DE1220179B - Anordnung zur Grenzdrehzahlmessung einer Welle - Google Patents

Anordnung zur Grenzdrehzahlmessung einer Welle

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DE1220179B
DE1220179B DEB73910A DEB0073910A DE1220179B DE 1220179 B DE1220179 B DE 1220179B DE B73910 A DEB73910 A DE B73910A DE B0073910 A DEB0073910 A DE B0073910A DE 1220179 B DE1220179 B DE 1220179B
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Dipl-Ing Dr Hermann Scholl
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Robert Bosch GmbH
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Robert Bosch GmbH
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Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. α.:
GOIp
Deutsche Kl.: 42 ο -13/10
Nummer: 1220179
Aktenzeichen: B 73910IX b/42 ο
Anmeldetag: 17. Oktober 1963
Auslegetag: 30. Juni 1966
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Grenzdrehzahlmessung einer Welle, bei der ein von der Welle betätigter Impulsgeber mindestens ein Frequenzfilter speist und dieses wiederum elektronische Schaltvorrichtungen steuert.
Bei einer aus der britischen Patentschrift 337 500 bekanntgewordenen Anordnung ist als elektrischer Impulsgeber eine mit der zu überwachenden Welle gekuppelte Zahnscheibe vorgesehen, deren Zähne beim Umlauf der Scheibe in den Luftspalt eines mit einem Dauermagneten und einer Induktionsspule versehenen Eisenkreises eingreifen und zur Drehzahl der Welle in ihrer Impulsfolge proportionale, elektrische Impulse auslösen, die auf zwei eine Induktivität und einen parallelgeschalteten Kondensator enthaltende Resonanzkreise gegeben werden. Jeder der Resonanzkreise liegt im Kathodengitterkreis einer Elektronenröhre, deren Anodenstrom über ein die Drehzahl der Welle beeinflussendes Schaltelement geführt ist. Die beiden Resonanzkreise sind symmetrisch zu der bei der einzuhaltenden Drehzahl auftretenden Impulsfrequenz verstimmt, so daß in jeweils einer der Elektronenröhren ein anwachsender Strom erzeugt wird, wenn die Drehzahl unter den Sollwert abfällt oder über diesen hinaus ansteigt. Derartige elektronische Schaltvorrichtungen arbeiten daher proportional zur jeweiligen Abweichung vom Sollwert und benötigen zusätzliche strom- oder spannungsabhängige Schaltvorrichtungen, welche bei einem bestimmten Wert der verstärkten Sollwertabweichung aus dem Einschaltzustand in den Ausschaltzustand übergehen.
Eine besonders einfache Anordnung der eingangs beschriebenen Art ergibt sich, wenn gemäß der Erfindung das Frequenzfilter als .RC-Netzwerk mit Gleichrichtern und die Schaltvorrichtung als Transistbr-Multivibrator ausgebildet ist.
. Mit Transistoren ausgerüstete Multivibratoren sind in verschiedenen Ausführungen bekannt, beispielsweise aus der Zeitschrift »Elektronik«, 1961, Nr. 3. Dort sind auch monostabile Multivibrator-Schaltungen angegeben, bei welchen Netzwerke vorgesehen sind, die außer Widerstand- und Kondensatorkombinationen noch zusätzliche Gleichrichter enthalten. Diese mit Gleichrichtern ausgerüsteten i?C-Netzwerke dienen jedoch nicht als Frequenzfilter für die zur Steuerung der monostäbilen Multivibratoren notwendigen Signale, sondern sollen es ermöglichen, das Verhältnis zwischen der Zeitdauer des stabilen Betriebszustandes und des instabilen Betriebszustandes in weiten Grenzen zu ändern. Es sind außerdem aus der deutschen Auslegeschrift 1 077 257 bistabile Anordnung zur Grenzdrehzahlmessung einer
Welle
Anmelder:
Robert Bosch G. m. b. H.,
Stuttgart 1, Breitscheidstr. 4
ίο Als Erfinder benannt:
Dipl.-Ing. Dr. Hermann Scholl, Stuttgart
Kippschaltungen mit Transistoren bekanntgeworden, deren jeweiliger Schaltzustand mit Hilfe von Glimmlampen angezeigt wird, von welchen jeweils eine zu einem der zum Multivibrator gehörenden Transistoren parallel geschaltet ist. Auch dort werden zwar die Steuerimpulse in die Kippschaltung über Kondensatoren eingespeist, die mit Widerständen parallel oder in Reihe geschaltet sind, jedoch nicht die Aufgabe haben, als Filter zu wirken und dabei nur Steuerimpulse bestimmter Mindest- oder Höchstfrequenzen am Multivibrator zur Wirkung zu bringen.
Die Erfindung bezieht sich mithin nicht auf die
Ausbildung eines Transistor-Multivibrators, sondern auf die Verwendung eines solchen Multivibrators in Verbindung mit einem wenigstens einen Gleichrichter enthaltenden, als .RC-Netzwerk ausgebildeten Frequenzfilters in einer elektronischen, zur Grenzdrehzahlmessung einer Welle dienenden Schaltvorrichtung. Hierbei ergibt sich über einen besonders einfachen Aufbau der Schaltvorrichtung hinaus der Vorteil einer guten Temperaturstabilität der Schaltpunkte und einer großen Ansprechsteilheit.
Nach einem weiteren Vorschlag der Erfindung ist vorgesehen, daß der Transistor-Multivibrator bistabil ausgelegt ist und seinen beiden Eingängen je eines von zwei i?C-Netzwerken mit Gleichrichtern vorgeschaltet ist, wobei der Impulsgeber den bistabilen Multivibrator unterhalb einer einstellbaren Impulsfrequenz über das eine Netzwerk in seinen einen Betriebszustand und oberhalb einer höherliegenden Impulsfrequenz über das andere Netzwerk in seinen anderen Betriebszustand steuert. Durch Variation der Widerstands- oder Kapazitätswerte der Netzwerke können die Einschalt- und Ausschaltpunkte des elektronischen Schalters und damit seine Hysterese beliebig eingestellt werden.
Das Netzwerk für die untere Grenzfrequenz enthält in Weiterbildung der Erfindung einen ersten
609 587/111
Kondensator, der mit einer seiner beiden Elektroden durch den Impulsgeber wechselweise an je einen der beiden Pole einer Betriebsstromquelle und mit seiner anderen Elektrode einerseits über einen ersten Gleichrichter und einen ersten Ladewiderstand und andererseits über einen zweiten, in umgekehrter Richtung gepolten Gleichrichter und einen zweiten Ladewiderstand an denjenigen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen ist, mit dem die Emitter des nachgeschalteten Transistor-Multivibrators verbunden sind, und einen zweiten Kondensator, der mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt des ersten Gleichrichters mit dem ersten Ladewiderstand und mit seiner anderen Elektrode an den Verbindungspunkt des zweiten Gleichrichters mit dem zweiten Ladewiderstand und über einen dritten Gleichrichter an den Eingang des Multivibrators angeschlossen ist.
Dagegen enthält das für die obere Grenzfrequenz ausgelegte Netzwerk einen ersten Kondensator, der mit einer seiner beiden Elektroden über zwei in Reihe geschaltete Ladewiderstände durch den Impulsgeber wechselweise an je einen der beiden Pole einer Betriebsstromquelle und mit seiner anderen Elektrode an denjenigen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen ist, mit dem die Emitter des nachgeschalteten Transistor-Multivibrators verbunden sind, und einen zweiten Kondensator, der mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt der in Reihe liegenden Ladewiderstände und über einen Gleichrichter an die mit den Ladewiderständen verbundene Elektrode des ersten Kondensators und mit seiner anderen Elektrode über einen weiteren Widerstand an eben diese Elektrode des ersten Kondensators und über einen zweiten Gleichrichter an den Eingang des Multivibrators angeschlossen ist.
Weitere Einzelheiten und technische Weiterbildungen der Erfindung sind nachstehend an Hand von drei in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 das Blockschaltbild eines drehzahlabhängigen elektronischen Schalters,
Fig. 2a und 2b die Funktion der am Ausgang der i?C-Netzwerke abgegriffenen Steuerspannungen für den Multivibrator in Abhängigkeit von der Drehzahl,
Fig. 3 einen Grenzwertgeber für ein Zweipunktregelsystem in seinem Schaltbild,
Fig. 4a und 4b die Zeitdiagramme zweier die i?C-Netzwerke des Grenzwertgebers durchlaufender Impulse,
F i g. 5 einen Signalgeber zur Anzeige des Überschreitens einer bestimmten Fahrgeschwindigkeit in Kraftfahrzeugen in seinem Schaltbild,
F i g. 6 ein abgewandeltes Schaltbild für den Signalgeber nach F i g. 5.
Der drehzahlabhängige elektronische Schalter nach F i g. 1 enthält einen Impulsgeber 10, der durch eine nicht dargestellte Welle betätigt wird. Der Impulsgeber 10 kann aus einem nockengesteuerten Unterbrecherkontakt, einem induktiven oder photoelektrischen Geber bestehen. Er erzeugt eine Folge rechteckiger elektrischer Impulse, deren Frequenz proportional und deren Dauer umgekehrt proportional zur Drehzahl der Welle sind. Die Impulse gelangen über je eines von zwei parallelgeschalteten i?C-Netzwerken Nl und N 2 an die beiden Eingänge El und E2 eines bistabilen Schalters 11. Das Netzwerk iVl ist so ausgelegt, daß am Eingang El des Schalters 11 bis zu einer Impulsfrequenz J1 bzw. Drehzahl H1 der Welle eine Folge kurzer positiver Triggerimpulse U1 auftritt, während das Netzwerk N 2 so ausgelegt ist, daß am Eingang E 2 von einer Impulsfrequenz f2 (ra2) ab eine Folge kurzer positiver Triggerimpulse w2 auftritt.
Der Verlauf der Amplituden U1 und ä2 ist in den Fig. 2a und 2b in Abhängigkeit von der Impulsfrequenz / bzw. der Drehzahl η der Welle dargestellt. Die Amplitude U1 fällt monoton mit wachsender Drehzahl η ab unS nimmt oberhalb der Drehzahl H1 den Wert Null an. Die Amplitude ä2 ist zunächst Null und wächst von der Drehzahl n2 ab monoton an.
Diese Anordnung bewirkt, daß sich der Schalter 11 nach Fig. 1, der sich bei geringer Drehzahl in seiner einen Schaltstellung, beispielsweise seiner Ruhelage befindet, diese Stellung bei steigender Drehzahl bis zum Erreichen der Drehzahl n2 beibehält und bei Überschreiten von n2 in seine andere Schaltstellung, die Arbeitslage, kippt. Bei fallender Drehzahl wird die Arbeitslage bis zum Erreichen der Drehzahl nx beibehalten, bei Unterschreiten der Drehzahl nx kehrt der Schalter 11 in die Ruhelage zurück.
Die Schaltungen der ÄC-Netzwerke Nl und N 2 werden im folgenden im Zusammenhang mit einem in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel beschrieben. Der Grenzwertgeber für eine Zweipunktregelung nach Fig. 3 enthält den Impulsgeber 10, zu dem ein durch eine Nockenwelle W betätigter Unterbrecherkontakt 20 und eine Batterie B gehört, sowie die ÄC-Netzwerke Nl und N 2 und der bistabile Schalter 11 mit den Eingängen El und E2.
Der Unterbrecherkontakt 20 des Impulsgebers 10 besitzt zwei feststehende Kontakte 21 und 22, von denen der eine (21) mit dem Pluspol und der andere (22) mit dem Minuspol der Batterie B verbunden ist, und einen beweglichen Kontaktarm 23, an den die zu den Netzwerken iVl und N 2 führenden Leitungen 24 und 25 angeschlossen sind.
Durch das Netzwerk Nl wird die Grenzfrequenz für den unteren Umschaltpunkt der Zweipunktregelung bei abnehmender Impulsfrequenz festgelegt. Es enthält einen Kondensator 26, der mit einer seiner beiden Elektroden an die zum Impulsgeber 10 führende Zuleitung 24 und mit seiner anderen Elektrode einerseits über eine Diode 27 und einen Ladewiderstand 28 und andererseits über eine Diode 29 und
einen Ladewiderstand 30 an die zum Pluspol der Batterie führende Plusleitung 31 angeschlossen ist, Ein zweiter Kondensator 32 ist mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt der Diode 27 mit dem Widerstand 28 und mit seiner anderen Elektrode an den Verbindungspunkt der Diode 29 mit dem Widerstand 30 und über eine dritte Diode 33 an den Eingang El des bistabilen Schalters 11 angeschlossen.
Durch das Netzwerk N 2 wird die Grenzfrequenz für den oberen Umschaltpunkt der Zweipunktregelung bei zunehmender Impulsfrequenz festgelegt. Es enthält einen Kondensator 34, der mit einer seiner beiden Elektroden über zwei in Reihe geschaltete Ladewiderstände 35 und 36 an die Zuleitung 25 und mit seiner anderen Elektrode an die Plusleitung 31 angeschlossen ist. Ein zweiter Kondensator 37 ist mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt der Widerstände 35 und 36 und über
eine in Sperrichtung betriebene Diode 38 an die mit den Widerständen 35 und 36 verbundene Elektrode des Kondensators 34 angeschlossen. Die zweite Elektrode des Kondensators 37 ist über einen Widerstand 39 mit eben dieser Elektrode des Kondensators 34 und über eine Diode 40 mit dem Eingang E 2 des bistabilen Schalters 11 verbunden.
Als bistabiler Schalter 11 ist ein symmetrisch aufgebauter bistabiler Transistor-Multivibrator mit den Steuereingängen El und E2 vorgesehen. Er enthält zwei pnp-Transistoren Tl und T 2, deren Emitter direkt an der Plusleitung 31 liegen. Ihre Kollektoren sind über je einen Lastwiderstand 41 bzw. 42 mit dem Minuspol der Batterie B verbunden. Die Basis jedes der beiden Transistoren Tl und Γ 2 ist an die Eingangsklemme El bzw. E2, ferner über einen Widerstand 43 bzw. 44 an die Plusleitung 31 und außerdem über einen Kopplungswiderstand 45 bzw. 46 mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden.
Die Funktionsweise der beiden jRC-NetzwerkeiVl und N2 wird im folgenden an Hand der in Fi g. 4 a und 4 b dargestellten Zeitdiagramme erläutert, von denen das Diagramm nach F i g. 4 a für niedrige Drehzahlen der Welle W und daher eine lange Impulsdauer bei langer Impulsfolgezeit gilt. In Fig. 4b dagegen ist eine hohe Drehzahl zugrundegelegt.
Als Impulsdauer ist dabei diejenige Zeitspanne bezeichnet, während der der bewegliche Kontaktarm 23 des Unterbrecherkontaktes 20 nach F i g. 3 an dem feststehenden Kontakt 22 anliegt. In der Impulspause ist der Kontaktarm 23 mit dem feststehenden Kontakt 21 verbunden. Der Impulsverlauf ist in F i g. 4 a durch den gestrichelten Linienzug 50 gekennzeichnet. Während der Impulspause stehen die Kondensatoren 26 und 32 des Netzwerkes Nl über den Kontaktarm 23 und den Kontakt 21 mit dem Pluspol der Batterie B in Verbindung und sind daher entladen. Mit Beginn des Impulses 50 springt das Potential an beiden Elektroden des Kondensators 26 um den Betrag der Batteriespannung UB in negativer Richtung. In der Folgezeit lädt sich der Kondensator 26 über die Diode 29 und den Widerstand 30 auf. Da die Kapazität des Kondensators 32 klein gegenüber derjenigen des Kondensators 26 ist, beeinflußt sie dessen Aufladung nicht merklich. Die Potentialverschiebung der mit den Dioden 27 und 29 verbundenen Elektrode des Kondensators 26 ist durch den Linienzug 51 in F i g. 4 a dargestellt. Die gleiche Potentialänderung macht die mit der Diode 29 verbundene Elektrode des Kondensators 32 mit, während dessen andere Elektrode sich mit guter Näherung auf dem Pluspotential der Batterie B befindet, da der Wert des Widerstandes 28 klein gegenüber demjenigen des Widerstandes 30 ist.
Zum Zeitpunkt t — tt löst sich der Kontaktarm 23 des Unterbrecherkontaktes 20 vom Kontakt 22 und legt sich an den Kontakt 21 an. Damit ist der Impuls beendet. Unmittelbar vor diesem Umschaltvorgang besaßen die durch die leitende Diode 29 verbundenen Elektroden der Kondensatoren 26 und 32 den Potentialwert — U26, bezogen auf das Pluspotential der Batterie B. Beim Umschalten springt das Potential am Kondensator 26 um den Betrag der Batteriespannung Uβ in positiver Richtung. Dadurch wird die Diode 29 gesperrt und die Diode 27 leitend. Infolgedessen springt das Potential der mit der Diode 27 verbundenen Elektrode des Kondensators 32 um den Betrag UB — U26 vom Pluspotential der Batterie B in positiver Richtung. Um denselben Betrag springt das Potential der anderen, mit den Dioden 29 und 33 und dem Widerstand 30 verbundenen Elektrode des Kondensators 32 von einem um CZ26 negativeren Potential aus, also auf den Wert UB — 2 U26, bezogen auf das Pluspotential der Batterie B.
Ist die Spannung U26 bei Beendigung des Impulses kleiner als Va UB (dieser Fall ist in F i g. 4 a dargestellt), so wird der Wert Us — 2 U26 positiv. Die Diode 33 wird dadurch leitend, und an der Eingangsklemme El des bistabilen Schalters 11 tritt ein in F i g. 4 a mit 52 bezeichneter poistiver Triggerimpuls der Höhe U1 auf. Die Frequenzgrenze der Impulse 50, bis zu der positive Spannungsspitzen an der Klemme El auftreten, kann durch entsprechende Bemessung des Kapazitätswertes 26 und des Widerstandswertes 30 festgelegt werden.
Die Entladung des Kondensators 26 über den
ao Widerstand 28 während der Impulspause (Linie 53) erfolgt mit einer wesentlich kleineren Zeitkonstante, da der Widerstand 28 wesentlich kleiner als der Widerstand 30 ist. Dadurch wird erreicht, daß zu Beginn der nächsten Impulsperiode der Kondensator 26 praktisch völlig entladen ist.
Der Impuls 50 nach F i g. 4 a wird gleichzeitig über die Zuleitung 25 auch dem ,RC-Netzwerk N2 zugeleitet. Infolgedessen lädt sich der Kondensator 34 über die Widerstände 35 und 36 nach einer in F i g. 4 a punktiert dargestellten Exponentialfunktion 54 auf. Da die Kapazität des Kondensators 37 klein gegenüber derjenigen des Kondensators 34 ist, beeinflußt sie dessen Aufladung nicht merklich. Da außerdem der Wert des Widerstandes 35 klein gegenüber demjenigen des Widerstandes 36 ist, befindet sich die mit diesen Widerständen verbundene Elektrode des Kondensators 37 mit guter Näherung auf dem Minuspotential der Batterie B, während seine andere Elektrode der mit der Linie 54 angedeuteten Potentialänderung folgt, da die Zeitkonstante C37 · i?39 klein gegen die Zeitkonstante C34 · i?(35 + 36) ist.
Zum Zeitpunkt t = tx besitzt die Spannung am Kondensator 34 den Wert — Uu. Dem Potentialsprung am Unterbrecherkontakt 20 folgt die mit den Widerständen 35 und 36 verbundene Elektrode des Kondensators 37 nur um den Betrag UB — EZ34, da dann die Diode 38 leitend wird. Um denselben Betrag springt das Potential der anderen Elektrode, und zwar von -U31 aus, also auf den Wert Uß — 2 CZ34, bezogen auf das Pluspotential der Batterie TS.
In dem in Fig. 4a dargestellten Fall ist UB<i2EZ34, so daß auf dem Kondensator 37 eine negative Restladung verbleibt, die die Diode 40 weiterhin in ihrem Sperrzustand beläßt. An der EingangsldemmeJE2 erscheint dann kein Triggerimpuls. Die Entladung des Kondensators 34 erfolgt über die Diode 38 und den Widerstand 35 (Linie 55).
Bei erhöhter Drehzahl der Nockenwelle W entsteht am Unterbrecherkontakt 20 der gegenüber dem Impuls 50 kürzere Impuls 60 nach Fig. 4b. In diesem Fall ist die Bedingung U26 <C 1Iz UB nicht erfüllt, so daß an der Eingangselektrode El kein positiver Triggerimpuls 52 auftritt. Dagegen ist jetzt U31 < V2 Ug, so daß die mit der Diode 40 verbundene Elektrode des Kondensators 37 über das Pluspotential der Batterie B hinaus ins Positive springt. Infolgedessen wird die Diode 40 leitend, und an der
Eingangsklemme E 2 des bistabilen Schalters 11 tritt ein in=Fig; 4b mit 61 bezeichneter positiver Triggerimpuls der Höhe M2 auf. Die Frequenzgrenze der Impulse 60, von der ab positive Spannungsspitzen an der Klemme E 2 auftreten, tann durch entsprechende Bemessung des Käpazitätswertes 34 und der Widerstandswerte 35 und 36 festgelegt werden.
Der Grenzwertgeber nach Fig. 3 arbeitet somit folgendermaßen:
In Anlehnung an die in den Fig. 2a und 2b dargestellte Drehzahlabhängigkeit der Triggerimpulsspannungen U1 und M2 treten bei einer Drehzahl der Nockenwelle W, deren Wert unter nx hegt, am Eingang El des bistabilen Schalters 11 positive Trigger impulse 52 auf, die den Transistor-Multivibrator in demjenigen Schaltzustand halten, bei dem der Transistor Tl gesperrt und der Transistor Γ 2 leitend ist. Infolgedessen fällt am Lastwiderstand 42, der als Wicklung eines Arbeitsrelais ausgebildet sein kann, nahezu die gesamte Betriebsspannung ab. Durch das Arbeitsrelais können Mittel eingeschaltet werden, die eine Erhöhung der Drehzahl der Welle W bewirken.
Dieser Schaltzustand des Multivibrators wird aufrechterhalten, bis die Drehzahl den Wertn2 übersteigt. Die dann am Eingang E 2 auftretenden positiven Triggerimpulse 61 bewirken ein Umkippen des Multivibrators in denjenigen Schaltzustand, bei dem der Transistor Γ2 gesperrt und der Transistor Tl leitend ist. Damit wird der Widerstand 42 abgeschaltet und der Widerstand 41 belastet. Ein an seiner Stelle vorgesehenes Arbeitsrelais kann beispielsweise Mittel einschalten, die eine Erniedrigung der Drehzahl der Welle W bewirken.
Dieser Schaltzustand des Multivibrators wird aufrechterhalten, bis die Drehzahl den WeTtJt1 unterschreitet. Dann wiederholt sich das beschriebene Regelspiel von neuem.
Die Anordnung nach F i g. 3 eignet sich besonders zur Konstanthaltung iler Drehzahl eines Elektromotors. Für besondere Regelaufgaben können die Widerstände 41 und 42 als temperatur- oder spannungsgesteuerte Widerstände ausgeführt werden. Die Hysterese der Schaltung kann zwischen einem kleinsten Wert von etwa 1% und behebig großen Werten variiert werden.
Beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 ist der drehzahlabhängige Schalter mit nur einem .RC-Netzwerk ausgerüstet. Das Beispiel stellt einen Signalgeber zur Anzeige des Überschreitens einer bestimmten Fahrgeschwindigkeit in Kraftfahrzeugen dar. Es enthält nur das Netzwerk N 2, gleicht in seinem prinzipiellen Aufbau jedoch dem ersten Ausfuhrungsbeispiel. Deshalb sind gleiche oder gleichwirkende Teile wie in der Anordnung nach F i g. 3 mit den dort verwendeten Bezugszeichen versehen.
Durch das Netzwerk N2 "wird erreicht, daß der bistabile Schalter von der Drehzahl n% der Nockenwelle W ab aus seiner Ruhelage, in der der Transistor Tl gesperrt und der Transistor Γ 2 leitend ist, in seine Arbeitslage gelangt, bei welcher der Transistor Γ 2 gesperrt und der Transistor Π leitend ist. Dabei leuchtet eine an Stelle des Lastwiderstandes 41 vorgesehene Signallampe 70 auf.
Damit der Schalter 11 nach Unterschreiten der Drehzahl n2 selbständig in seine Ruhelage zurückkippt, ist ein Widerstand 71 zwischen der Eingangsklemme £2 und dem Kontakt 23 des Unterbrecher kontaktes 20 angeordnet, über den der Schalter 11 bei jedem Impulsbeginn in die Ruhelage zurückgeholt wird.
Der Signalgeber nach F i g. 5 weist keine Hysterese auf. Um ein Flattern des Schalters lim der Nähe des Schaltpunktes zu vermeiden, wird dem Schalter 11 durch eine zwischen dem Kondensator 34 und dem Kollektor des Transistors Tl- angeordnete Reihenschaltung aus einem Kondensator 72 und
ίο einem Widerstand 73 künstlich ein Hystereseverhalten gegeben. Wie bereits ausgeführt, wird der Schalter 11 zu Beginn eines am Unterbrecherkontakt 20 abgegriffenen Impulses über den Widerstand 71 in seine Ruhelage zurückgeführt, wenn er sich vorher in seiner Arbeitslage befand. Dabei erhält der Kondensator 34 über den Widerstand 73 und den Kondensator 72 einen kleinen positiven Ladungsimpuls, der zur Folge hat, daß sich der Kondensator 34 während der Impulsdauer auf einen geringeren negativen
ao Wert auflädt als im vorausgegangenen Zyklus. Dadurch wird der Triggerimpuls 61 größer, so daß die Kippschaltung sicher ausgelöst wird.
Eine weitere Möglichkeit, eine Hysterese zu erzielen, besteht darm, daß die beiden Emitter der Transistoren Γ1 und T 2 nicht direkt, sondern über einen gemeinsamen kleinen Emitterwiderstand 74 mit der Plusleitung 31 verbunden werden, wie in Fig. 5 gestrichelt angedeutet ist. Außerdem werden die Kollektorwiderstände 42 und 70 so bemessen, daß der Transistor Tl erheblich mehr Strom zieht als der Transistor Γ 2. Dies hat zur Folge, daß das Emitterpotential in der Ruhelage der Schaltung positiver ist als in der Arbeitslage. Wird nun dem Emitterwiderstand 74 eine große Kapazität 75 parallel geschaltet, so bewirkt diese nach einmaliger Auslösung beim Zurückkippen, daß das Emitterpotential sich nicht sprunghaft, sondern nach einer Exponentialfunktion in positiver Richtung verschiebt. Ist die Zeitkonstante genügend groß, so sind die Emitter zum Zeitpunkt des nächsten Triggerimpulses noch merklich negativer als beim vorausgehenden Triggerimpuls. Negativeres Emitterpotential bewirkt jedoch, daß der Transistor Γ 2 durch einen positiven Triggerimpuls an der Basis stärker gesperrt wird,
d. h., der nächste Triggerimpuls löst die Schaltung sicher aus.
Einen Ausschnitt aus dem Schaltbild eines abgewandelten Signalgebers zeigt F i g. 6. An die Stelle des bistabilen Schalters 11 nach F i g. 5 ist hier ein monostabiler Multivibrator 80 getreten. Da dieser Multivibrator selbständig in seine Ruhelage zurückkehrt, entfallen besondere Maßnahmen hierfür. Damit der Multivibrator 80 durch jeden Triggerimpuls ausgelöst werden kann, muß seine Verweilzeit im labilen Schaltzustand kiemer sein als die Periodendauer in dem Drehzahlbereich, in welchem das angeschlossene .RC-Netzwerk Triggerimpulse abgibt. Diese Verweilzeit kann durch einen Kondensator 81 und einen Widerstand 82 eingestellt werden, die als Kopplungsglieder den Kollektor des Transistors Π mit der Basis des Transistors Γ 2 verbinden. Die Basis des Transistors Γ2 liegt außerdem über einen Widerstand 83 an der Minusklemme.
Die Signalgeber nach F i g. 5 und 6 können selbstverständlich auch mit einem .RC-Netzwerk 2Vl ausgerüstet werden, wenn beispielsweise das Unterschreiten einer bestimmten Fahrgeschwindigkeit oder einer Drehzahl angezeigt werden soll.
Die im Zusammenhang mit dem Beispiel nach F i g. 5 beschriebenen Hystereseeinrichtungen können ebenso beim Beispiel nach Fig. 6 verwendet werden.

Claims (8)

Patentansprüche:
1. Anordnung zur Grenzdrehzahlmessung einer Welle, bei der ein von der Welle betätigter Impulsgeber mindestens ein Frequenzfilter speist und dieses wiederum elektronische Schaltvorrichtungen steuert, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzfilter als iiC-Netzwerk mit Gleichrichtern und die Schaltvorrichtung als Transistor-Multivibrator ausgebildet ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor-Multivibrator bistabil ausgelegt ist und seinen beiden Eingängen (El, E2) je eines von zwei Netzwerken (iVl, N 2) vorgeschaltet ist, wobei der Impulsgeber (10) den bistabilen Multivibrator (11) unterhalb einer einstellbaren Impulsfrequenz über das eine Netzwerk (Nl) in seinen einen Betriebszustand und oberhalb einer höherliegenden Impulsfrequenz über das andere Netzwerk (N 2) in seinen anderen Betriebszustand steuert.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das für die untere Grenzfrequenz ausgelegte Netzwerk (Nl) einen ersten Kondensator (26) enthält, der mit einer seiner beiden Elektroden durch den Impulsgeber (10) wechselweise an je einen der beiden Pole einer Betriebsstromquelle (B) und mit seiner anderen Elektrode einerseits über einen ersten Gleichrichter (27) und einen ersten Ladewiderstand (28) und andererseits über einen zweiten, in umgekehrter Richtung gepolten Gleichrichter (29) und einen zweiten Ladewiderstand (30) an denjenigen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen ist, mit dem die Emitter des nachgeschalteten Transistor-Multivibrators verbunden sind, und daß ein zweiter Kondensator (32) vorgesehen ist, der mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt des ersten Gleichrichters mit dem ersten Ladewiderstand und mit seiner anderen Elektrode an den Verbindungspunkt des zweiten Gleichrichters mit dem zweiten Ladewiderstand und über einen dritten Gleichrichter (33) an den Eingang (El) des Multivibrators angeschlossen ist.
4. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das für die obere Grenzfrequenz ausgelegte Netzwerk (N 2) einen ersten Kondensator (34) enthält, der mit einer seiner beiden Elektroden über zwei in Reihe geschaltete Ladewiderstände (35, 36) durch den Impulsgeber (10) wechselweise an je einen der beiden Pole einer Betriebsstromquelle (B) und mit seiner anderen Elektrode an denjenigen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen ist, mit dem die Emitter des nachgeschalteten Transistor-Multivibrators verbunden sind, und daß ein zweiter Kondensator (37) vorgesehen ist, der mit einer seiner beiden Elektroden an den Verbindungspunkt der in Reihe liegenden Ladewiderstände und über einen Gleichrichter (38) an die mit den Ladewiderständen verbundene Elektrode des ersten Kondensators und mit seiner anderen Elektrode über einen weiteren Widerstand (39) an eben diese Elektrode des ersten Kondensators und über einen zweiten Gleichrichter (40) an den Eingang (E2) des Multivibrators angeschlossen ist.
5. Anordnung nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor-Multivibrator (80) monostabil ausgelegt ist und seinem Eingang das für die untere Grenzfrequenz ausgelegte Netzwerk (iVl) vorgeschaltet ist.
6. Anordnung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor-Multivibrator (80) monostabil ausgelegt ist und seinem Eingang das für die obere Grenzfrequenz ausgelegte Netzwerk (N 2) vorgeschaltet ist.
7. Anordnung nach Anspruch 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen weiteren Widerstand (71), der den Eingang des Multivibrators mit dem Impulsgeber (10) verbindet.
8. Anordnung nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Eingangstransistors (Γ 2) über einen Kondensator (72) und einen mit diesem in Reihe liegenden Widerstand (73) mit der an die Ladewiderstände angeschlossenen Elektrode des ersten Netzwerk-Kondensators (34) verbunden ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1077 257;
britische Patentschrift Nr. 337 500;
Zeitschrift »Elektronik«, Heft 3, 1961, S. 75.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
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