DE2418177C3 - Elektronische Zündanlage für eine Brennkraftmaschine - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Zündanlage für eine Brennkraftmaschine gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Wirkungsweise der zur Zündung von Brennkraftmaschinen für Fahrzeuge meist verwendeten sogenannten Kettering-Zündanlage beruht auf der Speicherung von Energie in der Primärwicklung einer Zündspule mit hohem Windungsverhältnis zur Eizeugung der für eine starke Zündfunkenbildung an den Zündkerzen erforderlichen Sekundärspannung. Der Zündenergiewert hängt hierbei von dem Betrag des Stromes ab, der zum Zeitpunkt der durch die Unterbrecherkontakte bewirkten Unterbrechung des Primärstromkreises durch die Zündspule fließt und seinerseits wiederum von der verfügbaren Spannung sowie der Primärinduktivität und dem Primärwiderstand abhängt.

Es ist somit einerseits ein ausreichend starter Primärstrom zur Bildung eines bei jeder Drehzahl der Brennkraftmaschine ausreichend starken ZUndfunkens erforderlich, während andererseits das Bestreben besteht, die Belastung von Zündspule und Batterie durch starke Ströme von langer Dauer möglichst gering zu halten.

Aus der DE-OS 20 47 586 ist es z. B. bekannt, den im Stillstand der Brennkraftmaschine durch die Zündspule fließenden Primärstrom nach einer vorbestimmten, die übliche Stromeinschaltdauer übersteigenden Zeitdauer abzuschalten, um Schäden an der Zündspule sowie den elektronischen Bauteilen der Zündanlage zu verhindern, Allerdings beziehen sich diese bekannten Maßnahmen lediglich auf den Ruhestrom bei stillstehender Brennkraftmaschine und nicht auf eine Steuerung des wahrend des Betriebes der Brennkraftmaschine durch den Primärkreis der Zündspule fließenden impulsartigen Stromes.

Es sind auch bereits transistorisierte Zündanlagen

bekannt, bei denen zur Erzielung eines variablen Verhältnisses von Impulsdauer zu Pausendauer der durch die Zündspule fließende Primärstrom bei mittleren Drehzahlen jeweils erst kurz vor dem Zündzeitpunkt eingeschaltet und zum Zeitpunkt der Zündimpulsabgabe abgeschaltet wird. Dies hat jedoch zur Folge, daß im niedrigen Drehzahlbereich bei einer relativ niedrigen Arbeitsfrequenz des die Zündanlage triggernden Steuerimpulsgebers die Zündspule bereits weit vor dei.i Zündzeitpunkt mit Strom beaufschlagt κι wird, während bei höheren Drehzahlen mit wachsender Impulsfolgefrequenz der Triggerimpulse der Primärstrom für immer kürzere Zeilintervalle durch die Zündspule fließt, der Zündimpuls also immer schwächer wird, so daß die Stärke der gebildeten Zündfunken mit ■■> steigenden Drehzahlen der Brennkraftmaschine abnimmt-

Aus der DE-OS 22 25 951 ist weiterhin ein elektronischer Zündregler bekannt, der die Pausendauer des durch die Zündspule fließenden Impulsstromes umge- -'» kehrt proportional zur Drehzahl der Brennkraftmaschine regell, wobei die Pausendauer im niedrigen Drehzahlbereich eine durch die Zeitkonstante eines /?C-Neizwerks festgelegte Dauer aufweist. Die Impulsdauer des Primärstromes wird nicht geregelt, sondern -'■■> konstant gehalten und soll lediglich bei hohen Drehzahlen die für eine ausreichende Energiespeicherung in der Zündspule erforderliche Dauer aufweisen. Da sich jedoch kein der jeweiligen Drehzahl angepaßtes Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendaue; herstellen «· läßt und die Pausendauer außerdem im niedrigen Drehzahlbereich konstant bleibt, kann der Strombedarf einer solchen Zündanlage und damit die Batteriebelastung bei niedrigen Drehzahlen unerwünscht hoch sein.

Außerdem ist aus der DE-OS 2128 538 eine π unierbrecherlose Impulsgeberschaltung mit veränderlicher Pausendauer für Zündanlagen bekannt, mittels der unterhalb einer bestimmten Drehzahl der Brennkraftmaschine ein erstes konstantes Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer des durch die Zündspule '<· fließenden Primärstromes und nach Überschreiten dieser vorgegebenen Drehzahl ein unterschiedliches, ebenfalls konstantes Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer herstellbar ist. Obwohl hierdurch bereits Verbesserungen hinsichtlich der Zündung bei hohen -r· Drehzahlen erzielbar sind, kann im unteren Drehzahlbereich aufgrund der Tatsache, daß das hier vorgegebene konstante Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer des der Zündspule zugeführten Stromes keine flexible Anpassung an sämtliche Drehzahlen in diesem Bereich ><> ermöglicht, dennoch ein unerwünscht hoher Stromverbrauch auftreten.

Gegenstand einer älteren Patentanmeldung ist ferner eine Zündanlage, bei der mit Ausnahme des niedrigen Drehzahlbereichs, in dem eine konstante Pausendauer v> des durch die Zündspule fließenden Primärstromes aufrechterhalten wird, das Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer des Primärstromes konstant bleibt.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine elektronische Zündanlage der in Rede stehenden Art für eine mi Brennkraftmaschine zu schaffen, die unterhalb einer vorgegebenen Drehzahl der Brennkraftmaschine eine drehzahlabhängige Regelung des Verhältnisses von Impulsdauer zu Pausendauer des impulsartig durch die Zündspule fließenden Primärstromes ermöglicht und · > oberhalb dieser Drehzahl ein konstantes Verhältnis vcn Impulsdauer zu Pausendauer des Primärstromes aufrechterhält.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch den Gegenstand des Patentanspruchs I gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens angegeben.

Erfindungsgemäß wird somit vorteilhafterweise eine variable Anpassung der Impulsdauer des Primärzündstroms auch an niedrigste Drehzahlen der Brennkraftmaschine ermöglicht und damit der bislang unnötig hohe Stromverbrauch im unteren Drehzahlbereich herabgesetzt, während bei hohen Drehzahlen stets eine ausreichende Energiespeicherung in der Zündspule aufgrund des nunmehr konstanten Verhältnisses von Impulsdauer zu Pausendauer des Primärzündstroms und damit die Erzeugung eines starken Zündfunkens auch bei höchsten Drehzahlen gewährleistet ist, da der Primärzündstrom nunmehr drehzahlunabhängig jeweils für eine ausreichende Impulsdauer der Zündspule zugeführt wird.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. I ein Blockschaltbild einer vorzugsweisen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 und

Fig.3 einen Impulsplan zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnungen nach Fig. 1 und F i g. 2.

In den Fig. 1 und 2 ist eine Transistor-Zündanlage dargestellt, die als Zündanlage mit variablem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer (variablem Verhältnis von »Einschaltzeit« zu »Ausschaltzeit« des Stromes durch die Primärwicklung der Zündspule eines Fahrzeuges) arbeitet, und die sich bei einer vorgegebenen Motordrehzahl in eine Zündanlage mit konstantem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer umwandelt und bei Drehzahlen oberhalb dieser vorgegebenen Drehzahl fortfährt, als Zündanlage mit konstantem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauerzu arbeiten.

In Fig. 1 sind in Form eines Blockschaltbildes die Schaltkreiskomponenten dargestellt, mit deren Hilfe jieses variable Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer und der Übergang zu einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer und Pausendauer erreicht wird. Vorzugsweise ist ein magnetischer Steuerimpulsgeber (nicht gezeigt) innerhalb des Zündverteilers eines Fahrzeuges angeordnet, um eine Folge von Triggerimpulsen zu erzeugen, die einem Eingangsanschluß 10 der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Zündanlage zur Steuerung der Wirkungsweise der Anlage zugeführt werden.

leder Eingangs-Triggerimpuls triggert einen monostabiicn Multivibrator 11 in seinen astabilen Zustand, um ei"on Ausgangsimpuls zu erzeugen, wie unter B in Fig.3 dargestellt. Dieser Ausgangsimpuls leitet einen Arbeitszyklus ci/ies eine Impulsfolge >v\\ einem im folgenden Tastverhältnis bezeichneten Impuls-Paussn-Verhältnis von 70% erzeugenden Schaltkreises 12 ein, der vorzugsweise ein eine Impulsfolge mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugender Schaltkreis ist

Der Ausgang des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugenden Schal'krciscs 12 und der Ausgang des monostabilen Multivibrators Il werden einem UND-Glied 14 zugeführt, dessen Ausgang einen Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 steuert. Während der Impulsdauer des Ausgangsimpulses des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11 wird der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 durch den Ausgang des

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UND-Gliedes 14 gesperrt, findet der Ausgang des monostabilcn Multivibrators II. so wird ein Arbeitszsklus des Zeit-Vervielfachersclialtkreises 16 eingeleitet, vorausgesetzt, der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70¹Vd erzeugende Schaltkreis 12 befindet sich noch in seinem »Aus«-/ustand oder in der 30% der Periodendauer umfassenden Pausendauer, lsi diese Bedingung erfüllt, wird dem Zeit-Vervielfacherschall kreis 16 vom UND-Glied 14 ein l-'reigabe-Ausgangssignal zugeführt, und zwar während einer Zeitdauer, die sich vom linde des Eingangsimpulses des monostabilcn Multivibrators 11 bis zu dem Zeitpunkt erstreckt, zu dem der ein" Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 7(1''.. erzeugende Schaltkreis 12 seinen »Lin«-Zustand einnimmt. Dieses Zeitintervall ist variabel, da die Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator Il eine feste Impulsdauer aufweisen, wahrend das Gesamt-Zeitintervall zwischen den Arbeitszvklen des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70'Vn erzeugenden Schaltkreises 12 bei niedrigen Drehzahlen des Motors größer ist und mit höheren Drehzahlen immer kleiner wird.

Der Zeit-Verviclfacherschaltkreis 16 erzeugt ein Ausgangs-Sperrsignal. wenn der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugende Schaltkreis 12 seinen »Ein«-Zustand einnimmt bzw. auf diesen Zustand umschaltet. Die Dauer des Sperrsigniils ist cm Vielfaches des Zeitintervalls, das zwischen dem finde des monostabilen Ausgangsitr.pulses und dem »Finsch.ilten« des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugenden Schaltkreises 12 auftritt.

Dieses Sperrsignal des Zcit-VervieUacherschaltkreises 16 wird einem UND-Glied 18 zusammen mit dem Ausgangssignal des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugenden Schaltk-eises 12 zugeführt. Dem UND-Glied 18 wird außerdem i_m dritter Umgang von einem Strom-Begrenzerschtiltkreis 20 zugeführt, der normalerweise ein Freigabe-Emgangssignal ist. Der Ausgang des UN D-Gliedes 18 w ird einem Treiberschaltkreis 22 zugeführt, der wiederum das Leren eines Hochspannungsschalters 24 steuert, der mil der Primärwicklung der Zündspule an einem Anschluß 26 verbunden ist.

So lange der Schalter 24 nicht von einem Treiberschaltkreis 22 eingeschaltet wird, fließt kein Strom durch die Spule über den Anschluß 26. Dies tritt nur dann ein. wenn die drei dem UND-Glied 18 zugeführten Eingänge sämtlich Freigabe-Eingänge sind. Eine derartige Bedingung besteht dann, wenn der eine Impulsfolge mn einem Tastverhältnis von 70% erzeugende Schaltkreis 12 seinen »Eiri"-Zustand einnimmt und das Sperr-Aüsgangssig.ial des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 beendet ist. Wenn dies eintritt, veranlaßt das UND-Glied 18 den Treiberschaltkreis 22, den Hochspannungsschalter 24 einzuschalten, und ein Strom fließt durch die Spule. Dieser Zustand besteht so lange, bis der nächste Impuls des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11 anlie; t, worauf sich der Arbeitszyklus wiederholt-

Bei gewissen rohen Drehzahlen wird die »Aus«-Zeit des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugenden Schaltkreises 12 gleich der Impulsdauer der monostabil* η Impulse. Bei diesen und höheren Drehzahlen des Motors ist der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 unwirksam und gibt keine Sperrsignale ab. Der Ausgang des UND-Gliedes 18 folgt dann den ein konstantes Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer aufweisenden Ausgangssignalen des Schaltkreises 12, um den Treiberschaltkreis 22 und den Hochspannungsschalter 24 als Impulse mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer erzeugenden Schaltkreis für derartig hohe Motordrehzahlen zu betätigen.

Nach dem Anliegen des letzten Triggerimpiilses am Fingangsanschluß 10 zum monostabilen Multivibrator 11 arbeitet der Schaltkreis in Erwartung des Auftretens eines weiteren Triggerimpulses weiter, und der Hochspannungsschalter 24 bleibt leitend. Hierdurch wird der Strom kontinuierlich über den Anschluß 26 der .Spule zugeführt. Tritt kein Triggerimpuls am Anschluß 10 auf. um den Spulenstromkreis »auszuschalten«, so verbrauchen die Transistoren im Hochspannungsschalter während einer langen Zeitdauer eine hohe Leistung. Dies ist unerwünscht. Es ist somit erforderlich, den Hochspannungsschalter 24 abzuschalten, wenn das Zeitintervail zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen am Anschluß 10 das längste bei normalem Betrieb auftretende Zeitintervall übersteigt. Aus diesem Grunde wird eier Ausgang des monostabiien Multivibrators ii außerdem einem Zcitbegrenzer-Bezugsschallkreis 28 zugeführt, der kontinuierlich durch die Ausgangsimpulse der monostabi'en Schaltung 11 zurückgestellt wird.

Übersteigt das Zeitintervall zwischen den Ausgangsimpulsen der monostabilcn Schaltung 11 den beim Betrieb der Anlage auftretenden Maximalbetrag, so veranlaßt der Zeitbegrenzer-Bezugsschaltkrcis 28 einen .Strombegrenzerschaltkreis 20. ein allmählich ansteigendes Sper>signal zu erzeugen und dem UND-Glied 18 zuzuführen. Hierdurch wird eine allmähliche oder langsame Verminderung des Ausgangs des Treiberschaltkmses 22 bewirkt, wodurch wiederum relativ langsam der Hochspannungsschalter 24 abgeschaltet wird. Der Strombcgrenzerschaltkreis 20 spricht auch auf den durch den Schalter 24 fließenden Strom an. um den Maximalstrom durch Verminderung des Ausganges der Treiberschaltung durch das UND-Glied 18 zu begrenzen, wenn immer ein derartiger Maximalstrom erfaßt wird.

Obwohl in der bisherigen Beschreibung auf einen Impulse mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer erzeugenden Schaltkreis 12 als einen Schaltkreis zur Erzeugung von Impulsen mit einem 70%igen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer Bezug genommen wurde, ist dieser Prozentsatz willkürlich und kann selbstverständlich in Übereinstimmung mit den einzelnen gewünschten Betriebsbedingungen bei der praktischen Anwendung der Schaltungsanordnung variiert werden. Ein Arbeitszyklus des Schaltkreises 12 mit einem 70%igen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer ist typisch für den Betriebsbereich, der normalerweise angetroffen wird bzw. mit dem normalerweise gerechnet werden muß.

Die in Verbindung mit dem Blockschaltbild nach F i g. 1 beschriebene Schaltungsanordnung kann als monolithisch integrierter Schaltkreis, wie in F i g. 2 dargestellt, ausgeführt werden, und die Wirkungsweise der in F i g. 2 gezeigten detaillierten Schaltung sollte zum besseren Verständnis in Verbindung mit dem in ι F i g. 3 gezeigten Impulsplan betrachtet werden.

In F i g. 2 sind die verschiedenen Teile des detaillierten Schaltbildes mit den Bezugszahlen der entsprechen den in F i g. 1 dargestellten Schaltkreise versehen, um die Beziehung zwischen den in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnungen herzustellen.

In F i g. 3 ist unter A die Zeitdauer eines einzelner Arbeitszyklus der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnung gezeigt. Dieser Zyklus stellt nicht

einen vollständigen Arbeitszyklus des Rotors des Zündverteilers dar, sondern repräsentiert den Zyklus. der /ur Ir/eiigung jedes ein/einen Zündfunkens in der Zündrcihenfolgc /::m Betrieb der Brennkraftmaschine erforderlich ist, fur den die Schaltungsanordnung ^r> verwendet wird. Der Arbeitszyklus der Schaltungsanordnung weist keine feste Zeitdauer auf, ist jedoch für niedrig'; Motordrehzahlen größer bzw. langer und kürzer für hohe Motordrchzahlen. Die in F" i g. 3 gezeigte Zeitdauer oder Zeitspanne bezieht sich somit lediglich auf eine einzige Betriebsdrehzahl 'Jos Motors. Ks soll jedoch betont werden, daß diese Zeitspanne größer oder kleiner als die dargestellte sein kann.

Der unter /^dargestellte Impuls ist der einzige Impuls mit fester Impulsdauer, den der in F-'ig. 3 dargestellte is Impiilsplan aufweist. Alle anderen dargestellten Zeitabschnitte variieren entsprechend den unter /i dargestellten inonostabilen Ausgangsimpulsen je nach der Betriebsdrehzahl des Motors.

Die Impulse Π vom Ausgang des monostabilen Multivibrators 11 werden über Trennwiderstände 30 und 32 den Eingängen des Impulse mit einem Tastverhältnis von 70% erzeugenden Schaltkreises 12 und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 zugeführt. Das UND Glied 14 in F i g. I ist in F i g. 2 als Verbindungspunkt 14 dargestellt, da dieses UND-Glied nicht ein echtes logisches UND-Verknüpfungsglied ist, sondern statt dessen ein Paar analoger Eingänge zum Zcit-Vervielfachcrschaltkrcis 16 in F i g. 2 aufweist. Die funktionell Wirkungsweise dieses Teils der Schaltungsanordr jng nach F i g. 2 ist jedoch die gleiche, wie die des Teils der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die in Verbindung mit dem UND-Glied 14 beschrieben wurde.

Wenn der positive Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11 dem Eingang des Impulse J5 mit konstantem Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 zugeführt wird, so wird hierdurch ein Eingangstransistor 34 leitend, um einen Entladezyklus eines zeitbestimmenden Kondensators 36 einzuleiten. Dieser F.ntladezyklus ist unter C in F i g. 3 dargestellt. Die Entladedauer wird von einer Stromquelle gesteuert, die aus einem FNP-Transislor 38 besteht, der in Serie mit einem Strorn-Begrenzerwidcrstand 40 mit einer Quelle positiven Potentials (nicht gezeigt) am positiven Batterieanschluß 42 verbunden ist. Der Transistor 34 vervollständigt die Entladestrecke nach Masse. Der Wert des Widerstands 40 und die Vorspannung an der Basis des Transistors 38 bestimmen die Dauer der Entladung, und die Parameter dieser Schaltkreiskomponenten können geändert werden, um die Entladedauer zu variieren.

Wenn der Transistor 34 leitend wird, um die Entladung des Kondensators 36 einzuleiten, fließt der Strom über den Kondensator 36 in der zu der vorherigen Richtung entgegengesetzten Richtung und verursacht eine negative Vorspannung an der Basis eines Ausgangstransistors 44 für den Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis 12. Der Transistor 44 wird dann gesperrt und das Potential an seinem Kollektor steigt fast bis zu dem vollen am Anschluß 42 anliegenden positiven Potential an, das mit dem Kollektor des Transistors 44 über einen Kollektor-Ladewiderstand 46 gekoppelt ist Dieses positive Potential wird über einen Koppelwiderstand 48 zur Basis des Transistors 34 rückgekoppelt, um die Leitung des Transistors 34 nach Beendigung des Eingangsimpulses vom monostabilen Multivibrator 11 aufrechtzuerhalten. Dies wird durch einen Vergleich der Impulsformen

C" in F i g. 3 veranschaulicht, der zeigt, daß sich der Kondensator 36 über den Transistor 34 nach Beendigung des in ö gezeigten Impulses weiter entlädt.

Wenn der Transistor 44 sperrt, wird ein mit dem Kollektor des Transistors 33 verbundener NPN-Transistor 50 leitend, so daß ein nahe Massepotential liegendes Potential an seinem Kollektor auftritt. Der Kollektor des Transistors 50 ist über einen Trenn widerstand 52 mit dem Verbindungspunkt 14 verbunden, so daß der Verbindungspunkt 14 so lange auf positivem Potential verbleibt, wie ein positiver Impuls am Ausgang des monostabilcn Multivibrators 11 anliegt.

Nachdem der Kondensator 36 bis zu dem Punkt entladen ist. zu dem die Basis des Transistors 44 gegenüber seinem Emitter leitend vorgespannt ist, wird der Transistor 44 leitend. Der Potentialabfall am Kollektor des Transistors 44, rückgekoppelt zur Basis des Transistors 34. sperrt wiederum den Transistor 34. Der Kondensator 36 beginnt sich in entgegengesetzter Richtung aufzuladen, und zwar mit einer Zeitkonstanteii. die durch die Parameter eines PNP-Stromquellentransistors 54 und einen Widerstand 56 über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 44 gesteuert wird. Diese Zeitkonstante oder Ladedauer ist unter D in Fig. 3 dargestellt, und zur Beschreibung der vorz.ugsweisen Ausführungsform der Erfindung soll eine Ladedauer von ungefähr 70% des gesamten unter A dargestellten zeitbestimmenden Zyklus gewählt werden, während die Entladedauer des Kondensators 36 30% des Zyklus umfaßt. Dieses Verhältnis wird durch entsprechende Auswahl der relativen Widerstandswerte der Widerstände 40 und 56 festgelegt, wobei der Widerstand 56 in diesem Beispiel den höheren Widerstandswert aufweist.

Die Steuerung der Stromleitung der Stromquellentransistoren 38 und 34 wird durch eine Teilerschaltung bewirkt, die aus einem Widerstand 64. einem Widerstand 58, einer PNPTransistor-Diode 60 und einem weiteren Widerstand 62 besteht, die in Serie zwischen die positive Potentialquelle und Masse geschaltet sind. Zur Erzeugung der Vorspannung für die Stromquellentransistoren 38 und 54 liefert diese Schaltung außerdem eine entsprechende Vorspannung an zwei zusätzliche PNP-Stromquellentransistoren 66 und 68 im Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16. Die Transistoren 66 und 68 ähneln in ihrer Wirkungsweise den Transistoren 54 und 38 in dem Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis 12, und führen dem Widerstand 64 Ströme zu, deren Stärken durch die relativen Werte zweier in Serie mit den Transistoren 66 und 68 geschalteter Widerstände 70 bzw. 72 bestimmt werden.

Der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 ähnelt in seiner Wirkungsweise der Wirkungsweise des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 und weist einen Eingangstransistor 74 und einen Ausgangstransistor 76 auf, die funktionell den Transistoren 34 bzw. 44 entsprechen. Im Schaltkreis 16 ist jedoch keine Rückkopplung vom Kollektor des Transistors 76 zur Basis des Transistors 74 vorgesehen, so daß die Leitfähigkeit des Transistors 74 einzig von den relativen Potentialwerten bestimmt wird, die seiner Basis und seinem Emitter zugeführt werden. Der Gleichgewichtszustand des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 kurz vor Anliegen eines jeden Impulses vom monostabilen Multivibrator 11 ist ein Zustand, in dem die beiden Transistoren 74 und 76 leitend sind und der Speicherkondensator 78 sich in einem Gleichgewichtszustand befindet (gleiches Potential an beiden Anschlüs-

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sen), wobei in keiner Richtung eine Aufladung erfolgt. Während des Zeitintervalls, in dem der Transistor 44 leitend ist, sperrt der Transistor 50. Dies bewirkt, daß ein relativ hohes positives Potential an seinem Kollekior anliegt, und dieses Potential wird mittels des Widerstandes 52 der Basis des Transistors 74 zugeführt, so daß der Transistor 74 leitend gehalten wird.

Wenn der nächste Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 der Sasis des Transistors 34 zugeführt wird, sperrt der Transistor 44 und bewirkt, daß der Transisior 50 leitend wird, so daß das Potential an seinem Kollektor auf einen Wert nahe Massepotential abfällt. Hierdurch wird der Transistor 74 zu diesem Zeitpunkt jedoch nicht gesperrt, da der positive Impuls vom monostabilen Multivibrator gleichzeitig mit der Zuführung zur Basis des Transistors 34 auch dem Verbindungspunkt 14 zugeführt wird. Cs tritt somit so lange kein Wechsel im Betriebszustand des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 auf, wie der Impuls vom monostabiien Multivibrator H aniiegi. Zu der Zeit, zu der der Impuls vom monostabilen Multivibratorschaltkreis 11 jedoch endet, sperrt der Transistor 74, vorausgesetzt, daß die Transistoren 34 und 50 zu dieser Zeit ebenfalls sperren bzw. nichtleitend sind. Dies trifft so lange zu, wie der Kondensator 36 sich in dem unter C dargestellten Entladezyklus befindet. Wie unter F dargestellt, sperrt der Transistor 74 von dem Zeitpunkt, zu dem der Impuls vom mo'.iostabilcn Multivibrator (B) endet, bis zu dem Zeilpunkt, zu dem der nächste Ladezyklus des Kondensators 36 beginnt (D).

Während der Zeit, in der der Transistor 74 sperrt bzw. nichtleitend ist, wird der Kondensator 78 über einen Ladestromkreis aufgeladen, der den Widerstand 70, den Stromquellentransistor 66 und die Basis-Emitter-Strekke des Transistors 76 umfaßt. Wenn der Transisior 76 leitend ist, liegt sein Kollektorpotcntial in der Nähe von Massepotential, und ein Ausgangstransistor 80 für den Zeit-Vervielfacherschaltkreis wird gesperrt, wodurch das Potential an seinem Kollekior hoch ist. Dies ist im Anfangsteil des in Fig. 3 unter /gezeigten Impulses dargestellt, der das Ausgangspotential am Kollektor des Transistors 80 bezeichnet.

Wenn der Kondensator 36 des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 beginnt sich aufzuladen, wird der Ausgangstransistor 50 für den Schaltkreis 12 wiederum gesperrt, so daß ein positives Potential an seinem Kollektor anliegt. Dies wiederum veranlaßt den Transistor 74 wieder zu leiten und den Entladezyklus des Kondensators 78 einzuleiten, was unter H in Fig. 3 dargestellt ist. Wenn dieser Entladezyklus einsetzt, wird die Vorspannung an der Basis des Transistors 76, bezogen auf das an seinem Emitter anliegende Massepotential, negativ, wodurch der Transistor 76 in den sperrenden Zustand getrieben und der Transistor 80 leitend wird. Dieser letztere Zustand ist in Fi g. 3 unter /im Mittelteil der Zeichnung dargestellt.

Der Kondensator 78 entlädt sich mit einer Rate oder Zeitkonstanten, die durch die Parameter eines Entladestromkreises bestimmt wird, der den Stromquellentransistor 78 und den Widerstand 72 umfaßt Wie in F i g. 3 unter G und H dargestellt, ist die Entladedauer des Kondensators 78 größer als die Aufladedauer auf das gleiche Potential. Die gesamte Zeit, die der Kondensator 78 benötigt, um sich bis zu dem Punkt zu entladen, zu dem die Basis des Transistors 76, bezogen auf seinen Emitter, wieder leitend vorgespannt ist, win? durch die Entladerate bzw. die Zeitkonstante und durch die Entladung bestimmt, die der Kondensator 78 während des Zeitintcrvqlls, in dem der Transistor 74 sperrte, erreicht hatte. Dieser Entladungspegel variiert entsprechend der Zeitdauer, während der der Transistor 74 ί leitet, so daß die gesamte Entladedaucr ebenfalls entsprechend der Maximalladung variiert, die von dem Kondensator 78 während des Ladeabschnittes des Arbeitszyklus erreicht wird.

Bei Betrieb des Motors mit hoher Drehzahl erreicht der Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugende Schaltkreis 12 schließlich einen Punkt, bei dem die in F" i g. 3 unter C gezeigte Zeitdauer zur Entladung des Kondensators 36 gleich oder geringer als die feste Breite oder Dauer der unter fl dargestellten

π Impulse vom Ausgang des monostabiien Multivibrators ist. Wenn dies eintritt, sperrt der Transisior 74 übcrgangslos. da dann eine kontinuierliche Überdckkung der Impulse vom monostabiien Multivibrator 11 und des dem Verbindungspunkt 14 zugeführtcn

zn positiven Ausgangs des Tninsisiurs 50 vorliegt. Der Kondensator 78 befindet sich dann stets in einem Gleichgewichtszustand, in dem die beiden Transistoren 74 und 76 leitend und der Transistor 80 kontinuierlich sperrt bzw. nichtleitend ist. In diesem Zustand nimmt die

;'. unter / dargestellte Impulsform kontinuierlich ein positives Potential während des gesamten Arbeitszyklus ein. Dies tritt lediglich bei einer vorgegebenen Drehzahl des Motors relativ zur Dauer der Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator auf. Die Bedeutung dieses

ίο Vorganges wird anhand der nachfolgenden Beschreibung der Wirkungsweise der restlichen Schaltungsanordnung erläutert.

Wie bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Wirkungsweise der in F i g. I im Blockschaltbild

."i dargestellten Schaltungsanordnung erwähnt, können der Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 und der Ausgang des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 beide entsprechenden Eingängen eines UND-Gliedes 18

■to zugeführt werden. Dieses UND-Glied 18 ist in F i g. 2 dargestellt und weist drei Dioden 82, 84 und 86 auf. Die Diode 86 ist mit dem Ausgang des Stror -Begrenzerschaltkreises 20 verbunden, dessen Wirkungsweise im folgenden beschrieben wird. Es sei zunächst angenommen. daß die Diode 86 durch ein ihrer Kathode zugeführtes positives Potential in Sperrichtung vorgespannt ist. Dies bewirkt, daß das UND-Glied 18 freigegeben wird.

Wenn alle drei Dioden 82, 84 und 86 durch ihren

so Kathoden zugeführte positive Potentiale in Sperrichtung vorgespannt sind, wird ein positives Potential vom Ausgang des UND-Gliedes 18 erhalten, um einen NPN-Eingangstransistor leitend vorzuspannen. Der Transistor 88 ist somit nur dann leitend, wenn die beiden Transistoren 50 und 80 sperren bzw. nichtleitend sind. Eine Betrachtung der unter E und / dargestellten Impuisfomien zeigt, daß dies lediglich während des Zeitintervalls auftritt, das unter / als »Spulen-Einschaltzeit« bezeichnet ist

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung kann so betrachtet werden, daß die erste oder Primär-Steuerung der Leitung des Eingangstransistors 88 im Treiberschaltkreis 22 vom Kollektor des Transistors 50 in dem Impulse mit konstantem Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis 12 erhalten wird. Ohne den Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 würde der Transistor 88 während 70% des von dem Schaltkreis 12 festgesetzten Arbeitszyklus leitend sein.

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Die Entktdedauer des Kondensators 78 bewirkt jedoch, daß der Transistor 80 während eines Teils der Zeit, in der der Ausgangstransistor 50 sperrt, leitend ist. Hierdurch wird ein nahe Massepotential liegendes Potential über die Diode 84 der Basis des Transistors 88 "> zugeführt, wodurch er weiterhin im nichtleitenden oder sperrenden Zustand verbleibt, bis der Kondensator 78 sich auf einen Pegel entlädt, bei dem der Transistor 76 leitend wird und der Transistor 80 wieder sperrt bzw. nichtleitend wird, wie durch H und / in F i g. 3 '>" bezeichnet. Der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 sperrt somit über das UND-Glied 18 die Zuführung von Strom zur Primärwicklung einer an den Anschluß 26 angeschlossenen Zündspule 00, bis die Entladung des Kondensators 78 abgeschlossen ist. ' "■

Die spezielle Form des Trciberschaltkreises 22 und des Hochspannungsschalters 24, die den Strom durch die Zündspule 90 steuern, ist in diesem Zusammenhang nicht von Bedeutung, und der in F-" i er. 2 dargestellte Schaltkreis bezeichnet lediglich den Typ oder die Art der Schaln.ng, die verwendet werden kann. Solange der Emitterfolger-Transistor 88 sperrt bzw. nichtleitend ist, sperrt ebenfalls ein von dem Transistor 88 gesteuerter NPN-Transistor 92. Der Kollektor des Transistors 92 ist mit der Basis eines Transistors 94 verbunden, der dann während dieses Betriebs/usiandes leitend ist. Dies wiederum bewirkt, daß ein NPN-Emitterfolger-Transistor 95 sperrt bzw. nichtleitend ist. Der Emitterfolger-Transistor 95 ist mit dem NPNHochspannungs-Schalttransistor 24 verbunden, um diesen Transistor so lange "' zum Sperren zu veranlassen, wie der Transistor 88 sperrt.

Wenn der Transistor 88 leitet, ändert sich der l.citungszustand aller Transistoren 92, 94, 95 und 24. Der Transistor 92 leitet und der Transistor 94 sperrt, J was wiederum bewirkt, daß beide Transistoren 95 und 24 leiten. Wenn der Hochspannungs-Schalttransistor 24 leitet, fließt Strom vom Anschluß 42 über die Primärwicklung der Zündspule 90, den Anschluß 26 und den Transistor 24 über dessen Emitterwiderstand % zu ■»< > Masse. Die Zeitdauer, während der dieser Strom fließt, ist unter /in F i g. J dargestellt.

Die Schaltungsanordnung verharrt in diesem Betriebszustand, bis der nächste Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 anliegt. Dann wechselt der Ausgangs- ■" zustand des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12, so daß Massepotential vom Transistor 50 über die Diode 82 der Basis des Transistors 88 zugeführt wird, wodurch er sperrt und der Hochspannungs-Schalttransistor 24 ebenfalls wie- >" der sperrt bzw. nichtleitend ist. Der Zusammenbruch des Kraftflusses, der dann in der Primärwicklung der Zündspule 90 erfolgt, bewirkt in der Sekundärwicklung die Erzeugung des gewünschten Zündfunkens.

Die Zeitdauer, während der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 fließt, wie unter / in F i g. 3 gezeigt, ist so gewählt, daß sie zur Erzeugung eines brauchbaren Zündfunkens ausreicht Die Parameter der Lade- und Entladezyklen des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 «> und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 sind vorzugsweise derart ausgewählt daß die Multiplikationsverhältnisse und die konstanten Tastverhältnisse sich so ergeben, daß die unter / in F i g. 3 dargestellte Einschaltzeit der Spule 90 eine über den Grenzen des von der festen Dauer der Ausgangsimpuise vom monostabilen Multivibrator 11 bestimmten unteren Drehzahlbereichs liegende »konstante Einschaltzeit« wird. Wird die Drehzahl erreicht, bei der der Zeit-Vervielfaeherschaltkreis 16 nicht mehr in Betrieb ist. sind die Einschaltzeiten der Spule mehr als Zeiten eines konstanten Tastverhältnisses anzusehen als als konstante Einschaltzeit, wie voraufgehend beschrieben.

Um stabile Betriebsspannungen in der Schaltungsanordnung einzuhalten, und um weiter einen Spannungsschutz für die inipulserzeugenden Schaltkreise zu erhalten, ist eine Zcnerdiodc 100 mit Masse und üb r den Widerstand 64 mit dem Anschluß 42 verbunden, an dem die positive Versorgungsspannung liegt. Eine /weite Zencrdiode 101 ist zwischen Masse und einen mit dem Anschluß 42 für die positive- Versorgungsspannung verbundenen Widerstand 102 geschaltet und legt die Kollektorpotentiale für die Transistoren 92 und 94 im Treiberschallkreis 22 fest. Außerdem ist eine we'tere Zenerdiodc 104 mit dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 95 verbunden, um die an der Hasis des Transistors 24 anliegende Spannung auf eine Maximalspannung zu begrenzen, so daß der Ausgangstr.insistor 24 während der »Ein«· oder »Aus«Bctricbszustände der Schaltungsanordnung nicht überlastet wird.

Durch zwei parallelgeschaltetc cnigcgengesetzt gepolte Dioden 106 und 107 wird ein Schutz des Ausgangsiransislors 24 vor Hochspannungsspitzcn erreicht, die während des Zusammenbruches des Kraftflusses in der Spule 90 entstehen.

Der bisher beschriebene Teil der Schaltungsanordnung umfaßt alles, was bei Normalbetricb eines Motors erforderlich ist. um eine elektronische Zündung für die Zündkerzen des Motors zu erhalten. Es ist jedoch ersichtlich, daß nach dem Auftreten eines jeden Triggerimpulses oder Ausgangsimpulses vom monostabilcn Multivibrator 11 die Schaltungsanordnung sich in einem Zustand befindet, in dem der Transistor 24 leitend ist und Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 fließt. Dieser Strom wird zu einer Zeit eingeleitet, die durch die Voraussage der Schallungsanordnung bestimmt wird, wann der nächste Triggerimpuls vom monostabilcn Multivibrator 11 auftreten wird. Tritt kein Triggerinipuls auf. wie vorhergesagt, um den .Spulenstromkreis »auszuschalten«, nimmt der Ausgangstransistor 24 während einer langen Zeitdauer eine hohe Leistung auf. Dies ist unerwünscht, da es ch..nal eine Vergeudung der Leistung der an den Anschluß 42 angeschlossenen Batterie darstellt und zum zweiten den Transistor beschädigen und schließlich zu seiner Zerstörung führen kann.

Es ist daher wünschenswert, einen Schaltkreis vorzusehen, der den Strom durch die Spule 90 langsam abschaltet, wenn kein Eingangsimpuls vom monostabilen Multivibrator 11 innerhalb eines Zeitintervalls erhalten wird, das größer als das größte Zeitintervall ist, das bei normalem Betrieb des Systems auftreten würde. Ein langsames Abschalten ist erforderlich, um ein schnelles Zusammenbrechen des Kraftflusses in der Spule 90 zu verhindern, wodurch ein falscher Zündimpuls erzeugt würde. Diese Funktion wird von dem Zeitbegrenzer-Bezugsschaltkreis 28 ausgeübt. Die Impulse vom Ausgang des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11, die den Basen der Transistoren 34 und 74 zugeführt werden, werden auch über einen Koppelwiderstand 110 der Basis eines NPN-Transistors 111 zugeführt der über einen Widerstand 112 auch mit Masse verbunden ist. Liegen keine Impulse vom monostabilen Multivibrator 11 an, so befindet sich die Basis des Transistors 111 auf Massepotential, und der Transistor 111 sperrt bzw. ist nichtleitend. Sein

Kollektorpotential steigt dann auf einen positiven Wert an, vorausgesetzt, daß der Transistor 80 sperrt. Liegt jedoch ein Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 an. wird der Transistor 111 leitend vorgespannt und bewirkt, daß ein nahe Massepotential liegendes Potential der Basis eines normalerweise sperrenden PNP-Transistors 113 zugeführt wird. Das Kollektorpotential für die Transistoren 111 und 80 wird vom Anschluß 42 über Widerstände 115, 116 und 118 erhalten, die mit dem Kollektor des Transistors 111 direkt und mit dem Kollektor des Transistors 80 über eine Diode 119 verbunden sind.

Wenn somit entweder der Transistor 80 oder der Transistor 111 leitend sind, wird ein nahe Massepotent-al liegendes Potential vom Kollektor des betreffenden Transistors der Basis des Transistors 113 zugeführt, um ihn in die Leitung zu treiben. Zu jeder anderen Zeit sperrt der Transistor 113. Wenn der Transistor 113 leitet, führt er einem Kondensator 114 (typischer kapazitätswert: 20 Mikrofarad) einen Ladestrom zu, um den Kondensator über eine Strecke niedriger impedanz schnei! aufzuladen. Wenn die Transistoren 111 und 80 beide sperren, entlädt sich der Kondensator 114 über einen Hochimpedanz-Widerstand 116, dei dem Kondensator 114 parallel geschaltet ist. Unter normalen Betriebsbedingungen wird der Transistor 113 während eines jeden Arbeitszyklus zumindest für die Dauer der Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 11 leitend, um die Ladung des Kondensators 114 auirechtzuerhalten. Unter normalen Betriebsbedingun- jo gen reichen die Intervalle, in denen der Transistor 113 sperrt, nicht aus. um eine Entladung des Kondensators 114 über den Widerstand 116 um mehr als lediglich einen kleinen Betrag zu gestatten.

Der Verbindungspunkt des Kondensators 114 mit J5 dem Emitter des Transistors 113 ist über einen Koppelwiderstand 120 mit der Basis eines NPN-Steuertransistors 122 verbunden. Nach dem ersten Impuls vom Multivibrator Il und bei Normalbetrieb reicht die der Basis des Transistors 122 vom Kondensator 114 zugeführte Vorspannung aus. um die Basis des Transistors 122 leitend vorzuspannen, so daß er leitet. Wenn der Transistor 122 leitet, fließt ein Strom durch seinen Emitterstromkreis, der eine Transistor-Diode

124 aufweist, die in Serie mit zwei Widerständen 125 und 126 mit Masse verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Transistor-Diode 124 mit dem Widerstand

125 ist mit der Basis eines weiteren Strom-Steuertransistors 127 verbunden, durch den der gleiche Strom fließt, so daß der Transistor 127 im Normalbetrieb der Schaltungsanordnung leitet. Wenn der Transistor 127 vollständig leitend ist. sperrt ein NPN-Steuertransistor 129. dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 127 verbunden ist. und ein positives Potential liegt an seinem Kollektor an. Dieses positive Potential wird der Kathode der Diode 86 im UND-Glied 18 zugeführt, wodurch die Diode 66 in Sperrichtung vorgespannt wird, so daß der "ransistor 88 des Treiberschaltkreises 22 auf die Eingr.ige anspricht, die über die anderen Dioden 84 und 8'i im UND-Glied 18 zugeführt werden. bo Falls keine Eingangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 11 innerhalb eines vorher festgesetzten minimalen Zeitintervalls auftreten, verbleibt der Widerstand 113 kontinuierlich im sperrenden Zustand, und die Ladung des Kondensators 114 nimmt langsam ab, während sich der Kondensator über den Widerstand 116 entlädt. Hierdurch wird die Vorspannung in Leitrichtung des Transistors 122 linear vermindert, bis der Transistor sperrt. Die Leitfähigkeit des Transistors 127 folgt der des Transistors 122, um die ,iem Transistor 129 in Leitrichtung zugeführte Vorspannung linear zu erhöhen und somit seine Leitfähigkeit linear zu steigern. Während der Transistor 129 immer mehr in die Leitung getrieben wird, wird die Diode 86 immer mehr in Leitrichtung vorgespannt, um die Leitfähigkeit des Transistors 88 linear bis zum Sperrzustand zu vermindern, und zwar unabhängig von den Eingängen zu den Dioden 82 und 84 im UND-Glied 18. Der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 wird somit relativ langsam vermindert und beendet, und die Schaltungsanordnung befindet sich dann in einem Bereitschafts- oder Wartezustand, unii ist bereit, den nächsten Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 zu erhalten.

Eine Strombegrenzung wird auch vom Schaltkreis 20 durchgeführt, wenn der Ausgangs-Leistungs-Schalttransistor 24 versucht, einen größeren Strom zu ziehen, als diejenige vorgegebene Stromstärke, auf welche der Strom-Begrenzerschaltkreis 20 eingestellt ist. Um eine derartige Strombegrenzung zu bewirken, leitet der Emitter des Schalttransistors 24 den Spulenstrom über einen Widerstand 131 zu Masse. Der Verbindungspunkl des Emitters des Transistors 24 mit diesem Widerstand isi über einen Widerstand 130 mit dem Emitter des Transistors 127 verbunden. Die vom Transistor 127 abgegebene Stromstärke ist durch die mit dem Transistor 122 verbundenen Schaltkreiselemente bestimmt, wie bereits beschrieben wurde.

Wenn der Strom vom Emitter des Transistors 24 der vom Transistor 127 abgegebenen Strom übersteigt, wire dem Emitter des Transistors 127 eine steigende Vorspannung in Sperrichtung zugeführt, um desser Leitfähigkeit herabzusetzen. Dies wiederum bewirkt daß das Potential an seinem Kollektor ansteigt, so daC der Transistor 129 in die Leitung getrieben wird (jedoel· nicht gesättigt ist), und zwar in einem Ausmaß, das vor der Stärke des vom Transistor 24 abgegebenen Strome; bestimmt wird, der die Vorspannung in Sperrichtung de; Transistors 127 bewirkt. Wenn der Transistor 12? beginnt zu leiten, tritt eine lineare Verminderung dei Stärke des vom UND-Glied 18 der Basis des Transistor 88 zugeführten Signals ein. Hierdurch wird dii Leitfähigkeit des Transistors 88 begrenzt oder vermin den. um das dem Ausgangstransistor 24 zugeführt) Treibersignal zu reduzieren und damit dessen Leitfähig keil herabzusetzen. Dies wiederum bewirkt, daß dii gewünschte Strombegrenzung eintritt, sobald dii maximale Stromstärke erreicht ist, auf die dii Schaltungsanordnung eingestellt ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

1. Patentansprüche:

   J. Elektronische Zündanlage zum Aufladen und Entladen einer Zündspule zwecks Erzeugung eines Zündfunkens für den Betrieb einer Brennkraftma- ^r> schine, mit einer Treiberstufe, die der Zündspule entsprechend einem Steuersignal Gleichstrom zur Energiespeicherung zuführt, mit einem Impulsgenerator, der Impulse einer bestimmten Dauer und mit einer der Drehzahl der Brennkraftmaschine propor- ι ο tionalen Frequenz erzeugt, und mit einer mit dem Impulsgenerator verbundenen Impulssteuerschaltung, die mittels eines Zeitgliedes ein bestimmtes Impuls-Pausen-Verhältnis der ihr vom Impulsgenerator zugeführten Impulse derart erzeugt, daß ihr :s Ausgangssignal einen ersten Zustand entsprechend einem bestimmten Prozentsatz der Pausendauer der vom Impulsgenerator abgegebenen Impulse sowie einen zweiten, dem restlichen Prozentsatz der Pausendauer der Impulse entsprechenden Zustand >o annimmt dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Zeitgüedes (16) über ein erstes Koinzidenzglied (14) derart mit dem Impulsgenerator (11) und der Impulssteuerschaltung (12) verbunden ist, daß an seinem Ausgang bei einer unter einem >5 vorgegebenen Wert liegenden Drehzahl der Brennkraftmaschine ein Sperrsigna' dann abgegeben wird, wenn das Ausgangssignal der Impulssteuerschaltung (12) vom ersten in den zweiten Zustand übergeht, wobei das Sperrsignal ein variables Zeitintervall beendet, dessen Dauer in einem bestimmten Verhältnis /u dem sich vom Ende der Impulsdauer eines von dem Impulsgenerator (11) abgegebenen Impulses bis zum Wechsel des Ausgangssignals der Impulssteuerschaltung (12) von ersten zum zweiten >ί Zustand erstreckenden Zeitabschnitt steht und daß ein zumindest zwei Eingänge aufweisendes zweites Koinzidenzglied (18) eingangsseitig derart mit der Impulssteuerschaltung (12) und dem Zeitglied (16) und ausgangsseitig mit der Treiberstufe (22, 24) verbunden ist, daß bei NichtVorhandensein des dem zweiten Eingang zugeführten Sperrsignals des Zeitgliedes (16) das dem ersten Eingang zugeführte, im zweiten Zustand befindliche Ausgangssignal der Impulssteuerschaltung (12) zur Bildung des Steuersignals für die Treiberstufe (22, 24) dient, wobei die Impulssteuerschaltung (12) das Zeitglied (16) über das erste Koinzidenzglied (14) bei Drehzahlen der Brennkraftmaschine oberhalb des vorgegebenen Wertes zur Verhinderung der Abgabe des Sperrsignals sperrt und das zweite Koinzidenzglied (18) das Steuersignal während der Zeit abgibt, während der sich das Ausgangssignal der Impulssteuerschaltung (12) in dem zweiten Zustand befindet, wodurch die Zeitdauer, während der ein Strom zur Energiespei- v, cherung durch die Zündspule fließt, ein fester Prozentsatz der Pausendauer der vom Impulsgenerator (H) abgegebenen Impulse bleibt.
2. 2. Elektronische Zündanlage nach Anspruch 1, dadui ch gekennzeichnet, daß das Zeitglied (16) einen mi Schaltkreis (74, 78) aufweist, der die variable Dauer des Sperrsignals als bestimmtes Vielfaches der sich vom Ende der Impulsdauer eines vom Impulsgenerator (11) abgegebenen Impulses bis zum Wechsel des Ausgangssignals der Impulssteuerschaltung (12) .,-, vom ersten zum /weiten Zustand erstreckenden Zeitdauer festlegt, wobei kein Sperrsignal abgegeben wird, wenn die Dauer des vom Impulsgenerator

   (H) erzeugten Impulses größer als die Dauer eines den ersten Zustand einnehmenden Ausgangssignals der Impulssteuerschaltung (12) ist.
3. 3. Elektronische Zündanlage nach den Ansprüchen I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator ein monostabiler Multivibrator (11) ist, dessen Ausgang mit den Eingängen der Impulssteuerschaltung (12) und des Zeitgliedes (16) verbunden ist.
4. 4. Elektronische Zündanlage nach den Ansprüchen 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang einer Zeitmeßschaltung (28) mit dem Ausgang des Impulsgenerators (11) verbunden ist, deren Ausgang mit einem dritten Eingang des zweiten Koinzidenzgliedes (18) verbunden ist und die das zweite Koinzidenzglied (18) im Normalfall freigibt, jedoch nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit während der Pausendauer der von dem Impulsgenerator (11) erzeugten Impulse ein Sperrsignal für das zweite Koinzidenzglied (18) erzeugt.
5. 5. Elektronische Zündanlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Strombegrenzer (20) mit dem dritten Eingang des zweiten Koinzidenzgliedes (18) verbunden ist und eine Änderung des Steuersignals herbeiführt, wenn die Treiberstufe (22, 24) einen Strom führt, der über einem vorgegebenen Betrag liegt.