang 84 des ODER-Gatters einem festen Verweilwinkel entspricht, der etwa 25 % der Maschinenzykluszeit einnimmt. Der Verweilgenerator 28 für geringe Drehzahlen liefert konstant an seinem Ausgang 60 einen Impuls, dessen der Verweilzeit entsprechendes Tastverhältnis 25 % der Maschinenzykluszeit entspricht. Der Drehzahldetektor 68 ermittelt das Tastverhältnis der Ausgangsimpulse des Reluktanzaufnehmers und vergleicht eine daraus abgeleitete analoge Spannung mit einer Bezugsspannung.

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Sobald eine minimale Drehzahl vorhanden ist, wie sie durch die Drehzahlbezugsspannung festgelegt ist, nimmt der Ausgang 76 des Drehzahldetektors einen tiefen Ausgangspegel an, wodurch das UND-Gatter 6J niemals zu aktivieren ist, und somit wird auf diese Weise kein Beitrag zu einem Ausgangssignal am Ausgang 84 des ODER-Gatters geliefert. Bei Anlaßgeschwindigkeiten oder Leerlaufgeschwindigkeiten oder allgemein bei hinreichend geringen Drehzahlen nimmt jedoch der Drehzahldetektor an seinem Ausgang 76 einen hohen Fegel an, wodurch über das UND-Gatter 63 das Ausgangssignal des Verweilgenerators für geringe Drehzahlen direkt dem zweiten Eingang 82 des ODER-Gatters zugeführt wird.

Wenn ein stationärer Maschinenzustand vorhanden ist, so spricht jedoch der Stillstandsdetektor 116, welcher an seinem Ausgang 114 das Strombegrenzer-Vergleichssignal dem Eingang 112 des Rückführgenerators zuführt, in der Weise an, daß das System abgeschaltet wird. Ein unveränderlicher Ausgang 84 des ODER-Gatters 52 wird am Eingang 118 des Stillstandsdetektors festgestellt und führt zu einer abnehmenden Spannung an dem Ausgang 114 des Stillstandsdetektors. Dies führt dazu, daß der Strombegrenzer-Rückführgenerator 110 die Treiberspannung für den Fufferverstärker 90 am Puffereingang 88 vermindert, wodurch wiederum der Ausgangsschalter 94- in einen nicht-leitenden Zustand gebracht wird.

Der Servoverweilgenerator 26 wird anhand der Fig. 2 näher erläutert. Grundsätzlich besteht der Servogenerator 26 aus einem spannungsgesteuerten monostabilen Multivibrator 160, welcher durch den Nulldurchgang der negativen Flanke der Rechteckwelle getriggert wird, die dem Generatortriggereingang 24 zugeführt wird. Dieses Signal wird durch den Kondensator 162 und den Widerstand 164 differenziert und dem Einstelleingang 166 eines rückstellbaren Flip-Flop 168 zugeführt. Der Q-Ausgang 170 des Flip-Flops 168 weist den Servoverweilzeitgeneratorausgang 40 auf.

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Der Eückstelleingang 174- des Flip-Hops 168 xcird mit dem Ausgang eines Komparators 178 verbunden, dessen Invertiereingang 180 zunächst mit dem Kollektor eines Rückstelltransistors 184 und weiterhin mit einem Zeitsteuerkondensator 180 verbunden ist. Der Kondensator 180 wird durch den Strom von dem Stromgenerator 184 getrieben, der mit einem Vorspanmmgspoteiitial verbunden ist. Der Kondensator 180 nimmt eine linear ansteigende Spannung an, bis der "Q-Ausgang 186 des Ilip-Flops 168 auf einen hohen Pegel umschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird der Rückstelltransistor 184 aktiviert, wodurch der Kondensator 180 auf Erdpotential entladen wird.

Der nicht-invertierende Eingang 190 des !Comparators 178 wird über eine erste Diode 191 niit einem ersten Integrator 192 verbunden, wird über eine zweite Diode 193 mit einem zweiten Integrator 194-verbunden und wird über einen Summierwiderstand 196 mit dem Erdpotential verbunden. Die Dioden 191 und 193 wirken als ein lineares logisches ODER-Gatter mit zwei Eingängen, wodurch entweder

der Ausgang des ersten Integrators 192 oder der Ausgang des zweiten Integrators 194- der Spannungssteuerklemme des monostabilen spannungsgesteuerten Multivibrators.160 zugeführt wird.

Jeder Integrator 192, 194- wirkt als Tiefpaßfilter, wodurch die durchschnittliche Impulsbreite der Eingangsimpulse in bezug auf ihr Tastverhältnis ermittelt wird, was mit einem Bezugswert Vf* bzw. V .,ρ verglichen wird, wonach die Differenz verstärkt wird. Dies führt zu einem annähernd gleichspannungsförmigen Ausgang von Dioden 191, 193, welches eine Punktion des Tastverhältnisses der Impulse mit einem hohen Verstärkungskoeffizienten ist. Wenn die Schleife geschlossen ist, und zwar beispielsweise über den Strombegrenzer-Zeitrückführimpuls, stabilisiert sich das System auf einem Wert einer Ausschaltzeit, welcher dazu führt, daß das Tastverhältnis der Strombegrenzerzeit einem vorgegebenen

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Bezugspegel wie 10 % entspricht. Die tatsächliche Spulenzeitkonstante geht überhaupt nicht ein und wird daher automatisch kompensiert. Dies ist notwendigerweise der lall, weil die Schaltung immer eine Ausschaltzeit erzeugt, die zu einer Strombegrenzung führt.

Eine ähnliche Wirkung tritt "bei dem Tiefpaßfilter des Integrators 192 auf, welches den Durchschnitt der Ausschaltzeit bildet. Diese Schleife führt dazu, daß sich das System bei einem Tastverhältnis der Ausschaltzeit stabilisiert, welches einem festen Wert entspricht, beispielsweise von 25 %· Dies führt zu der festen 'Yerweilwinkelsteuerung bei hohen Drehzahlen. Somit ist ersichtlich, daß die Servowirkung der zwei Eückführschleifen den Ausgangsimpuls des Multivibrators dazu bringt, daß er für vorgegebene Strombegrenzereingänge eine bestimmte konstante Breite aufweist und für bestimmte vorgegebene Ausschaltzeiteingänge ein bestimmtes konstantes Tastverhältnis hat.

Die Fig. 3 ist ein detailiertes Schaltschema einer bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes. Das Ausgangssignal vom Eeluktanzaufnehmer speist einen Nulldurchgangsdetektor 16. Der Detektor ist ein Komparator A1 mit einer Hysteresis. Der invertierende Eingang 200 bzw. der nicht-invertierende Eingang 201 des Komparators ist jeweils auf eine Hälfte der Spannung B+ durch Vorspannungswiderstände 202-205 vorgespannt. Sechs Klammerdioden 208-213 werden dazu verwendet, die Eingangssignale auf einem bestimmten Wert zu halten, und Widerstände 215₅ 216 werden dazu verwendet, den Strom zu begrenzen, welcher dem Komparator A1 zugeführt wird. Ein Widerstand 220 liefert eine Rückführung für die Hysteresis.

Das Ausgangssignal von dem Nulldurchgangsdetektor 16, welches von.dem Ausgang des Komparators A1 abgenommen wird, hat eine

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Wellenförmspannung 18, welche dem Eingang der Rauschunterdrückung sschaltung 22 zugeführt wird. Bei der Funkenzeit kann ein Hochfrequenz-Störsignal, welches am Eingang A1 des Komparator s aufgenommen wird, dazu führen, daß am Komparatorausgang ein Rauschen auftritt. Dies wird durch die Verwendung eines D-Flip-Flops PF1 unterdrückt bzw. ausgetastet. Wenn der Ausgang A1 tiefgelegt wird (Funkenzeit), geht der Ausgang Q des Flip-Flops 1 hoch, und der Ausgang "^ wird tiefgelegt, weil an dem entsprechenden Eingang der Pegel Null anliegt. Die Spannung am Kondensator 23O ist jedoch auf einem logischen Pegel "1" (da Q zuvor hochgelegt war), und sie bleibt auf einem hohen Pegel, bis der exponentielle Abfall der Spannung des Kondensators 230 einen logischen Pegel "0" erreicht. Während dieser Zeit führt ein Rauschimpuls, der beispielsweise die Form eines Nadelimpulses haben kann, wodurch der Komparator A1 möglicherweise hochgelegt werden könnte, nicht zu einer Veränderung der Ausgänge Q und "Q des Flip-Flops 1, weil die Vorderflanke des Taktimpulses am Eingang D eine "1" eingeben würde. Logische NOR-Gatter 1 und 2 werden als Puffer verwendet. Bei der halben Zykluszeit, zu welcher der Komparator A1 normalerweise hochgelegt wird, ist der Eingang D des Flip-Flops 1 auf einem logischen Pegel Null, und sein Ausgang verändert sich.

Ausgangssignale von der Rauschunterdrückungsschaltung 22 werden dem servogesteuerten Verweilzeitgenerator 26 zugeführt. Der spannungsgesteuerte monostabile Teil des Generators 26 weist einen Komparator A2 und ein rückstellbares Flip-Flop FF2 auf. Ein Kondensator 240 und ein Stromgenerator, der einen Transistor 24-2 und zugehörige Widerstände 244, 246 und 248 aufweist, erzeugt eine Bezugsrampenspannung. Wenn der Komparator ΑΊ negativ wird (und das NOR-Gatter 1), triggert eine Differenzierstufe, welche einen "Kondensator 250 und einen Widerstand 252 aufweist,

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den Ausgang des zweiten Flip-Flops FF2 auf einen hohen Pegel, wodurch auch der Klamniertransistor geöffnet wird (innerhalb des Flip-Flops 2), der mit dem Kondensator 240 verbunden ist. An diesem Punkt erzeugt der Kondensator 240 eine Rampenspannung, welche so lange zunimmt, bis sie die Bezugsspannung am negativen Eingang des Komparators A2 kreuzt, wobei zu dieser Zeit der Ausgang von A2 hochgelegt wird, so daß über die Schwellenleitung der Ausgang des Flip-Flops 2 tiefgelegt wird. Wenn der Ausgang des Flip-Flops tiefgelegt ist, wird der Kondensator 240 in der Weise geklammert, daß der Komparator geerdet wird und der Ausgang von A2 tiefgelegt wird.

Der Integrator oder das Tiefpaßfilter 192, welches einen Verstärker A3 und Zeitkonstanten-Elemente in Form des Widerstandes und des Kondensators 262 aufweist, bewirkt eine Hochgeschwindigkeitsverweilzeit und mitteIt das Spulenausschaltsignal, welches durch einen Transistor 270 geliefert wird. Das Ausgangs-NOR-Gatter 3 liefert das gültige Spuleneinschalt-Ausgangssignal, welches der Transistor 270 für eine ordnungsgemäße Speisung des Integrators 192 invertiert. Eine Bezugsspannung für den Verstärker A3 wird durch ein Potentiometer 274 geliefert, welches auf einen gewünschten Prozentsatz der Verweilzeit eingestellt werden kann. Der zweite Integrator oder das Tiefpaßfilter 194 weist einen Verstärker A 5 sowie Zeitkonstantenelemente auf, zu denen ein Kondensator 290 und ein Widerstand 292 gehören. Der Integrator 194 steuert die Verweilzeit vom Leerlauf bis zum Bereich hoher Geschwindigkeiten. Die G-renzzeit t, . für keinen Strom wird gemittelt und steht am Kollektor eines Transistors 300 zu Verfügung. Ein Potentiometer 302 ist in der Weise einstellbar, daß das Tastverhältnis der Stromgrenzzeit auf einen gewünschten Wert einstellbar ist. Die Ausgangssignale der Integratoren 192 und 194 werden durch ein Paar von Dioden 191 bzw.

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193 durch die logische Funktion "ODER" miteinander -verknüpft. Das daraus resultierende Eückführsignal wird durch den Widerstand 196 summiert und dem Invertiereingang des Yerstärkers A2 zugeführt. *

Das Ausgangssignal der Eauschunterdrückungsstufe 22 wird auch durch einen Verweilgenerator 30 für geringe Drehzahlen verarbeitet, der eine Doppelrampenintegration verwendet, um eine Verweilfunktion von 25 % zu erzeugen. Dies geschieht dadurch, daß abwechselnd ein Zeitsteuerkondensator 320 über ein Paar von Stromquellen geladen und entladen wird, welche Transistoren 322 und 324 aufweisen. Während des ersten Halbzyklus der Maschine wird ein Schalttransistor 330 abgeschaltet, so daß der Stromquellentransistor 322 den Zeitsteuertransistor 320 aufladen kann. Zu dieser Zeit wird ein zweiter Schalttransistor 334.durch den Stromquellentransistor 324 mittels einer entsprechenden Vorspannung eingeschaltet. Während des zweiten Halbzyklus wird der Schalttransistor 330 eingeschaltet, so daß dadurch der Stromquellentransistor 322 geerdet wird und auf diese Weise ein Spannungsabfall am Kollektor des Stromquellentransistor 324 verursacht wird, welcher gleich der Spitzenspannung am Kollektor des Transistors 322 ist, unmittelbar "bevor der S cha It tr an si stör 330 einschaltet. Dadurch wird der Schalttransistor 334 abgeschaltet, indem seine Basis-Emitter-Strecke rückwärts vorgespannt wird. Nunmehr erfolgt "bei dem Zeitsteuerkondensator 320 ein rampenartiger Anstieg, und zwar über den Stromquellentransistor 324, und zwar doppelt so schnell wie er durch den Stromquellentransistor 320 aufgeladen wurde, "bis die Basis-Emitter-Einschaltspannung des Schalttransistor 334 erreicht ist, wodurch der Kollektor des Transistors 324 auf einen Diodenabfall geklammert wird. Das Endergebnis besteht darin, daß die verbleibende Zeit von dem Einschalten des Transistors 334 im zweiten Halbzyklus bis zum Ende dieses Zyklus (25 % der Gesamtperiode) durch die Verhältnisse

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der Ströme festgelegt wird, welche durch, den ersten und den zweiten Stromquellentransistor 322 und 324 geliefert werden und nicht durch den Zeitsteuerkondensator 320 oder die Drehzahl. Ein gewünschtes Verweilzeitsignal wird durch ein niedriges Kollektorausgangssignal des Schalttransistors 334 während des zweiten Halbzyklus dargestellt. Da der Kollektor des Schalttransistors 334 im ersten Halbzyklus ebenfalls tiefgelegt ist, was -unerwünscht ist, wird ein NOR-Gatter 4, welches über einen hochgelegten Ausgang des NOR-Gatters 2 arbeitet, dazu verwendet, das gewünschte Signal zu erzeugen. Das wahre Verweilzeitsignal erscheint nunmehr am Ausgang des NOR-Gatters 4, welches durch das unten beschriebene Drehzahl-Detektorsignal mit einer entsprechenden logischen Verknüpfung weiterverarbeitet wird.

Der Drehzahldetektor 68 liefert ein Signal mit dem logischen Tegel "1" an den Ausgang eines NOR-Gatters 6, und zwar für alle Drehzahlen, die größer sind als die Bezugsdrehzahl, welche durch ein Potentiometer 350 eingestellt ist. Für Geschwindigkeiten, die geringer sind als der eingestellte Wert, ist der Ausgang des NOR-Gatters 6 tiefgelegt, nachdem eine anfängliche Zeitverzögerung abgelaufen ist. Der Schwellenpegel am Potentiometer 350 wird über einen Komparator Ä5 mit der anfänglichen Rampenspannung verglichen, welche in jedem ersten Halbzyklus auf der Seite des Stromquellentransistors 322 am Zeitsteuerkondensator 320 erzeugt wird. Da der Rampenanstieg festgelegt ist, entspricht ein vorgegebener Schwellenpegel einer vorgegebenen Drehzahl, wenn diese Schwelle im ersten Halbzyklus überschritten wird. Wenn die Schwelle überschritten wird, wird der Ausgang des Komparators A 5 hochgelegt, wodurch ein Flip-Flop gesetzt wird, welches kreuzgekoppelte NOR-Gatter 6 und 7 aufweist, und zwar auf eine "0" am Ausgang des NOR-Gatters 6. Das Flip-Flop der NOR-Gatter 6 und 7 wird durch einen positiven Impuls am Ende des Zyklus über eine Differenzierschaltung zurückgestellt, welche einen Kondensator 360 und einen Widerstand 362 aufweist. Die

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Zeitkonstante der aus dem Kondensator 360 und dem Widerstand 362 gebildeten Anordnung ist absichtlich groß, um eine Störung durch Hochfrequenzsignale zu vermeiden, (welche zu dieser Zeit auftreten könnte), so daß vermieden wird, daß das aus den NOR-Gattern 6 und 7 gebildete Flip-Flop seinen Zustand ändert und in den Setzzustand übergeht. Der Ausgang des NOR-Gatters 6 liegt tief, nachdem die anfängliche Rampen/Schwellen-Verzögerung für Geschwindigkeiten im unteren Drehzahrbereich abgelaufen ist. Dadurch hat das 25 % Verweilzeit entsprechende Signal die Möglichkeit, über das NOR-Gatter 5 zu dem Ausgang des NOR-Gatters 3 zu. gelangen. Für Geschwindigkeiten oberhalb des eingestellten Wertes liegt der Ausgang des NOR-Gatters 6 immer hoch, wodurch das NOR-Gatter 5 auf einen tiefgelegten Ausgang gebracht wird. Dadurch kann das Ausgangssignal des Flip-Flops 2 über das NOR-Gatter 3 geführt werden. Der komplementäre Ausgang am NOR-Gatter 7 wird über einen Widerstand 370 in der Weise wirksam, daß die Steuerspannung am Widerstand 292 während niedriger Drehzahlen hoch liegt. Dadurch wird eine Drift des Integrators 194 verhindert, wenn das Verweilzeit-Servosystem die Verweilzeit nicht steuert.

Eine Strombegrenzungssteuerung wird durch eine negative Rückfüh- ' rung über den Differenzverstärker A6 erreicht. Ein Verweilzeitstrom wird durch einen Widerstand 102 abgetastet und mit einer Bezugsspannung verglichen, welche von dem Stillstandsdetektor geliefert wird. Für Spannungen, welche die Bezugsspannung übersteigen, wird der Ausgang A6 positiv, um weiterhin einen Puffertransistor 390 über einen Reihenwiderstand 392 einzuschalten. Dies führt dazu, daß die Kollektorspannung am Transistor 390 abfällt, wodurch die Leitung des als Darlington-Schaltung vorgesehenen Ausgangssehalters 400 vermindert wird. Ein Paar von Dioden 4-01 und 402 verhindern eine Wechselwirkung zwischen den Ausgangssignalen des Transistors 404 und des Verstärkers A6.

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Im normalen Betrieb liefert der Stillstandsdetektor 116 ein Gleiciispannungsausgangssignal bei Geschwindigkeiten, die gleich, oder größer als 30 U/min sind, und zwar an den Bezugseingang des Strombegrenzerverstärkers A6. Die Anordnung arbeitet folgendermaßen: Ein Kondensator 420 wird durch den Widerstand 422 schnell auf die Spannung B+ aufgeladen, und zwar während der Spulenausschaltzeit (d. h. der Schalttransistor 430 ist abgeschaltet) , und während der Spuleneinschaltzeit ist der Schalttransistor 430 eingeschaltet, und der Kondensator 420 entlädt sich langsam über die Widerstände 431 und 432. Für Geschwindigkeiten, die gleich oder größer als 30 U/min sind, wird der Kondensator nicht nennenswert entladen, sondern liefert einen Vorspannungsstrom an eine Diode 440 über einen Widerstand 432. Die Kathodenseite der Diode 440 wird durch einen veränderbaren Widerstand 445 auf einem Bezugspegel gehalten. Die Spannung am Abgriff des Widerstandes 445 plus dem Spannungsabfall an der Diode 440 stellt die Strombegrenzer-Bezugsspannung dar, welche durch den Verstärker A7 gepuffert wird. Wenn die Maschine zum Stillstand kommt, bleibt der Schalttransistor 430 eingeschaltet und der Kondensator 420 wird auf Erdpotential entladen. Wenn die Spannung am Kondensator 420 unter die Spannung abfällt, welche durch den veränderbaren Widerstand 445 und den Diodenabfall an der Diode 440 festgelegt ist, wird die Diode 440 rückwärts vorgespannt, und der Bezugspegel klingt exponentiell auf Null ab. Dieses langsame Abklingen vermindert den Spulenstrom allmählich und verhindert, daß während des Stillstandes Störfunken auftreten.

Es wurde somit ein voll elektronisches Zündsystem beschrieben, welches folgende Vorteile aufweist: es gewährleistet ein konstantes Ausgangssignal mit hoher Energie, es liefert ein exaktes Zündausgangssignal, welches allein durch die Frequenz eines Eingangsfühlersignals festgelegt ist und gegen Amplitudenveränderungen dieses Signals völlig unempfindlich ist, es ist weiterhin sowohl an Temperatur-, Batteriespannungs-Veränderungen und Alterungseffekte leicht anpaßbar, und es bringt die Energieverluste in der Zündspule auf ein Minimum.

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Claims (2)

Patentansprüche

1.)Zündsystem für eine Brennkraftmaschine, welche eine Zündspule mit einer Frimärwicklung und. einer Sekundärwicklung aufweist, wobei die Sekundärwicklung einen Hochspannungsfunken liefert, welcher für einen Zündvorgang der Maschine geeignet ist, wobei die Primärwicklung in Reihe zwischen einer Vorspannungsversorgung und einem elektronischen Schalter angeordnet ist, wobei der Schalter in der Weise arbeitet, daß die Primärwicklung wahlweise mit einer Bezugsklemme zu verbinden oder von dieser Bezugsklemme zu trennen ist, und zwar in Abhängigkeit von Signalen an der Schaltersteuerklemme, und wobei ein Fühler vorhanden ist, welcher betrieblich mit der Maschine gekuppelt ist, und synchron zu dem Maschinenzyklus eine periodische Ausgangsspannung liefert, dadurch gekennz eichnet, daß ein gesteuerter Impulsgenerator (26) vorgesehen ist, welcher mit dem Fühlersignal synchronisiert ist und mit einer Steuerklemme (92) des elektronischen Schalters (9²O verbunden ist, daß der Generator (26) einen Impuls liefert, der eine Vorderflanke aufweist, welche dazu geeignet ist, den Schalter in einen leitenden Zustand zu bringen, und. der eine rückwärtige Flanke hat, welche dazu geeignet ist, den Schalter in einen nicht-leitenden Zustand zu bringen, wobei die rückwärtige Flanke derart synchronisiert ist, daß sie bei einer vorgegebenen Maschinenposition auftritt, daß die Vorderflanke in ύοτ-gebbarer Weise entweder durch das eine oder das andere von zwei Impulsgenerator-Eingangssignal^steuerbar ist, daß das erste Generatoreingangssignal (34-) ein Strombegrenzer-Generatoreingangs signal ist, welches an eine erste Schaltung (110) .geführt wird, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, welches für die Zeit während jedes Maschinenzyklus repräsentativ ist, in welcher die Primärwicklung der Spule einen minimalen vorgegebenen Strom führt, und daß das zweite Generatoreingangssignal (36) ein Spulenausschaltζeit-Generatoreingangssignal

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ist, welches an eine zweite Schaltung (52, 63, JO, 68) geführt ist, um ein zweites Steuersignal zu erzeugen, welches

für die Zeit während jedes Maschinenzyklus repräsentativ ist, in welcher der Schalter (94) und die Spule (96) in einem nicht-leitenden Zustand sind.

2. Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Impulsgenerator (26) folgende Teile aufweist: einen spannungsgesteuerten mono stabilen Multivibrator (160), welcher Impulse erzeugt, die eine vorgegebene Vorderflanke und eine vorgegebene rückwärtige Flanke aufweisen, wobei die Impulse an einer Ausgangsklemme (M-O) zur Verfugung stehen'," und zwar in Reaktion auf Spannungssteuersignale an d.er ersten (24) und der zweiten (190) Eingangsklemme des Multivibrators, wobei die erste Eingangsklemme (24) mit dem Fühler verbunden ist,. der dafür sorgt, daß die rückwärtige Flanke synchron au einer vorgegebenen Maschinenposition auftritt, und wobei der Multivibrator dafür sorgt, daß die Vorderflanke des Impulses in Reaktion auf das Steuersignal am zweiten Eingang (190) auftritt, welches einen intern erzeugten Rampenimpulse übersteigt, dessen Periode für die Periode des Maschinenzyklus repräsentativ ist, weiterhin ein lineares logisches Gatter (191, ^93, 196 ) mit zwei Eingängen, welches mit dem zweiten Eingang des Multivibrators gekoppelt ist, wobei das Gatter vorgegebene Ausgangssignale erzeugt, und zwar in Abhängigkeit von vorgegebenen Eingangssignalen, weiterhin einen ersten Integrator (194), der mit dem ersten Gattereingang verbunden ist, so daß ein vorgegebenes lineares Aus gangs signal erzeugt xirird, welches der Breite der Strombegrenzerimpulse proportional ist, die an seinem Eingang empfangen werden, und einen zweiten Integrator (192), der mit dem zweiten Gattereingang verbunden ist, wodurch ein vorgegebenes lineares Ausgangssignal erzeugt wird, welches der Breite der Spulenausschaltzeit-Impulse proportional ist, die an seinem Eingang empfangen werden, wodurch die Servowirkung der Integratoren und des Gatters den

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Ausgangsimpuls des Multivibrators dazu bringen, daß er für vorgegebene Strombegrenzer-Eingangssignale eine bestimmte konstante Breite hat und für vorgegebene Ausschaltzeit-Eingangssignale ein bestimmtes konstantes Tastverhältnis aufweist.

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