JPS5836190B2 - 内燃機関の点火時期制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は内燃機関の点火時期制御回路に係り、特に、遅
角点大信号を発生させるようにした点火時期制御回路に
関するものである。

一般に、内燃機関点火時期制御回路は、自動車による公
害防屯の観点から窒素酸化物の発生を抑制するために、
機関が最大出力を発揮する進角位置よりもある角度だけ
遅れた点で点火するようにしている。

従来、このような遅角点火信号を発生する回路に単安定
マルチバイブレークを用いたものがある。

たとえは、１９７０年９月２８日に日本国で特許出願さ
れ、１９７４年１２月７日に出願公告された特公昭４６
０１２／７４には、単安定マルチバイブレークの非安定
時間を与えるためのコンデンサを充電するための定電流
回路と放電するための定電流回路とがあり、それら２つ
の定電流回路は、コンデンサを交番して充電又は放電す
るようになっており、点火信号は単安定マルチバイブレ
ークの非安定期間だけ遅れて出力されるようになってい
る。

この遅れ期間は、コンデンサへの充電電流と放電電流が
正確に一定値に保たれておれば、機関の点火周期に比例
した、すなわち、機関の所要回転軸角だけ遅角した点火
信号を与える。

今、機関に供給されるべき点火信号の周期をＴ、単安定
マルチバイブレークの非安定期間をｔａとし、コンデン
サの放電電流をＩ１コンデンサへの充電電流を■２とす
ると、充電時の充電電荷（Ｔ−ｔａ）Ｉ２と放電時の放
電電荷ｔａＩ１は等しいから、点火信号の遅れ期間、す
なわち非安定期間ｔａは となり、点火周期すなわち機関の速度に比例する。

回転数をＮ （ ｒｐｍ ）、角速度をω（ ｒｅｄ／
ｓｅｃ ）とすると、時間ｔの間に回転する角度θは、
となる。

したがって、遅れ角度θａは、 ここで、６ＮＴは（２）式より点火周期に対応する角度
であるから、４気筒デイストリビュータでは９０°、６
気筒デイストリビュークでは６０°にそれぞれ等しくな
る定数である。

従って、遅れ角度θａはＩ２／ （ Ｉ１＋ ■２）に
比例することにな？。

ところで、この遅れ角度θａを、機関の速度や負荷、あ
るいは機関の温度等の様な機関の運転状態を示す物理量
をパラメータにして■１又は■２を変化させて制御しよ
うとする場合、θａは■１又は１に直線比例することが
できないため、適正な制御を簡単に行うことができない
という問題がある。

本発明の目的は、基準点火信号からの遅角点火信号の遅
れ角度を外部からの制御信号により直線比例して変化さ
せることができる内燃機関点火時期制御回路を提供する
ことにある。

以下図面に示す一実施例に基づき本発明を詳説する。

本実施例になる遅れ点火信号発生回路付点火時期制御回
路は第１図において、点線で区分した１〜１１の部分か
ら構或され、１〜５の部分は主点火制御回路Ａを、７〜
１１は遅れ点火信号発生回路Ｂをそれぞれ構成している
。

１は主点火信号発生回路で、２は主点火信号発生回路１
から発生された信号を波形威形する信号増幅回路である
。

増幅回路２で波形威形された信号を５点火回路３に印加
されて点火回路３が作動しく点火コイルＣに流れる一次
電流を急激に遮断し、それによって点火コイルＣの二次
側に誘起した高電圧で点火プラグＧに火花を発生する。

４は点火コイルの一次側に流れる電流を制限する電流制
限回路で、点火に十分な電流以上の電流が一次側の回路
に流れない様に働く。

５は電流制限回路４が働くと同時に作動する電流制限時
間短縮回路で、電流制限のかかる時間を最少限にする様
に、信号発生回路１の信号のデューテイーを制御する。

Ｂは遅れ点火信号発生回路で、主点火信号から遅れ点火
信号を作り出し、主点火信号に代えて点火回路へ遅れ点
火信号を与える。

遅れ点火信号発生回路Ｂは７〜１１の部分から構威され
ている。

７は主点火信号を受けてトリガ信号を作り出すトリガ発
生回路。

８はトリガ発生回路７からのトリガ信号によって一方向
に駆動される双安定マルチバイブレーク。

９はコンデンサＱの定電流充電回路から形成される三角
波形戊回路。

１０はコンデンサＱの放電々圧を検出し、該電圧が所定
値まで下った時に双安定マルチバイブレーク８を反転さ
せると共に点火回路３へ遅れ点火信号を与える出力回路
で、比較器ＣＭＰを含む。

１１は遅れ点火信号発生回路Ｂを主点火回路Ａへ接続し
たり、切離したりする切換回路で、遅れ点火信号小不要
な時には双安定マルチバイブレーク８へ入力されるトリ
ガ信号をアースへ落すと共に、それまでにコンデンサＱ
へ蓄えられた電荷をアースへ放出させる機能を持つ。

第１図に一点鎖線で示した回路（符号ＭＩＣで示す。

）はモノシリツクＩＣによって一つのチップとして形成
される。

このチップはＭＩＣの中に入らないコンテ′ンサチツプ
と共に抵抗の印刷された基板上に取付けられ、この基板
をパワートランジスタのチップが取付けられた放熱板上
に接着等によって接合し、基板上の素子とパワートラン
ジスタのチップとを電気的に接続して一つの点火回路モ
ジュールとして構或される。

１〜１１の各部分について更に詳しく説明する。

主点火信号発生回路１はデイストリビュータ内に形戒さ
れた閉磁路に鎖交するピックアップコイル１００を備え
ている。

デイストリビュータの軸は機関の回転に同期して回転し
、軸が一回転（即ち機関のクランクシャフトが一回転）
する間に機関の気箇数に等しい回数だけ、閉磁路内の磁
束が変動する様に構威されており、この磁束の変化に応
じてピックアップコイル１００の端子間には第２図ａに
示す如き交流電圧が発生する。

ピックアップコイル１００の一端は抵抗１０１を介して
電源の正極に接続されると共に電源に対して順方向に接
続されたダイオード１０２を介してアースされている。

ダイオード１０２には電源に対して逆方向に接続された
ダイオード１０３が並列に接続されていて、ダイオード
１０２に印加される逆電圧をバイパスする。

ピックアップコイルの他端は抵抗１０４，１０５を介し
てトランジスタＴ１のベースに接続されている。

抵抗１０４と１０５の接続点とアース間にはノイズ吸収
用のコンデンサ１０６が接続されている。

一方抵抗１０５には並列にコンデンサ１０７が接続され
ており、ピックアップコイル１００からのすはやい切換
信号はコンデンサ１０７を通ってトランジスタＴ１に伝
えられる。

トランジスタＴ１のベース・エミツタ間の電圧降下より
もダイオード１０２の順方向電圧降下の方がわずかに大
きくなる様に設計されていて、トランジスタＴ１のベー
スに逆方向に印加されるピックアップコイル１００の誘
起電圧が所定値に降下するまでトランジスタＴ１のベー
ス・エミツタ間に抵抗１０１，ピックアップコイル１０
０、抵抗１０４，１０５を介して電流が流れ、トランジ
スタＴ１はＯＮＬている。

またトランジスタＴ１のコレクタは抵抗１０９を介して
電源の正極に、エミツタは抵抗１１０を介してアースに
それぞれ接続されている。

トランジスタＴ１のベースとアース間に逆方向に接続さ
れたダイオード１０８はトランジスタＴ１のベース・エ
ミツタ間に逆方向電圧が印加されるのを防ぐ。

この様に構或された主点火信号発生回路１の動作を説明
する。

ピックアップコイル１００の誘起電圧がダイオード１０
２側を負とする極性で発生して第２図ａのｂ点で示す電
圧になると、トランジスタＴ１のベースを逆方向にバイ
アスする電圧が大きくなって、トランジスタＴ１はＯＦ
Ｆする。

ピックアップコイル１００の誘起電圧は更に同じ極性で
増加して行くが、Ｃ点に達つすると急激に極性が反転し
てｅ点で示す様に抵抗１０４側が正極となる。

この急激な極性の反転は瞬時に起こるが、電モがｄ点ま
で上昇した時、再度トランジスタＴ１の順方向バイアス
がトランジスタＴ１の動作レベルまで回復し、トランジ
スタＴ１はＯＮする。

従ってトランジスタＴ１はピックアップコイルの端子電
圧が、ｂ点からｄ点まで変化する間はＯＦＦし、ｄ点か
ら次の波形のｂ′点まではＯＮしている。

この状態を第２図ｂにトランジスタＴ１のコレクタ電位
の変化として示す。

トランジスタＴ１がＯＦＦすると点火回路３のパワート
ランジスタがＯＮする様に回路が構戒されているので、
トランジスタＴ１がＯＦＦしている間、即ちピックアッ
プコイル１００の電圧がｂ点からｄ点まで変化する間パ
ワートランジスタはＯＮＬていて、ｄ点に達すると同時
にトランジスタＴ１がＯＮＬ、逆にパワートランジスタ
がＯＦＦして点火コイルの１次電流を遮断し２次コイル
に点火電圧を発生することになる。

主点火信号を増幅する増幅回路２はトランジスタＴ１の
コレクタに抵抗２０１を介してベースが接続されたトラ
ンジスタＴ２を備えている。

トランジスタＴ２のエミツタはトランジスタＴ１と共通
のエミツタ抵抗１１０を介してアースされ、トランジス
タＴＩ，Ｔ２でシュミット回路を構威しており、トラン
ジスタＴ２のコレクタは抵抗２０２を介して電源の正極
へ接続されている。

増幅用トランジスタＴ３のベースはトランジスタＴ２の
コレクタに、コレクタは抵抗２０３を介して電源の正極
に、またはエミツタは直接アースにそれぞれ接続されて
いる。

トランジスタＴ３のコレクタには遅れ信号発生回路Ｂへ
主点火信号を伝達する為の電路ｌ１が接続されると共に
、順方向に接続されたダイオード２０４を介してトラン
ジスタＴ４のベースが接続されている。

トランジスタＴ４のコレクタは抵抗２０５を介して電源
の正極へ、エミツタは直接アースへそれぞれ接続され、
そのベース・コレクタ間にはコンデンサ２０６が接続さ
れている。

コンデンサ２０６はモノシリツクＩＣのＰ層とＮ層の間
に形威される静電容量を利用した１０〜３０ピコファラ
ド程度のコンデンサで、ダイオード２０４と共にミラー
積分回路を構成しており、トランジスタＴ４のクーンオ
フ時間を数マイクロ秒遅らせる様に働く。

トランジスタＴ４のコレクタはトランジスタＴ５のベー
スに接続されていて、トランジスタＴ５のコレクタは抵
抗２０７を介して電源の正極へ、エミツタは抵抗２０８
を介してアースへそれぞれ接続されている。

またトランジスタＴ５のコレクタはトランジスタＴ６の
ベースに接続され、トランジスタＴ６のコレクタは外付
抵抗２０９を介して電源の正極へエミツタは直接アース
へそれぞれ接続されている。

更にトランジスタＴ５のベースには遅れ点火信号発生回
路Ｂからの信号入力電路ｌ２が、またトランジスタＴ６
のベースには電流制限時間短縮回路５への信号入力電路
ｌ３がそれぞれ接続されている。

この様に構成された増幅回路２は次の様に動作する。

トランジスタＴ１がＯＮしている時はコレククの電位は
トランジスタＴ２のエミツタの電位と等しくなっている
のでトランジスタＴ２のベース・エミツタ間には電流が
流れずＯＦＦｔ，ている。

ピックアップコイル１００の出力電圧によってトランジ
スタＴ１がカットオフされるとトランジスタＴ１のコレ
クタ電位が上がり、トランジスタＴ２のベース・エミツ
ク間に電流が流れてトランジスタＴ２はＯＮする。

トランジスタＴ１とＴ２とはシュミット回路を形成して
いるのでこの動作は極めて短時間の間に行われる。

トランジスタＴ２のＯＮ状態はトランジスタＴ１がピッ
クアップコイルの出力信号によって再度ＯＮ状態にされ
る迄、即ち主点火信号発生時点まで続く。

この動作の様子を第２図ＣにトランジスタＴ２のコレク
タ電位の変化として示す。

この動作信号は更にトランジスタＴ３で反転増幅され、
ダイオード２０４を介してトランジスタＴ４に、また電
路ｌ１を通して遅れ点火信号発生回路Ｂに伝えられるが
この様子を第２図ｄにトランジスタＴ３のコレクタ電位
の変化として示す。

トランジスタＴ３がＯＦＦしてそのコレクタが高電位に
なると抵抗２０３ダイオード２０４を介してトランジス
タＴ４のペースエミツタに電流が流れてトランジスタＴ
４がＯＮする。

この時ダイオード２０４を通る電流はコンデンサ２０６
ヘバイパスしてコンデンサ２０６を図の極性に充電する
。

この為、次にトランジスタＴ３がＯＮＬてコレクタ電位
がアース電位に下っても、コンデンサ２０６に蓄えられ
た電荷がトランジスタＴ４のベーンエミツタを通って放
電する間トランジスタＴ４はＯＮ状態を維持するので、
トランジスタＴ４はすぐにはＯＦＦＬない。

この状態を第２図ｄ，ｅにトランジスタＴ３のコレクタ
電位の変化とトランジスタＴ４のコレク夕電位の変化と
して示す。

第２図ｅに示す様にトランジスタＴ４はトランジスタＴ
３のＯＦＦからＯＮへの切換り時点から時間τ１だけ遅
れてカットオフされ、この時間τ１は数マイクロ秒であ
る。

トランジスタＴ４がＯＦＦすると抵抗２０５を通してト
ランジスタＴ５のペースエミツタ及び抵抗２０８へ電流
が流れ、トランジスタＴ５がＯＮする。

この様子を第２図ｆにトランジスタＴ５のコレクタ電位
の変化として示す。

そして抵抗２０７、トランジスタＴ５のコレクタエミツ
タ及び抵抗２０８に流れる電流の一部はトランジスタＴ
６のペースエミツタに流れトランジスタＴ５のＯＮと同
時にトランジスタＴ６がＯＮする。

その結果それまで抵抗２０９，２１０を通して後段の点
火回路３に流れていた電流が、トランジスタＴ６のコレ
クタエミツクを通ってアースに流れる様になり、点火回
路内のパワートランジスタがカットオフされる。

従って遅れ点火信号がない場合の実際の主点火時期はピ
ックアップコイルの電圧が第２図ａのｄ点に達してから
τ１時間後になる。

一方、遅れ点火信号発生回路Ｂが主点火制御回路Ａに接
続されている場合、トランジスタＴ３のＯＦＦと同時に
電路ｌ１を通して主点火時期信号が入力されると、第２
図ｇに示す如く時間τ２だけ遅れて時間幅τ３を持つ遅
れ点火信号が出力され、電路ｌ２を通してトランジスタ
Ｔ５のベースに印加される。

この時、ミラー積分回路によって作り出されたトランジ
スタＴ４のカットオフの遅れ時間τ１は、トランジスタ
Ｔ３がＯＮｔ，てから遅れ点火信号がトランジスタＴ５
のベースに出力されるまでの遅れ時間τ２よりも大きく
設定される。

遅れ点火信号は電路ｌ２を通してトランジスタＴ５のベ
ースをアース電位に下げる様に作用する。

従ってトランジスタＴ４がＯＦＦＬてもトランジスタＴ
５のベース電位はすぐには上昇せず、遅れ点火信号の後
端までアース電位のまま保持される。

結局、遅れ点火信号が出力された場合は、トランジスタ
Ｔ３がＯＮＬ，てから遅れ点火信号の後端までの時間（
τ２＋τ３）だけ遅れて点火回路３のパワートランジス
タが遮断され、主点火時期よりもθ１＝（τ２＋τ３−
τ１）だけ点火時期が遅れる。

この様子を第２図ｈ，ｉにそれぞれ、主点火信号で点火
回路が作動する時のパワートランジスタのコレクタ電位
の変化と、遅れ点火信号で点火回路が作動する時のパワ
ートランジスタのコレクタ電位の変化として示してある
。

点火回路３はダーリントン接続された２つのトランジス
タＴ７，Ｔ８から構成されるパワートランジスタ回路を
有する。

トランジスタＴ７のベースは抵抗２１０を介してトラン
ジスタＴ６のコレクタに接続されており、そのコレクタ
はトランジスタＴ８のコレクタへ、エミツタはトランジ
スタ８のベースへそれぞれ接続されている。

トランジスタＴ８はコレクタが点火コイルＣの一次巻線
Ｃ１を介して電源の正極へ、エミツタが抵抗３０１を介
してアースへそれぞれ接続されている。

更にコレクタとアース間にはダイオード３０５が逆方向
に接続されている。

トランジスタＴＩのペースエミツタ間及びトランジスタ
Ｔ８のペースエミツタ間にはそれぞれ抵抗３０２，３０
３が接続されており、トランジスタＴ８のコレククベー
ス間にはツエナーダイオード３０４がコレクタ側にアノ
ード、ベース側にカソードがくる様に接続されている。

点火回路３の動作を説明する。

点火信号（主または遅れ）の到来によってトランジスタ
Ｔ６がＯＮすると、それまで抵抗２０９，２１０を通し
てトランジスタＴ７のベースに流れていた電流が流れな
くなり、トランジスタＴＩはＯＦＦする。

トランジスタＴ７のコレクタエミツタを流れる電流をそ
のベース電流としていたトランジスタＴ８も同様にＯＦ
Ｆし、それまでトランジスタＴ８のコレクタエミツタを
通して点火コイルＣの一次巻線Ｃ１に流れていた電流が
遮断され、点火コイルＣの二次巻線Ｃ２に高電圧が誘起
される。

トランジスタＴ７ ，Ｔ８がカットオフするとトランジ
スタＴ８のコレクタ電位は点火コイルＣのフライバック
電圧の為に急上昇する。

この様子を第３図に示す。

（ａ）は一次巻線電流Ｉ Ｃ．の時間変化を、（ｂ）は
トランジスタＴ８のコレクタ電位ＶＯＥの時間変化をそ
れぞれ拡大して示した波形図である。

ｔｏの点で一次巻線電流が遮断されると第２図ａのイ〜
ハに示す如く電流は一定の傾きで減少して行くが、トラ
ンジスタＴ８のコレクタ電位は第２図ｂに示す如く一次
巻線電流の遮断直後イの部分で急上昇してツエナダイオ
ード３０４のブレークオーバー電圧Ｖｚまで上昇する。

ツエナーダイオード３０４のブレークオーバー電圧はト
ランジスタＴ７ ，Ｔ８のコレクタエミツタ間のブレー
クオーバー電圧より低く設定されているので、トランジ
スタＴ７，Ｔ８に先がけてツエナーダイオード３０４が
ブレークオーバーし、これによってツエナーダイオード
に流れるツエナー電流１７がトランジスタＴ８のペース
エミツタ回路を通して流れ、その結果トランジスタＴ８
のコレクタにはコレクタ電流ｉ（３が流れる。

このコレクタ電流ｉｃは、ベースへ流れるツエナー電流
ｉｚと、 トランジスタＴ８の電流増幅率ｈｆｅ８とに
よって で現わされる。

このコレクタ電流ｉ。

によってトランジスタＴ８のコレクタエミツタ間のイン
ピーダンスの上昇が抑制され、コレクタ電位はブレーク
オーバー電圧Ｖｚに保持される。

電流ｉｚは約１０ミリアンペアで、電流増幅率ｈｆｅ
８は約５０倍であるからコレクタ電流は約５００ミリア
ンペア流れる。

トランジスタＴ８の電位はこのコレクタ電流ｉ。

によって第３図ｂの口に示す如く強制的に引き下げられ
るが、コレクタ電流が小さいので、ツエナーダイオード
３０４がカットオフするまでには至らず、一次巻線電流
自体が十分低下してそれによってトランジスタＴ８のコ
レクタ電位がツエナ電圧以下になるときまでツエナーダ
イオード３０４はカットオフしない。

この様にして第３図ｂの口に示す如く、トランジスタＴ
８のコレクタ電位はツエナーダイオード３０４のプレー
クオーバ電圧Ｖｚにクランプされる。

一次巻線電流が更に減少して第３図ａハに至ると第３図
ｂのハに示す如くコレクタ電位もツエナーダイオード３
０４のプレークオーバ電圧Ｖｚ以下になり、ツエナーダ
イオード３０４はカットオフする。

その後コレクタ電位は電流の減少と共に低下して行くが
、第３図ａ，ｂのハ〜ホに示す如く、電流が零になって
もコレクタ電位はすぐには零にならず、振動しながら減
衰しやがてアース電位に落ちつく。

これらの現象は一次巻線電流が遮断されてから数十マイ
クロ秒の間に起こる。

第４図はこのときの一次巻線電流ＩＣの変化とトランジ
スタＴ８のコレクタ電位の変化との関係を示す図であり
、第３図ａ，ｂのイ〜ホの各動作領域に対応する部分に
同じイ〜ホの符号と特性の変化方向を示す矢印を付した
。

ダイオード３０５は点火ミスによって点火コイルの二次
巻線側の高電圧がトランジスタＴ８のエミツタコレクタ
間に逆方向に印加された様な場合、この電圧をバイパス
してトランジスタＴ８の破壊を防ぐ。

前述のダーリントン接続の２個のトランジスタＴ７ ，
Ｔ８及びツエナーダイオード３０４は、例えば特開昭５
２−２７２７７号で知られる様に共通のＮ層の中にトラ
ンジスタ用の２つのＰ層とツエナーダイオード用の１つ
のＰ層を形威した１個の半導体チップとして形戒するこ
とができる。

電流制限回路４は抵抗３０１に並列に接続された抵抗４
０１と４０２の直列接続回路を有している。

抵抗４０１と４０２の接続点はトランジスタＴ９のベー
スに接続され、トランジスタＴ９のコレククはトランジ
スタＴ６のコレクタへ、エミツタはアースへそれぞれ接
続されている。

この様な電流制限回路の目的や構成はＵＳＰ ３５８７５５１号等でよく知られている。

電流制限回路４の動作を説明する。

トランジスタＴ６がＯＦＦしてパワートランジスタがＯ
Ｎすると第２図ｊに示す如く一次巻線電流は１次巻線の
リラクタンスの影警でステップ状には変化せず、傾斜を
持って上昇する。

抵抗３０１の電圧降下はこの電流の変化に比例して上昇
する。

一次巻線電流が約６アンペアに達つすると抵抗３０１の
電圧降下が所定値に達つし、抵抗４０１と４０２の接続
点の電位がトランジスタＴ９をＯＮさせるに充分な電位
になる。

トランジスタＴ９がＯＮすると抵抗２０９，２１０を通
してパワートランジスタのベースに供給されていた電流
の一部がトランジスタＴ９のコレクタエミツタを通って
アースに流れ、パワートランジスタのベース電流が減少
するので一次巻線電流はそれ以上増えず、結果的に６ア
ンペアで略一定の電流値に保持される。

即ち、一次巻線電流が所定値以上にならない様にする為
、パワートランジスタのベース電流を制限し、パワート
ランジスタのコレクタエミツタ間のインピーダンスを増
加させて電流の増加を抑制している。

従ってバツテリ電源から供給される電流は６アンペア以
上にはならない。

本実施例では、機関の種々の運転状態のもとで６アンペ
アの一次巻線電流は点火プラグに良好な火花放電々圧を
誘起することが確認された。

第２図ｊにおいて点線は主点火信号による一次電流の遮
断時期を、実線は遅れ点火信号による一次電流の遮断時
期をそれぞれ示す。

電流制限時間短縮回路５は、電路ｌ４によってトランジ
スタＴ８のコレクタに接続されており、電路ｌ４を通し
てトランジスタＴ８のコレクタ電位の変化を検出し、コ
レクタ電位が所定値に達つすると作動してトランジスタ
Ｔ１のＯＦＦ時間が短くなる様に、バイアス電位を変化
させる。

具体回路の一例を第５図に示す。

電路ｌ４は逆方向に接続されたアバランシエダイオード
５０１を介してトランジスタＴ１０のコレクタに接続さ
れている。

トランジスタＴ１０のベースは抵抗５０２及び電路ｌ３
を介してトランジスタＴ５のエミツタに、エミツタはア
ースにそれそれ接続されている。

トランジスタＴ１０のコレクタエミツタ間には抵抗５０
３と５０４の直列回路が並列に接続されており、両抵抗
の接続点は順方向に接続されたダイオード５０５を介し
てトランジスタＴ１１のベースに接続されている。

トランジスタＴ１０とＴ１１との両コレクタはそれそれ
抵抗５０６，５０７を介して電源の正極に接続されてい
る。

トランジスタＴ１１のコレクタは更にコンデンサ５０８
、ダイオード５０９及び抵抗５１０を介してトランジス
タＴ１２のベースに接続され、トランジスタＴ１１のエ
ミツタはアースされている。

コンデンサ５０８とダイオード５０９のアノードとの接
続点にはダイオード５１１のカソードが接続され、ダイ
オード５１１のアノードには一端がアースされた抵抗５
１２が接続されている。

ダイオード５０９のカソードと抵抗５１０との接続点に
は一端がアースされたコンデンサ５１３の他端が接続さ
れている。

トランジスタＴ１２のコレクタは電源の正極にエミツタ
は抵抗５１４、電路ｌ５を介してトランジスタ１のベー
スに接続されている。

電流制限時間短縮回路の一回路例について動作を説明す
る。

電流制限がかかつてパワートランジスタのコレクタ電位
が上昇するとアバランシエダイオード５０１がブレーク
オーバーしてトランジスタＴ１０のコレクタ電位、即ち
抵抗５０６と抵抗５０３の接続点の電位が上昇する。

パワートランジスタがＯＮＬている時はトランジスタＴ
はＯＦＦしているからトランジスタＴ１０もＯＦＦして
おり、その結果パワートランジスタのコレクタ電位の変
化は前述した抵抗５０６と５０３の接続点の電位変化と
して直接現われる。

電流制限によるパワートランジスタのコレクタ電位の変
化は一次巻線電流遮断時のコレクタ電位の上昇と同じく
極めて短時間の間に、しかも急峻な変化を併なうので、
抵抗５０６と５０３の接続点の電位変化も急峻且つ瞬時
に起こる。

この接続点の電位の上昇分は抵抗５０３と５０４で分圧
され、抵抗５０４の電圧降下相当の電圧がダイオード５
０５を介してトランジスタＴ１１に印加され、トランジ
スタＴ１１はＯＮする。

この状態はパワートランジスタが点火時期にＯＦＦされ
るまで続く。

即ち、パワートランジスタをＯＦＦにする為にトランジ
スタＴ５がＯＮするとトランジスタＴ１０のベースに抵
抗５０２を介して電流が流れ、トランジスタＴ１０もＯ
ＮＬ、その結果抵抗５０６と５０３との接続点はアース
電位まで落ちるのでトランジスタＴ１１はＯＦＦする。

従ってトランジスタＴ１１は、パワートランジスタに電
流制限がかかつている時間δ１（第６図ａ）と同じ時間
だけＯＮＬていることになる。

トランジスタＴ１１がＯＮするとそれまでにコンデンサ
５０８に第５図に示す極性で充電されていた電荷がトラ
ンジスタＴ１１のコレクタエミッタを介して放出される
。

この時のコンデンサ５０８の放電時定数はコンデンサ５
０８の容量と抵抗５１２の値で決まる一定値であるから
、放電量は第６図ｂに示す右下りの波形の如くトランジ
スタＴ１１のＯＮ時間、即ち電流制限時間に略比例する
。

電流制限時間δが長いとコンデンサ５０８の放電量が増
える為残溜電荷が少なくなり、トランジスタＴ１１がＯ
ＦＦＬて次にコンデ゛ンサ５０８が抵抗５０７、コンデ
ンサ５０８、ダイオード５０９及びコンデンサ５１３を
介して流れる充電電流によって充電される時間ｊが長く
なる。

その結果コンデンサ５１３の充電々圧も第６図Ｃに示す
如く高くなり、トランジスタＴ１２の導通度が増加して
抵抗５１４、電路ｌ５を通じてトランジスタＴ１のベー
スに流れる電流が多くなり、第６図ｄに示す如くトラン
ジスタＴ１のバイアスレベルがＫ１からＫ２までさがる
。

その為、トランジスタＴ１がＯＦＦしている時間がｐ１
からｐ２に減り、結局パワートランジスタがＯＮＬ，て
いる時間が少なくなって、第６図ａに示す如く電流制限
時間δがδ１からδ２まで短縮される。

第２図ｊに示す様に遅れ点火信号によって点火回路が制
御される時、一層パワートランジスタへの通電時間が長
くなり、その結果電流制限のかかる時間も長くなる。

この場合にも前述同様にトランジスタＴ１のＯＦＦ時間
が十分に短かくなる様、電流制限時間短縮回路５は働く
。

遅れ点火信号発生回路Ｂを構成する７〜１１の各構或部
分について詳説する。

トリガ信号発生回路７はトランジスタＴ３のコレクタに
接続された電路ｌ１から主点火信号を受ける。

主点火信号は抵抗７０１を介してトランジスタＴ１３の
ベースに入力される。

トランジスタＴ１３のエミツタはアースへ、コレクタは
順方向に接続されたダイオード７０２を介してトランジ
スタＴ１４のベースへそれぞれ接続される。

トランジスタＴ１４のエミツタはアースへ、コレクタは
ダイオード７０３のカソードへそれぞれ接続されている
。

トランジスタＴＩ３．１４のコレクタはまたマルチコレ
クタ式のトランジスタ８０１のコレクタへ接続されてい
る。

ダイオード７０３のアノードは２つのダイオード７０４
，７０５のアノードに接続され、ダイオード７０４のカ
ソードはトランジスタＴ１３のコレククへ、ダイオード
７０５のカソードは双安定マルチバイブレーク８へそれ
ぞれ接続されている。

更にトランジスタＴ１４のベースコレクタ間にはモノシ
リツクＩＣのＰ層とＮ層の間に形成される１０〜３０ピ
コファラドの静電容量を利用したコンデンサ７０６が接
続されている。

トリガ信号回路７の動作を第７図に基づき説明する。

第７図ａに示す如くピックアップの電圧が変化してトラ
ンジスタＴ１のバイアスレベルになるとトランジスタＴ
１がＯＦＦし、同時に第７図ｂに示す如くトランジスタ
Ｔ３もＯＦＦする。

トランジスタＴ３がＯＦＦすると抵抗２０３，電路ｌ１
を介して抵抗７０１、トランジスタＴ１３のペースエミ
ツタへ電源の正極から電流が流れ、トランジスタＴ１３
がＯＮする。

この様子を第７図ＣにトランジスタＴ１３のコレクタ電
位の変化として示す。

するとそれまでダイオード７０２を介して流れていたト
ランジスタＴ１４のベース電流が急に流れなくなるので
トランジスタＴ１４はＯＦＦする。

この時までにコンデンサ７０６に蓄えられていた図示極
正の電荷がトランジスタＴ１４のベースを通して流れ、
この為、第７図ｄに示す如くトランジスタＴ１４のＯＮ
からＯＦＦへの移行がわずかに遅れをもって行なわれる
。

次にピックアップ電圧がｄ点まで変化してトランジスタ
Ｔ３がＯＮするとトランジスタＴ１３はＯＦＦＩ，、ダ
イオード７０２を介してトランジスタＴ１４のベースに
電流が流れるのでトランジスタＴ１４はＯＮする。

しかるにコンデンサ７０６が図示極性に充電されるわず
かの間第７図ｄに示す如くトランジスタＴ１４のＯＮ時
間が遅れる。

この遅れ時間ｔ１ の間第７図ｅに示す如く、ダイオー
ド７０３，７０４のどちらには電流が流れず、結局この
微少時間ｔ１の間はダイオード７０５を通して双安定マ
ルチバイブレーク８へ電流が流れ、これが第７図ｅに示
すトリガ信号となる。

双安定マルチバイブレーク８は互いに動作が逆特性のト
ランジスタＴ１５，Ｔ１６を持っている。

トランジスタＴ１５のエミツタはアースへ、コレクタは
抵抗８０２を介してマルチコレクク式のトランジスタ８
０１の一本のコレクタへ、またベースは逆方向に接続さ
れたダイオード８０３を介してトランジスタＴ１６のコ
レクタへそれぞれ接続されている。

トランジスタＴ１６のエミツタはアースへ、コレクタは
マルチコレクタ式のトランジスタ８０１のコレクタの一
本へ、またベースは抵抗８０４を介してトランジスタＴ
１５のコレクタへそれぞれ接続されている。

更にダイオード７０５のカソードがトランジスタＴ１５
のベースに接続されている。

双安定マルチバイブレーク８の動作を説明する。

ダイオード７０５を介してトリガ信号がトランジスタＴ
１５のベースに入力されると、トランジスタＴ１５がＯ
Ｎする。

トランジスタＴ１５がＯＮするとトランジスタＴ１５の
コレクタの電位がアース電位に下がり、その結果トラン
ジスタＴ１６のベース電位がアース電位となって、それ
までＯＮＬていたトランジスタＴ１６がＯＦＦする。

トランジスタＴ１６がＯＦＦするとコレクタの電位が上
がり、その結果トランジスタＴ１５のベースへダイオー
ド８０３を介して電流が流れつづけ、トランジスタＴ１
５のＯＮ状態が継持される。

マルチコレクタ式のトランジスタ８０１は、対のエミツ
クとベースに対して多数のコレクタを形戒したトランジ
スタで、すべてのコレクタにおけるペースエミツク電流
が共通である為、各コレクタに流れる電流もすべて同一
電流となる。

いわゆる力し・ントミラー回路として構成されている。

三角波形戒回路９は、双安定マルチバイブレーク８のト
ランジスタＴ１５のコレクタに接続されたベースを有す
るトランジスタＴ１７を供えている。

三角波形成回路９には２つの直列接続されたコンデンサ
９０１と９０２とを含む充放電用コンテンサＱが設けら
れていて、このコンデンサＱを定電流で充電、放電させ
る定電流充放電回路がある。

トランジスタＴ１Ｂはその定電流放電回路を形威するト
ランジスタで、コレクタがコンデンサＱに接続され、エ
ミツタはアースされている。

トランジスタＴ１８のベースはトランジスタＴ１７のエ
ミツタコレクタ回路を介してアースに接続される一方、
ベース電位を定電位にする為の定電圧回路に接続されて
いる。

双安定マルチバイブレーク８から出力がない時は、トラ
ンジスタＴ１７はＯＮ状態で、トランジスタＴ１Ｂのベ
ースはアース電位に落されトランジスタＴ１８はＯＦＦ
している。

この時、コンデンサＱは別途形成された定電流充電回路
によって充電されている。

トランジスタＴ１９，Ｔ２０はコンデンサＱを定電流で
充電する為の定電流充電回路を形戒するトランジスタで
、トランジスタＴ１９は２本のコレクタを持つマルチコ
レクタ式トランジスタで、カレントミラー回路を形威し
ている。

トランジスタＴ１９のコレクタの１本はコンデンサＱに
接続され、他の１本はトランジスタＴ２０のコレクタエ
ミツタを介してアースされている。

トランジスタＴ１９のエミツタベースは２本のコレクタ
に対して共通であるから、２本のコレクタに流れる電流
は同じ値である。

一方、トランジスタＴ２０のベースはベース電位を一定
にする為の定電圧回路に接続されていて、トランジスタ
Ｔ２０のコレクタエミツタに流れる電流は定電流になっ
ている。

結局トランジスタＴ１９のコレクタに接続されたコンデ
ンサＱに流れる電流も定電流となりコンデンサＱは定電
流で充電される。

トランジスタＴ Ｉ’ ９のエミツタは外付抵抗９０を
介して電源の正極へ接続される一方、アノードがアース
されたツエナーダイオード９０５のカソードに接続され
ている。

ツエナーダイオード９０５に並列に、アノードがアース
されたツエナーダイオード９０６と抵抗９０４との直列
回路が接続されている。

ツエナーダイオード９０６には抵抗９０７とカソードが
アースされたダイオード９０８との直列回路が並列に接
続されており、抵抗９０７とダイオード９０８との接続
点はトランジスタＴ２０のベースに接続されている。

更にツエナダイオード９０６には抵抗９０９，９１０及
びカソードがアースされたダイオード９１１の三者の直
列接続回路が並列に接続されており、抵抗９１０とダイ
オード９１１との接続点はトランジスタＴ１８のベース
に接続されている。

また抵抗９０９と９１０との接続点には抵抗９１２を介
してトランジスタＴ２２のコレクタが接続されており、
このトランジスタＴ２２のエミツタはカソードがアース
されたダイオード９１３に接続されている。

一方、コンデンサ９０１と９０２との接続点にはエミツ
タがアースされたトランジスタＴ２１のコレクタが接続
されている。

トランジスタＴ２１とＴ２２のベースはＭＩＣの外部信
号端子ｈ１，ｈ２に接続されている。

トランジスタＴ１Ｂのベース回路はツエナーダイオード
９０６によって定電圧化されており、ベース電位はダイ
オード９１１の順方向電圧降下によって決まる一定の電
位に保たれる。

トランジスタＴ１Ｂとそのベース回路はカレントミラー
型の定電流回路を構戒しており、トランジスタＴ１８の
コレクタエミツタ電流■１とベース回路の抵抗９０９，
９１０を流れる電流■１ とが等しくなる様に構成され
る。

トランジスタＴ２０のベース回路はツエナーダイオード
９０６で定電圧化されており、そのベース電位はダイオ
ード９０８の順方向電圧降下によって決まる一定の電位
に保たれる。

トランジスタＴ２０とそのベース回路はカレントミラー
型の定電流回路を構成しており、トランジスタＴ２０の
コレクタエミツタ電流■２とベース回路の抵抗９０７を
流れる電流■２とが等しくなる様構戒される。

また、トランジスタＴ１９は前述した様にマルチコレク
タ式のトランジスタであり、エミツタベース電流が各コ
レクタに対して共通である為、各コレクタに流れる電流
は等しくなる。

従ってトランジスタＴ２０のコレクタエミツタを流れる
電流■２とトランジスタＴ１９の２つのコレクタに流れ
る電流とは等しくなる。

トランジスタＴ２１はコンデンサ９０１，９０２を直列
に接続したり、コンデンサ９０２を回路から切放したり
する。

外部信号端子ｈ１に信号が入力されるとトランジスタＴ
２１がＯＮＬ、コンデンサ９０２がアースされるので、
充電々流■２はコンデンサＱ１のみに流れる。

コンデンサ９０１の容量はコンデンサ９０２の約２０倍
の容量に設定されている。

従って外部信号端子ｈ１に信号が入力されると容量の大
きなコンデンサ９０１によってコンデンサＱの容量が与
えられ、外部信号端子に信号がない時は容量の小さなコ
ンデンサ９０２によってコンデンサＱの容量が与えられ
る。

一方トランジスタＴ２２は外部信号端子ｈ２に信号が入
力されるとＯＮし、抵抗９０９を流れる電流をＩ３だけ
分流する。

従って抵抗９１０を流れる電流が（■１−■３）に減り
、その結果トランジスタＴ１Ｂのベース電流が減ってコ
ンデンサＱの放電々流が■１から（Ｉ１−Ｉ３）に減少
して、コンデンサＱが所定の電圧に達するまでの放電時
間が長くなる。

三角波形成回路９の動作を説明する。

トリガ回路７からの信号によつエ双安定マルチバイブレ
ーク８のトランジスタ，Ｔ１５がＯＮするとトランジス
タＴ１７のベース電位が低下してトランジスタＴ１７は
ＯＦＦする。

それまでトランジスタＴ１７によってベースがアース電
位に保持されていたトランジスタＴ１８がＯＮＬ、コン
デンサＱの定電流放電回路が形成される。

トランジスタＴ１８にはそれまでコンデンサＱを充電し
ていた定電流■２と放電電流ＩＱとの和の電流■１が流
れる。

この電流■１はトランジスタＴ２２がＯＦＦしている時
には次の式で与えられる。

但し■，。

６： ツエナーダイオード９０６のブレークオーバー電
圧 ■，１１： ダイオード９１１の順方向電圧降下 Ｒ９０９” 抵抗９０９の値 Ｒ９１０’ 抵抗９１０の値 放電が進んでコンデンサＱの端子電匡が設定値Ｖｒｅｆ
に達すると後段の出力回路１０が作動して双安定マルチ
バイブレーク８を反転させるので、トランジスタＴ１５
のコレクク電位が高電位になりトランジスタＴ１７が再
度ＯＮＬ、トランジスタＴ１８のベース電位をアース電
位に落とすのでトランジスタＴ１ＢはＯＦＦしコンデン
サの放電は停毛する。

同時にコンデンサＱはトランジスタＴ１９から供給され
る定電流■２により充電される。

この定電流■２は次式で与えられる。

但し Ｖ９０６ ’ ツエナーダイオード９０６のブ
レークオーバー電圧 ■９ｏ８ニ ダイオード９０８の順方向電圧降下 Ｒ，。

７：抵抗９０７の値この様にコンデンサＱは一定の電流
■１，■２で放電充電されるので、コンデンサＱの端子
電圧の変化は第７図ｇに示す如く一定の傾斜ｍ，ｎを有
する三角波を形威する。

ちなみに、放電々流■１は約１００ミリアンペアで充電
々流■２は約５ミリアンペアである。

トランジスタＴ２２がＯＮすると放電電流を決定スるト
ランジスタＴ１８のベース電流の一部■３がダイオード
９１３側に分流される。

この分流比は１：０．５〜１：３の範囲に設定されるが
、ダイオード９１１と９１３とのカソードの面積も、両
ダイオードを流れる電流の密度が略同じになる様電流の
分流比に合せて設定される。

これは、充電電流に比べ大きな電流が流れるダイオード
９１１ ，９１３の順方向温度特性を一致させるのに有
効である。

コンデンサＱの反アース側端子はダイオード９０３のア
ノードに接続され、ダイオード９０３のカソードは抵抗
９０を介して電源の正極側母線に接続されている。

キースイッチＫが閉じている時はダイオード９０３のカ
ソード側が高電位となっているのでダイオード９０３に
は電流は流れない。

キースイッチＫが開くと電源母線はアース電位になり、
コンデンサＱの電荷はダイオード９０３、抵抗９０を介
してアースに放出され、次にキースインチを閉じる時に
はコンデンサＱの端子電圧は零になっている。

出力回路１０は三角波形戒回路９内のツエナーダイオー
ド９０６に並列に接続された抵抗１２１，１２２の直列
回路を有している。

出力回路１０は比較器ＣＭＰを有しており、抵抗１２１
，１２２はその基準電圧Ｖｒｅｆを作る。

一端がアースされた抵抗１２２の他端が比較器ＣＭＰの
負側入力端子に接続され、比較器の正側入力端子にはコ
ンデンサＱの反アース側端子が接続される。

比較器ＣＭＰの出力端子は双安定マルチバイブレーク８
内のトランジスタＴ１６のコレクタに接続されると共に
トランジスタＴ２３のベースに抵抗１２３を介して接続
される。

トランジスタＴ２３のエミツタはアースへ、コレクタは
電路ｌ２を介して増幅回路２内のトランジスタＴ４のコ
レクタへそれぞれ接続される。

出力回路１０の動作を説明する。

三角波形戊回＠９のコンデンサＱが放電してその端子電
圧が比較器ＣＭＰの負側基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、
比較器ＣＭＰの最終段のトランジスタ（図示せず）がＯ
ＮＬて出力端子１２４をアース電位に下げる。

その結果出力回路９のトランジスタ１５のベース電位も
ダイオード８０３を介して引き下げられＯＦＦする。

トランジスタＴ１５がＯＦＦするとそのコレクク電位が
上がり、抵抗８０４を介してトランジスタＴ１６のベー
ス電流が流れ、トランジスタＴ１６がＯＮして双安定マ
ルチバイブレークは反転する。

この時三角波形戒回路９のトランジスタＴ１７のベース
電流も流れ始めるのでトランジスタＴ１７がＯＮする。

トランジスタＴ１７がＯＮするとトランジスタＴ１８の
ベースがアース電位に下げられ、トランジスタＴ１８が
ＯＦＦしてコンデンサＱの放電が停止する。

その結果コンデンサＱは再び定電流Ｉ２で充電され始め
、次の主点火信号が発生してトリガ回路７のトリガ信号
によって双安定マルチバイブレークが反転する迄充電は
続く。

第７図ｆは双安定マルチバイブレーク８の反転動作の様
子をトランジスタＴ１６のコレクタ電位の変化として示
したもので、コンデンサＱの放電時間と双安定マルチバ
イブレークの反転時間τ３とは当然一致している。

一方、比較器ＣＭＰの出力はトランジスタＴ２３のベー
ス電位をアース電位に引き下げ、トランジスタＴ２３を
ＯＦＦさせる。

その結果、電路ｌ２を通して流れていた電流がトランジ
スタＴ５のベースに流れ、トランジスタＴ５がＯＮｔ，
、点火回路３のパワートランジスタがカットオフして点
火コイルの一次電流が遮断される。

この状態は第２図ｇ，ｉ及びｊに示す通りで、第２図ｊ
に点線で示す主点火時期に対しθ１だけ遅れた時期に１
次電流が遮断されることがわかる。

また、第７図ｈに示す如く比較器ＣＭＰの出力は、コン
デンサの放電電圧がＶ ｒ ｅ ｆに達つした時、瞬間
的にアース電位に下がる電位の変化として出力される。

この出力は第７図ｉに示す如くトランジスタＴ２３のコ
レクタ電位がアース電位から高電位に切換る時点に対応
し、更に第７図ｊに示す如く一次巻線電流ＩＣの遮断時
点に対応する。

切換回路１１はコレクタがマルチコレクタ式トランジス
タ８０１の一つのコレクタに接続されたトランジスタＴ
２４を備えており、そのエミツタはアースへ、そのベー
スはアノードがアースされたダイオード３１１のカソー
ドに接続されると共に外付抵抗９１及び切換スイッチＳ
を介して電源の正極に接続されている。

またトランジスタＴ２４のコレクタは抵抗３１２を介し
てトランジスタＴ２５のベースへ、更に抵抗３１３を介
してトランジスタＴ２６のベースへ接続されている。

トランジスタＴ２５のコレクタは双安定マルチバイブレ
ーク８のトランジスタＴ１５のベースに、エミツタはア
ースにそれぞれ接続されている。

一方、トランジスタＴ２６のコレクタは三角波形或回路
９のトランジスタＴ１７のベースに、エミツタはアース
へそれぞれ接続されている。

切換回路１１の動作を説明する。

キースイッチＫが入ると、抵抗９０を介して電流が流れ
ツエナーダイオード９０５，９０６の各端子に電圧が生
ずる。

その結果両ダイオードに並列に接続されている三角波形
成回路９の定電流充放電回路、出力回路１０、双安定マ
ルチバイブレーク８及びトリガ回路７は作動する。

従ってこのままでは遅れ点火信号発生回路Ｂはキースイ
ッチＫが閉じている間中主点火制御回路Ａに遅れ点火信
号を出力することになる。

スイッチＳは機関が遅れ点火信号を必要としないとき開
路する。

スイッチＳが開路するとトランジスタＴ２４はＯＦＦと
なり、コレクタ電位が上昇してトランジスタ８０１のエ
ミツタコレクタから抵抗３１２，３１３を介してトラン
ジスタＴ２５，Ｔ２６のベースに電流が流れ両トランジ
スタをＯＮする。

トランジスタＴ２５がＯＮするとコレクタに接続されて
いるトリガ回路７のダイオード７０５を介してトリガ信
号がアースに流れ、双安定マルチバイブレーク８を反転
させることができなくなる。

前述した様にキースイッチＫが開くとコンデンサＱの電
荷はダイオード９０３を介して放電してしまうので、キ
ースイッチＫのＯＮ直後はコンデンサＱの端子電圧は比
較器ＣＭＰの基準電圧Ｖｒｅｆより低い。

その為、比較器ＣＭＰの出力端１２４がアース電位に下
がっており、双安定マルチバイブレーク８のトランジス
タＴ１５のベース電位も低いのでトランジスタＴ１５は
ＯＦＦしている。

従って常にキースイッチＫのＯＮ直後には双安定マルチ
バイブレーク８のトランジスタＴ１５はＯＦＦ、トラン
ジスタＴ１６はＯＮの状態になっている。

その結果前述の様に双安定マルチバイブレーク８が反転
しない状態ではトランジスタＴ１５のコレクタにベース
が接続されているトランジスタＴ１７がＯＮし、トラン
ジスタＴ１８がＯＦＦＬてコンデンサＱの放電回路が遮
断され様とする。

ところがスイッチＳが開いているとトランジスタＴ２６
がＯＮＬている為、トランジスタＴ１７のベースがトラ
ンジスタＴ２６を介してアース電位に下げられるので、
双安定マルチバイブレーク８のトランジスタＴ１５がＯ
ＦＦＬていてもトランジスタＴ１７はＯＮしない。

その結果トランジスタＴ１８はＯＮＬてコンデンサＱの
放電経路を形威し、コンデンサＱの充電電流■２もトラ
ンジスタＴ１８を介して流れるのでコンデンサＱの端子
電圧は零ボルトの状態に保持される。

コンデンサＱの端子電圧が零ボルトの状態では比較器Ｃ
ＭＰの出力は前述の如くアース電位となっているからト
ランジスタＴ２３はＯＦＦｔ，たままで、出力電路ｌ２
は常にトランジスタＴ４のコレクタ電位と同電位になっ
ている。

この様に、スイッチＳが開いている時はトリガ信号が発
生しても出力回路から遅れ点火信号が出力されることは
ない。

スイッチＳは機械的スイッチに限らずトランジスタの様
な電気的スイッチで構成されてもよい。

また、スイッチＳは単一のスイッチに限らず２個以上の
スイッチの組合せから或る論理回路的スイッチで構威さ
れてもよい。

更に、機関の種類によって遅れ点火信号を要求する条件
が相反する場合もある。

いずれの場合においても、スイッチＳの回路のみ機関の
要求する条件に合った作動特性を有するものに取替えれ
は、他の回路は共通に使用できる。

以下スイッチ回路の具体例を説明する。

第１０図において点線で囲んだ部分がスイッチ回路Ｓを
示す。

スイッチ回路Ｓは電源の正極とアース間に主点火制御回
路Ａと並列に接続された抵抗５１、ツエナーダイオード
５２．５３の直列回路を有している。

両ツエナーダイオードはアース側がアノード極となる様
接続されている。

両ツエナーダイオードの接続点にはトランジスタＴ２７
のベースが接続され、トランジスタＴ２７のコレクタは
電源の正極に、エミツタは抵抗９１，ダイオード３１１
を介してアースへ接続されている。

更にトランジスタＴ２７のベースは水温スイッチ５４、
抵抗５５を介して電源の正極へ接続されている。

水温スイッチ５４は機関の冷却水の温度に応じて開閉し
、冷却水温が５０度Ｃ以下のときＯＦＦ５０度Ｃ以上の
ときＯＮする。

ツエナーダイオード５２，５３は電源電圧が９ボルト以
上になるとブレークオーバする様に設定されている。

従ってスイッチ回路Ｓは水温が５０度Ｃ以上か電源電圧
が９ボルト以下のときトランジスタＴ２７がＯＮするこ
とによって次段のトランジスタＴ２４をＯＮし、トラン
ジスタＴ２５，Ｔ２６をＯＦＦＬてその結果遅れ点火信
号出力を電路ｌ２に発生させる様に働く。

このスイッチ回路Ｓでは機関の始動時（スタータが駆動
されて電源電圧が９Ｖ以下に低下する）、及び暖機運転
終了後（冷却水の温度が５０度Ｃ以上になる。

）に点火時期を遅らせる様に制御できる。

向、次の様な条件下では機関は遅れ点火時期を要求する
。

（イ）機関の減速運転時 （ロ） アイドリング時 （ハ）低回転数域で重負荷運転されているとき（ニ）ス
ターク駆動時 （羽 高地走行時 （イ）〜（ハ）は窒素酸化物の減少を、（ニ）は機関の
始動特性の改善を、（羽は空気が稀薄になって燃料混合
比（Ａ．／Ｆ）が低下し、燃焼スピードが増加して実質
的に進角度が過進角になったのと同じ状態となることの
補正をそれぞれねらっている。

従ってこれらお条件を組合せて種々のスイッチ回路を設
計できる。

増幅回路２と点火回路３との間の電源母線に接続された
抵抗７０は増幅回路側にかかる電圧を制限する抵抗であ
る。

また主点火信号発生回路１に並列に接続されたツエナー
ダイオード８０は主点火信号発生回路１、増幅回路２に
かかる電モを安定化させる為のツエナーダイオードであ
る。

以下実施例回路の遅れ点火時期特性について説明する。

第８図ａは三角波形或回路９の出力電圧波形、即ちコン
デンサＱの端子電圧波形を示し、実線は機関の低速回転
時の波形を、一点鎖線は低速時のちょうど１／２の周期
を持つ高速度回転時の波形をそれぞ゛れ示す。

前述したようにコンデンサＱは一つの点火が終了すると
電圧Ｖｒｅｆから式（１）で示される定電流■２で充電
される。

この充電は次の主点火時期信号が到来するまでの間つづ
く。

第８図ｂは遅れ点火信号発生回路Ｂの出力電路ｌ２の電
位変化をＣは一次巻線電流の変化を示す波形であり、Ｔ
は点火時期の周期を、αは遅れ点火信号幅を示している
。

従ってコンデンサＱの充電は時間（Ｔ−α）の間だけ行
なわれ、時間αの間に放電してＶｒｅｆに達し、この時
の充電放電切換時点の電圧■ｃ，は次式で与えられる。

Ｃ：コンデンサＱの容量値 主点火信号が発生するとトリガ回路７からトリガ信号が
出力され、コンデンサＱの定電流放電回路が形成されて
コンデンサＱは前述した定電流■１で放電する。

この放電はコンデンサＱの端子電圧がＶ ｒｅｆになる
まで続くが、この電圧Ｖｒｅｆは次式で与えられる。

（３）式と（４）式を整理すると となり、 ■１と■２について更に整理すると となる。

結局、周期Ｔに対する遅れ点火信号幅αは充放電々流の
比に等しくなる。

コンデンサＱの充放電々流は機関の回転数に無関係に一
定であるから、回転数が変化して第８図ｄに示す如く点
火信号周期がＴ′に変化し、遅れ点火信号幅がα′に変
化してもその比α′／Ｔ′は一定となり、結局回転数に
無関係に点火時期の周期に対して一定の遅れ点火時期特
性が得られる。

すなわち遅角点火信号の時間幅αを遅れ角度θαで表わ
すと、（２）式より ここで、ＮＴは機関の気箇数によって定まる定数である
から、遅れ角度θαは機関の回転数に無関係に充放電電
流の比のみによって決定されるものであることが理解で
きる。

しかも、特に重要なことは、遅れ角度θαは充電電流■
２及び放電々流と充電電流■１との総和電流■１に直線
比例することがある。

第９図のＡは遠心進角機構と負圧進角機構とによって得
られる進角特性を示し、第９図のＢは遅れ点火信号発生
回路が作動して遅れ点火信号の時間幅αに対応しれ角度
θαだけ遅れた点火時期特性を示す。

この図でθは進角角度をＮは機関の回転数をそれぞれ示
す。

次に外部信号端子ｈ２に信号が入力された時の遅れ点火
時期特性について説明する。

車が高地を走行している時は信号端子ｈ２に信号が入力
されるので、トランジスタＴ２２がＯＮし抵抗９１０と
９１２の比で決まる電流■３が抵抗９１２側へ分流する
。

例えばＩ１＝ １ ０ ０ミリアンペア、■２＝５ミリ
アンペアの状態からＩ１＝６０ミリアンペアに減少する
様に設定しておくと、外部信号が入る前のαａ／Ｔａは
（５）式より１７２０であるが、信号入力後のαｂ，／
’ｒｂは１／１２となり、第１１図に示す如く遅れ点火
信号幅αは約１．７倍に増える。

第１１図ａの実線は外部信号が入る前のコンデンサＱの
充放電波形を、一点鎖線は信号が入った後のコンデンサ
Ｑの充放電波形を示す。

また同図ｂ，ｃは外部信号が入る前の出力回路１１の電
路ｌ２の電位変化と１次巻線電流の変化をそれぞれ示し
、同図ｄ，ｅは外部信号が入った後の出力回路１１の電
路ｌ２の電位変化と１次巻線電流の変化をそれぞれ示す
。

図に示す様に放電々流が減少して放電時間が長くなった
分だけ充電時間が短かくなるので、主点火信号到来まで
の間にコンデンサに充電される電圧は、外部信号入力前
よりも低い値ＶＯ２ボルトまでしか充電されなくなる。

向、遅れ点火信号幅が長くなると電流制限のかかつてい
る時間も長くなるので電流制限短縮回路が作動して１次
電流の流れ始め時点が遅くなる。

第１２図に示す如く、平地走行時の遅れ点火時期特性Ｂ
に対し高地走行時には空気が稀薄となる為混合気の燃料
の割合が多くなって機関の燃焼スピードが早くなり、そ
の分だけ実質的に進角したのと同じ状態となって点火時
期特性がＡ′で示す如くθβだけ進んだ特性に変化する
が、放電々流を切換ることによってθβに相当する分だ
け遅れ点火信号が大きくなるので、空気の濃度変動によ
る点火時期の変動を防屯できる。

本実施例では高地走行時の点火時期の補正についてのみ
述べたが、信号端子への入力は他の運転状態の種々の信
号を入力できる。

機関の回転数が低くなるとピックアップコイルの出力波
形がなまって、トランジスタＴ４のＯＮ時間が長くなり
、コンデンサＱの充電時間が長くなる。

しかし、コンデンサＱの容量以上には充電できないので
その充電々圧は第１３図に一点鎖線で示す如く、コンデ
ンサの容量で決まる電圧Ｖｏｍａｘで一定となる。

一方、放電はこの場合にも一定電流■１で行なわれるか
ら、放電に要する時間は第１３図に示す如く放電開始電
圧Ｖｃｍａｘと放電電流■１で決まる時間α１で一定と
なる。

この様にコンデンサＱの放電開始電圧がＶｏｍａｘにな
る様な超低速域（機関の始動時等）では回転数が低下し
て点火時期周期Ｔが長くなればなる程、周期Ｔに対する
放電時間α１の割合が小さくなり、コンデンサＱが定電
流で充放電するにもかかわらず遅れ角θは第１４図に点
線で示す如く回転数の低下と共に小さくなる。

そこで、遅れ角が減少を始める回転数を予じめ求めてお
いて、回転数がそれ以下である間信号端子ｈ２に信号を
入力する。

信号端子ｈ２に信号が入力されている間は、トランジス
タＴ２２がＯＮＬて放電々流■１が一定量だけ減少する
ので、第１３図に二点鎖線で示す如くコンデンサＱの放
電傾斜が緩やかになり、その結果放電に要する時間αが
α１からα３に増加する。

点線で示すのはコンデンサの容量が十分大きくて、放電
々流の切換えを行なわなかった場合の仮想線で、コンデ
ンサの放電時間はα２で示され、このα２で決まる遅れ
角θは第１４図の一定遅れ角θαである。

時間α３はα２より太きいから、α３で決まる遅れ角は
α２で決まる遅れ角θαよりも大きくなり、超低速時に
コンデンサＱの容量不足による遅れ角の減少を補正する
だけでなく、超低速時（機関の始動時等）に通常の遅れ
角より大きい遅れ角を与えることもできる。

第１４図実線は時間α３で決まる遅れ角によって得られ
た遅れ点火時期特性Ｂａを示す。

実施例では定電流回路の放電々流を切換えて充放電々流
の比を制御するものを説明したが、充電電流を切換えて
充放電々流の比を制御することもできる。

この実施例を第１５図に示す。

充電側の定電流回路を構威するトランジスタＴ２０のベ
ース回路に抵抗９０７とダイオード９０８との接続点か
らダイオード９０８をバイパスする、トランジスタＴ３
０のコレクタエミツタ回路とダイオード９１４から成る
バイパス回路を設ける。

トランジスタＴ３０のベースは外部信号端子ｈ３に接続
する。

充電々流は放電々流に比べて約１７２０と小さいので、
放電時間の約２０倍の時間幅を有する。

その為、充電々流の制御範囲は放電々流のそれに比べ大
きくとれる。

そこで信号端子ｈ３には広範囲にリニアな変化をする例
えばアクセルの踏込み量の様な運転状態を電圧の変化に
変換して印加する。

この信号の変化に応じてトランジスタＴ３０の導通度は
制御され、その結果バイパス回路を流れる電流■４は入
力信号に応じてリニアに増減し、充電々流■２をリニア
に制御する。

充電々流の変化は第１６図に示す如くコンデンサＱの充
電々圧の変化として現われ、放電開始電圧Ｖｏが端子ｈ
３に入力される信号に応じてＶＣ４〜ＶＯａの範囲で変
化する。

即ち、入力信号がなく充電々流が最犬の時の電圧がＶＯ
４で、入力信号が最犬になって充電々流が最も小さい場
合の電圧ＶＯａで、その範囲内で入力信号に応じてコン
デンサＱの放電開始電圧は制御される。

そして第１６図からもわかる様に、放電々流を一定にし
ておけは放電開始電モが大きい程放電時間αは長くなり
、周期Ｔが同じでも端子ｈ３に人力される信号に応じて
放電時間αがα４〜α６の範囲で変化するので、遅れ角
θもそれに応じてθα４〜θα６の範囲で変化する。

その結果第１７図に示す如く遅れ点火時期特性Ｂ４とＢ
６とで囲まれた斜線部の範囲において、同一回転数でも
端子ｈ３への入力信号に応じて種々の遅れ角が得られる
。

アクセルの踏込み量が多いと端子ｈ３への入力信号が小
さく、踏込み量が少ないと信号が大きくなる様に構成し
ておくことによって、登坂時ノ様にアクセルを最犬に踏
み込んだ重負荷運転時には最犬の遅れ角θα４で点火時
期が制御される様にすることができる。

ところで、充電々流を制御する場合、遅れ角を大きくす
る為には前述の様にコンデンサＱの放電開始電圧を高く
する必要があるが、回転数の極めて低いところでは前に
述べた様にコンデンサＱの容量で決まる電圧以上に放電
開始電圧を上げることはできないから、第１図の実施例
の様に、コンデンサＱの容量を切換える回路と共に用い
ることが望ましい。

同、本実施例では放電々流を切換える場合と充電々流を
切換える場合を切離して説明したが、充放電々流を同時
に切換えて遅れ角を制御することもでき、例えば端子ｈ
２に信号を入力して放電々流を小さくしている時に、端
子ｈ３の入力信号が少さくなる様に制御されて充電々流
が増加すると放電々流が小さい上に放行開始電圧が高く
なるので放電時間がより長くなり、どちらか一方だけを
制御している範囲では得られない大きな遅れ角を得るこ
とができる。

車が高地を走行していて端子ｈ２に信号が入力されてい
る時、登坂の為にアクセルをいっぱいに踏込んで端子ｈ
３の信号が最小となった様な場合最犬の遅れ角が得られ
る。

また、実施例では放電々流は段階的に、充電々流はリニ
アに制御するものについて説明したが、充放電々流のい
ずれも段階的に制御してさしつかえないし、また両方共
リニアに制御することも可能である。

以上説明した様に本発明によれは、主点火信号の発生に
同期して供給される電流が第１の電流からこれと逆方向
の第２の電流に切換わる充放電コンデンサを設け、この
コンデンサの電圧が主点火信号の発生時点から基準レベ
ルまで変化する間の時間を遅角度とすると共に、コンデ
ンサの電圧が基準レベルに到達した時点で再度第２の電
流から第１の電流に電流の方向が切換わる様に構成した
ものにおいて、前記第２の電流を供給する電流回路がコ
ンデンサに供給される第２の電流といっしょに第１の電
流もバイパスする様に構成し、更に第１の電流か、第１
の電流と第２の電流との総和電流かのいずれか一方を機
関の運転状態に応じて制御する手段を設けたので、機関
の運転状態を示す外部信号により遅れ角度を直線比例し
て変化させることが可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる点火時期制御回路の一実施回路図
、第２図は回路の動作を説明する為の回路の動作波形図
、第３図ａ，ｂ及び第４図は点火回路の出力トランジス
タの動作特性を説明する為の波形図、第５図は電流制限
時間短縮回路の一実施回路図、第６図は同回路の動作を
説明する為の回路の動作波形図、第７図は遅れ点火信号
発生回路の動作を説明する為の動作波形図、第８図は本
実施例の点火時期制御特性を説明する為の波形図、第９
図は本実施例の点時期制御特性を示す図面、第１０図は
スイッチ回路の一実施回路図、第１１図ａ ” ｅは三
角波形回路の放電々流切換時の特性の変化を説明する為
の動作波形図、第１２図は三角波形戒回路の放電々流切
換後の点火時期特性を示す図面、第１３図は放電々流切
換による点火時期制御の他の実施例を説明する為の動作
波形図、第１４図はその実施例によって得られた点火時
期制御特性を示す図面、第１５図は三角波形成回路の充
電々流を切換える実施例の回路図、第１６図はその動作
特性を説明する為の波形図、第１７図はその実施例によ
って得られる点火時期制御特性を示す図面である。 １・・・主点火信号発生回路、２・・・信号増幅回路、
３・・・点火回路、４・・・電流制限回路、５・・・電
流制限時間短縮回路、７・・・トリガ回路、８・・・双
安定マルチバイブレーク、９・・・三角波形成回路、１
０・・・出力回路、１１・・・切換回路、Ｔ１〜Ｔ２７
，Ｔ３０・・・トランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エンジンの回転に同期して主点火信号を発生する主
   点火信号発生回路、 主点火信号からエンジンの所定回転角だけ遅した時点で
   遅れ点火信号を発生する遅れ点火信号発生回路、 前記主点火信号か遅れ点火信号のどちらか一方に基づい
   てエンジンの点火タイミングを制御する為の点火回路、 前記遅れ点火信号発生回路を構威する為の充放電コンデ
   ンサ、 該コンデンサに第１の電流を供給する為の第１の電流回
   路、 第１の電流とは逆極性で第１の電流より大きな第２の電
   流を前記コンデンサに供給する為の第２の電流回路、 前記主点火信号に同期して第２の電流を流し始め、前記
   コンデンサの端子電圧が基準レベルに達した時第２の電
   流をカットオフして第１の電流を流し始めるスイッチン
   グ回路および、 前記コンデンサの端子電圧が基準レベルに達した時遅れ
   点火信号を発生する為の出力回路、を有するものにおい
   て、 前記第２の電流回路が前記コンデンサに第２の電流を供
   給している時前記第２の電流回路は前記第２の電流と共
   に前記第１の電流を流す様に構成すると共に、 機関の運転状態に応じて前記第１の電流と第２の電流と
   の総和電流と、前記第１の電流との比を制御する手段を
   設けたことを特徴とする内燃機関の点火時期制御回路。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載したものにおいて、機
   関の運転状態に応じて前記第１の電流を制御する手段を
   設けたことを特徴とする内燃機関の点火時期制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項に記載したものにおいて、機
   関の運転状態に応じて前記総和電流を制御する手段を設
   けたことを特徴とする内燃機関の点火時期制御回路。 ４ 特許請求の範囲第１項に記載したものにおいて、機
   関の運転状態に応じて前記第１の電流と前記総和電流と
   の両者を制御する手段を設けたことを特徴とする内燃機
   関の点火時期制御回路。