DE2518881B2

DE2518881B2 - Zuendanordnung fuer brennkraftmaschinen

Info

Publication number: DE2518881B2
Application number: DE19752518881
Authority: DE
Inventors: Seiji Mito Suda (Japan)
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1974-04-30
Filing date: 1975-04-28
Publication date: 1978-02-09
Also published as: JPS55592B2; US4044733A; DE2518881C3; JPS50140736A; DE2518881A1; GB1496720A

Description

)ie Erfindung betrifft eine Zündanordnung für nnkraftmaschinen gemäß dem Oberbegriff des ipruchs 1.

lekanntlich kann die Zündenergie erhöht und die :hzahl-Kennlinie verbessert werden, wenn der in Zündspule der Zündanordnung fließende Strom jrößert wird, was zu einer vorteilhaften Kraftstoff itellung und zu einem Abgasschutz führt. Das heißt, die Zündenergie ist proportional dem Quadrat eines in die Primärwicklung der Zündspule fließenden Stroms und ist auch proportional dem Blindwiderstand der Primärwicklung. Die erforderliche Zünd-■*> energie liegt in ihrer Höhe im wesentlichen fest, wenn die Art der verwendeten Maschine bestimmt ist, weslialb der Blindwiderstand abnehmen kann, wenn ein zur Primärwicklung fließender Strom dadurch zunimmt, daß ein größerer Wicklungsdraht-Durchmes-

"· ser für die Primärwicklung verwendet wird, wodurch eine Verkleinerung der Zündspule erreicht werden kann, und weshalb auch der in der Primärwicklung fließende Strom früher ansteigen kann, wodurch eine genaue Einstellung der Zündzeit selbst bei hohen

i> Drehzahlen der Brennkraftmaschine erreichbar ist. Das Zündzeiteinstellglied ist z.B. so aufgebaut, daß ein Strom in der Primärwicklung während des stabilen Zustandes des durch ein Zündzeit-Fühlersignal angesteuerten Monoflops (monostabiler Multivibrator)

•2» fließt, wobei der Strom während dessen metastabilen Zustands gesperrt wird. Dadurch ist eine Erregungsdauer der Zündspule von einigen Sekunden gewährleistet, weshalb eine große Zündenergie auch während hoher Drehzahlen der Maschine erhalten wird.

->^r> Wesentlich ist somit, daß ein Ausgangssignal erhalten wird, das im Signalverlauf eine Information über den Zündzeitpunkt enthält. Bei einer bekannten Zündanordnung (vgl. DT-OS 2128538) wie auch bei einer bereits vorgeschlagenen Zündanordnung (vgl.

)() ältere deutsche Patentanmeldung P 2357482) wird lediglich der Signalverlauf des Sondenspulen-Ausgangssignals zum Einstellen des Zündzeitpunkts verwendet, zu dem der Primärstrom zu fließen beginnt. Bei der bekannten Zündanordnung wird außerdem

i'i ein monostabiler Multivibrator durch einen vorgegebenen Pegel des Signalverlaufs des Sondenspulen-Ausgangssignals angesteuert, um die Dauer des Primärstroms, und zwar über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich zu steuern. Bei der vorgeschlagenen Zündanordnung wird der Signalverlauf selbst oder der Pegel des Sondenspulen-Ausgangssignals verwendet, um ohne einen monostabilen Multivibrator die Dauer des Primärstroms über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich steuern bzw. verstellen zu können. Wei-

V-, ter ist es bekannt (vgl. JA-PS 17131/68), nur einen monostabilen Multivibrator durch Zündzeitpunkt-Steuerimpulse anzusteuern, um die Dauer des Primärstroms über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich zu steuern. Dabei wird die Zeitkonstante des

to monostabilen Multivibrators geändert, und zwar durch Verändern der Induktanz sättigbarer Drosseln abhängig von einem der Maschinendrehzahl proportionalen Ausgangssignal. Diese Zündanordnung ist jedoch praktisch kaum verwendbar, da Änderungen

T> der Schaltungskonstanten, wie das beispielsweise beim Einbau in Kraftfahrzeuge der Fall ist, einen Instabilität hervorrufenden Einfluß ausüben.

Bei der ersteren bekannten Zündanordnung (vgl. DT-OS 2128538) werden zwei Sondenspulen ver-

ho wendet, deren eine bei niedrigen Maschinendrehzahlen und deren andere bei hohen Maschinendrehzahlen verwendet wird. Folfglich wird unvermeidbar die Phase der Zündimpulse verschoben, wenn von der einen auf die andere Sondenspule umgeschaltet wird,

b5 wodurch es unmöglich ist, den Primärstrom über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich genau zu steuern. Werden nämlich zwei verschiedene Informationsteile bzw. Teile verschiedenen Informationsge-

halts verwendet, um eine einwandfreie Zeitsteuerung des Primärstroms zu erreichen, ändert sich die Große uer Zündenergie abhängig von der Zeitdauer, während der Primärstrom in die Primärwicklung der Zündspule fließt, und ändern sich beide Jnformationsteile abhängig vom Kurbelwellenwinkel einer Maschine, der sich wiederum stark mit der Maschinendrehzahl ändert. Beispielsweise ist bei einer Änderung der Maschinendrehzahl von 200 min'' auf 6000 min""' die Dauer des Primärstroms im ersteren Fall 30mal größer als die im zweiten Fall. Folglich muß zwangsweise abhängig von der Maschinendrehzahl ein Zeitpunkt eingestellt werden, zu dem der Primärstrom der Zündspule zu fließen beginnt.

Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, eine Zündanordnung anzugeben, die eine genaue und stabile Steuerung der Dauer des Primärstroms über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich ermöglicht und dabei zweckmäßigerweise bei relativ niedngen Maschinendrehzahlen den Signalverlauf des Sondenspulen-Ausgangssignals und bei relativ hohen Maschinendrehzahlen die Zündzeitpunkt-Steuerung verwendet.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Zündanordnung verwendet einen Spannungsgenerator zum Erzeugen einer der Maschinendrehzahl entsprechenden Ausgangsspannung und einen Impulsgenerator zum Erzeugen von Ausgangsimpulsen einer Impulsbreite, die sich mit der Ausgangsspannung des Spannungsgenerators so verändert, daß die Impulsbreite bei höheren Maschinendrehzahlen kleiner wird. Gleichzeitig mit der Erzeugung eines Zündfunkens durch die Zündanordnung wird ein Impuls erzeugt, an dessen Ende der Trimärstrom in die Zündspule zu fließen beginnt. Der Primärstrom der Zündspule beginnt weiter abhängig vom Ausgangssignal der Sondenspule zu fließen. Dadurch wird der Zeitpunkt, zu dem der Primärstrom in der Zündspule zu fließen beginnt, entweder durcii das Ausgangssignal der Sondenspule oder durch das des Impulsgenerators bestimmt, abhängig davon, welches der beiden früher erzeugt wird. Dabei wird der Zeitpunkt, zu dem der Primärstrom in der Zündspule fließt, durch das Ausgangssignal der Sondenspule bei niedrigen Maschinendrehzahlen und durch das Ausgangssignal des Impulsgenerators bei hohen Maschinendrehzahlen bestimmt, ohne daß es das Steuerverhalten nachteilig beeinflussende Umschaltvorgänge bedarf, wodurch die Dauer des Primärstroms über den gesamten Maschinendrehzahl-Bereich genau und stabil steuerbar ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 eine dem Blockschaltbild der Fig. 1 entsprechende Schaltung,

Fig. 3 Signale zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung der Fig. 2,

Fig. 4 ein Diagramm zum Vergleich zwischen der erfindungsgemäßen und einer bereits angeregten Anordnung, und

Fig. 5 eine Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.

In der Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei dem ein Zündzeit-Detektor vom Magnetgeneratortyp verwendet wird. Bei einem De

tektor dieser Art wird eine Spannung nn einer Sondenspule 1 während der Zündzeit erzeugt, wogegen keine Spannung in der Sondenspule induziert wird, wenn die Maschine stationär arbeitet. Abhängig von der in der Sondenspule 1 induzierten Spannung wird in einem Schaltglied 2 ein Impuls erzeugt. Dieser Impuls wird entsprechend der Frequenz durch einen Spannungsgenerator 3 (Frequenz-Spannungs-Wandlei) in eine Spannung umgewandelt. Abhängig von dieser, der Frequenz und dem Signal von der Sondenspule 1 entsprechenden Spannung wird durch einen Impulsgenerator 4 ein Impuls mit einer der Frequenz entsprechenden Breite gebildet. Nach dem Empfang des Ausgangssignals vom Schaltglied 2 und des Ausgangssignals vom Spannungsimpulsbreiten-Wandler 4 gibt ein Logikglied 5 das in der Impulsbreite kürzere Signal der zwei in dieses Glied 5 eingespeisten Eingangssignale ab und leitet es zu einem Stromsteller 6, um diesen so zu erregen, daß dadurch der Zündspulenstrom ein- und ausgeschaltet wird.

Die Schaltung ist so aufgebaut, daß das Ausgangssignal des Impulsgenerators 4 in der Impulsbreite langer als das Ausgangssignal des Schaltgliedes 2 unterhalb einer vorbestimmten Frequenz, insbesondere unterhalb einer vorbestimmten Drehzahl ist, so daß der Zeitpunkt der Erregung der Zündspulenprimärwicklung entsprechend dem Ausgangssignal des Schaltgliedes 2 bestimmt ist, das seinerseits auf dem Ausgangssignal der Sondenspule 1 -während des Maschinenbetriebs mit niedrigen Drehzahlen beruht. Dadurch wird die Erregungsdauer der Zündspulenprimärwicklung für im wesentlichen eine feste Zeit durch das Ausgangssignal des Schaltgliedes 2 beibehalten.

Wenn bei hohen Drehzahlen der Maschine die Zeit, in der der Primärstrom in der Zündspule fließt, auf andere Weise abhängig vom Ausgangssignal des Schaltgliedes 2 verkürzt wird, wird dk Durchflußzeit des Primärstromes in der Zündspule verlängert, um einen vorbestimmten Wert entsprechend dem Ausgangssignal des Impulsgenerators 4 zu erreichen.

Die Erfindung wird im folgenden näher anhand der Fig. 2 erläutert. Das Schaltglied 2 besteht aus Widerständen/?,, A₂, R₃, /?<, K₁₅, K₁₆, Dioden D₁, D₂, D₃, Kondensatoren C₁, C₃ und einem Transistor TR_x. Während das Ausgangssignal der Sondenspule PU durch den Widerstand R₁ und die Diode D₂ zu Null gemacht wird, fließt ein Basisstrom im Transistor TR_} von einer Batterie 10 über die Widerstände K₁₆, R₂ und R₃, um so den Transistor TR₁ durchzuschalten. Wenn das Ausgangssignal der Sondenspule PU positiv oder Null ist, leitet daher der Transistor TR., während er ausgeschaltet ist, wenn das Ausgangssignal der Sondenspule PU negativ ist.

Die Dioden D₁ und D₃ verhindern einen Durchbruch des Transistors TR₁ und der Diode D₂ infolge einer Sperr- oder Gegenspannung, und der Kondensator C₁ entfernt die Sondenspule PU störende Rauschsignale. Der Spannungsgenerator 3 besteht aus Kondensatoren C₈, C₆, Dioden D₅, D₆ und einem Widerstand K₁₀ zum Erzeugen einer der Frequen7 am Kondensator C₆ entsprechenden Spannung. Der Widerstand K₁₀ bewirkt eine bestimmte Beschränkung der am Kondensator C₆ bei hohen Drehzahlen erzeugten Spannung.

Während der Transistor TR₃ leite nd ist, werden die im Kondensator C₈ gespeicherten Ladungen über die Diode D₆, den Widerstand K_1n und den Transistor

77?₃ freigegeben. Unter dieser Bedingung ist die Diode D₅ in Sperrichtung vorgespannt, und daher entlädt sich der Kondensator C₆ nicht. Wenn der Transistor 77?, gesperrt wird, fließt ein Ladestrom in den Kondensator C₆ über den Widerstand R_n, den Kondensator C₈ und die Diode D₅. Die Stärke dieses Stromes ist um so größer, je kleiner die Menge der im Kondensator C₈ gespeicherten Ladungen ist. Bei hohen Maschinendrehzahlen wird der Transistor TR₃ wiederholt in kurzen Perioden durchgeschaltet, und ' daher nimmt die im Kondensator C₆ gespeicherte Ladung zu.

Sobald bei niedrigen Maschinendrehzahlen der Transistor TR₃ gesperrt wird, wird das Laden des Kondensators C₈ beendet, um so zu verhindern, daß ' ein großer Ladestrom in den Kondensator C₆ fließt, da die Kapazität des Kondensators C₈ kleiner ist als die des Kondensators C₆. Von niedrigen bis zu mittleren Drehzahlen der Maschine kann angenommen werden, daß eine im wesentlichen feste Ladungs- · menge in den Kondensator C₆ bei jedem Sperren des Transistors 77?, gespeist wird, weshalb mit zunehmenden Drehzahlen die im Kondensator C₆ gespeicherte Ladung anwächst. Bei sehr hohen Maschinendrehzahlen entlädt sich der Kondensator C₈ über den Widerstand /?_]0, aber dies nur in ungenügender Weise, so daß ein kleinerer Ladestrom jedesmal in den Kondensator Cf₁ fließt, um so ein Anwachsen der Spannung am Kondensator C₆ zu verhindern.

Der Impulsgenerator 4 kann in der Art eines Monoflops aus Widerständen /?₆, R₇, /?₈, R₉, R_n, einem Kondensator C₇, einer Diode D₄ und Transistoren TR₂ und TR₃ aufgebaut sein. Die Dauer des halbstabilen Zuslandcs des Monoflops wird durch die Anschlußspannungen am Kondensator C₇, den Widerständen R₉ und R_b und am Kondensator C₆ bestimmt, und die Impulsbreite von deren Ausgangssignal ist entsprechend der Frequenz festgelegt. Obwohl für das Logik-Glied 5 in der Fig. 2 keine besondere Schaltung angegeben ist, wird eine ähnliche Funktion bei der betrachteten Schaltung dadurch erreicht, daß das Ausgangssignal des Schaltgliedes 2 zur Anode der Diode D₁, über eine Parallelschaltung aus dem Kondensator C₅ und dem Widerstand R₅ gespeist wird.

Der Leistungsverstärker oder Stromsteller 6 besteht aus Widerständen /?₁₂ und /?₁₃, einem Schalttransistor 77?₄, einer Diode D₇ und einem Kondensator C₉. Der Kondensator C₉ und eine Z-Diode ZD absorbieren die Stoßspannung, die bei der Erzeugung einer Funkenentladung auftritt.

Das Durchschalten des Transistors 77?₄ bewirkt, daß ein (elektrischer) Strom von der Batterie 10 zur Primärwicklung der Zündspule 12 fließt. Wenn dann der Transistor TR₄ gesperrt wird, wird auf der Sekundärseite der Zündspule 12 eine Hochspannung erzeugt, wodurch ein Funken durch eine (nicht gezeigte) Zündkerze erzeugt wird.

Eine Diode D₉ und Kondensatoren C₁₀ und C₁₂ dienen außerdem zum Absorbieren von Stoß- und Brumm-Spannungen, die im Versorgungsnetz auftreten.

Im folgenden wird der Betrieb dieser Schaltung anhand der Fig. 3 näher erläutert:

Dei Transistor 77?, wird in dem Zeitpunkt durchgcschaltet, in dem sich das Ausgangssignal der Sondenspule /'(/ von negativ nach positiv ändert. Während des Sperrzustandes des Transistors TR₃ wird der Kondensator ( . über den Kondensator C₁₁ und die Diode D₅ aufgeladen, und die sich ergebende, gespeicherte Ladung wird über den Widerstand R_b und den Kondensator C₅ entladen, wenn der Transistor TR₁ durchgeschaltet ist. Bei niedrigen Maschinendrehzahlen ist die Klemmenspannung des Kondensators C₆ verringert.

Die Transistoren TR₁ und 77?, bilden ein Monoflop. Wenn der Transistor TR₁ leitend ist, wird der Basisstrom in den Transistor TR₂ durch den Kondensator C₅ verringert, wodurch der Transistor TR₂ gesperrt wird, während der Transistor TR₃ durchgeschaltet wird. Aufgrund der Ladespannung des Kondensators C₇ ist die Diode D₄ zum Erzeugen des Basisstromes des Transistors TR₂ in Sperrichtung so vorgespannt, daß der Transistor TR₂ gesperrt bzw. der Transistor TR₃ durchgeschaltet bleibt, bis sich der Kondensator C₇ bei gesperrtem Transistor TR₁ entlädt. Wenn der Transistor TR₃ leitend ist, nimmt der Basisstrom des Transistors TR₄ durch einen durch die Diode D₇ fließenden Strom ab, wodurch der Transistor TR₄ gesperrt wird.

Wenn bei niedrigen Maschinendrehzahlen die Ladespannung des Kondensators C₆ niedrig ist, fließt ein kleiner Ladestrom in den Kondensator C₇ vom Kondensator C₆ durch die Widerstände R_b und R₉, weshalb es sehr lange dauert, bis der Transistor TR₁ durchgeschaltet ist. Wenn sich das Ausgangssignal der Sondenspule PU, wie in Fig. 3 A dargestellt, vom positiven zum negativen Pegel ändert, geht der Transistor TR₁ vom durchgeschalteten zum gesperrten Zustand über, so daß das Kollektorpotential des Transistors TR₁ einen Verlauf annimmt, wie in Fig. 3 b gezeigt ist. Wenn der Transistor TR₁ gesperrt ist, fließt der Basisstrom in den Transistor TR₂ durch den Widerstand R_s, weshalb der Transistor TR₁ durchgeschaltet und der Transistor TR₃ gesperrt werden, obwohl der Kondensator C₇ nicht ganz entladen ist. Der Transistor TR₄ wird durchgeschaltet, und es fließt ein Strom in die Zündspule 12 von der Batterie 10. Folglich beginnt ein Strom in der Zündspule 12 in einem Zeitpunkt zu fließen, der durch das Ausgangssignal der Sondenspule PU bestimmt ist.

Bei der betrachteten Schaltung ist das Ausgangssignal der Sondenspule PU Null, und daher wird dei Transistor TR₁ durchgeschaltet gehalten, während die Maschine anhält. Der Schalttransistor TR₄ ist gesperrt, und der Zündspulenstrom ist auf Null verringert. Bei mittleren Drehzahlen der Maschine nimmi die Klemmenspannung des Kondensators C₆ verhält nismäßig zu, so daß die Klemmenspannung am Kon densator C₇ durch die Widerstände R_h und R₉ an wächst. Der Strom fließt vom Kondensator C₆ zui Basis des Transistors TR₂, um dadurch den Transistoi TR₁ unmittelbar nach dem Durchschalten des Transi

i stors 77?, durchzuschalten. Folglich eilt die Erre gungszeit der Primärwicklung gegenüber dem durcr das Ausgangssignal der Sondenspule PU bestimmter Zeitpunkt vor. Selbst wenn die Klemmenspannun) des Kondensators C₆ weiter anwächst und der Transi

ι stör TR₁ bei hohen Drehzahlen durchgeschaltet ist wird so der Basisstrom des Transistors TR₂ vom Kon densator C₆ über den Widerstand R_b und die Diod« D₄ von der Zündzeit aus noch eine Zeitdauer gespeist die durch die Klemmenspannungen der Widerstand«

i R_b und R₉ und der Kondensatoren C₇ und C₆ be stimmt ist, weshalb der Transistor TR₂ durchgeschal tet ist, um so den Transistor TR₄ durchzuschalten. Eil derartiger Betrieb ist in den Fig. 3c, 3d, 3e und 3

gezeigt. Bei niedrigen Drehzahlen hängt die Sperrzeit des Transistors 77?₃ von der Sperrzeit des Transistors 77?, ab, während bei hohen Drehzahlen der Maschine der Transistor 77?₃ vor dem Transistor 77?, gesperrt wird. Das heißt, der Zeitpunkt, zu dem Strom in die Zündspule fließt, kann entsprechend der Frequenz voreilen.

In Fig. 4 ist der Stromverbrauch einer herkömmlichen Zündanordnung A mit einem konstanten Tastverhältnis oder Arbeitszyklus von 70%, in dem die Erregungszeit nicht gesteuert ist, im Vergleich zum Stromverbrauch der erfindungsgemäßen Zündanordnung B dargestellt. Das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel ist so gesteuert, daß das Tastverhältnis bei niedrigen Maschinendrehzahlen klein ist, daß das Tastverhältnis schrittweise bei mittleren Drehzahlen zunimmt, und daß das Tastverhältnis bei höheren Drehzahlen bei 80% konstant gehalten wird.

Wie aus der Zeichnung hervorgeht, kann der Stromverbrauch bei niedrigen Drehzahlen stark verringert werden. Bei hohen Drehzahlen kann andererseits das Tastverhältnis vergrößert werden, und daher nimmt der Strom in der Zündspule zu, wodurch eine Zündung bei hoher Energie ermöglicht wird.

Bei dem in der Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Erregungsdauer der Primärwicklung durch Änderung des Zeitpunktes gesteuert, in dem die Erregung unabhängig von der Zündzeit beginnt. Die Zeit, zu der der Strom in der Primärwicklung gesperrt wird, wird immer so gesteuert, daß sie der durch die Sondenspule erfaßten Zündzeit entspricht. Daher ändert sich die Zündzeit nicht mit der Drehzahl.

Wenn weiter die Maschine aus dem einen oder anderen Grund bei geschlossenem Zündschalter anhält, wird die Zündspule bei herkömmlicher Zündanordnung leicht durch Wärme zerstört oder die Batterie entlädt sich, da Strom in der Zündspule weiter fließt. Bei der Erfindung wird dagegen der Strom in der Zündspule automatisch auf Null in dem Zeitpunkt verringert, in dem die Maschine anhält, so daß der oben erläuterte Nachteil der herkömmlichen Anordnung ausgeschlossen ist.

Ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 5 gezeigt, das nach dem gleichen Prinzip wie die Schaltung der Fig. 2 arbeitet, wobei der Unterschied in der Art des Ladens des Kondensators C₆ liegt.

Beim betrachteten Ausführungsbeispiel wird die der Maschinendrehzahl entsprechende Spannung durch Gleichrichten der Ausgangsspannung der Sondenspule PU über die Diode D₅ und Speichern dieser Spannung im Kondensator C₆ erhalten. Durch Verbinden der negativen Klemme des Kondensators C₆ mit der Anode der Diode D₂ wird der Transistor TR₁ zuerst durch das in der Sondenspule Ptl erzeugte Signal erregt, und dann wird der Kondensator C₆ mit einer höheren Spannung als die zum Erregen des

Transistors 77?, verwendete Signalspannung durch den Durchlaßspannungsabfall über der Diode D₅ aufgeladen. Daher bewirkt das Einführen des Kondensators C₆ keinen Nachteil, wie z.B. eine Änderung der Zündzeit.

Bei niedrigen Maschinendrehzahlen ist die Klemmenspannung des Kondensators C₆ so niedrig, daß kein großer Sperr-Ladestrom in den Kondensator C₇ fließt, wodurch die Zeit beträchtlich verlängert wird, bevor der Transistor TR₁ wieder durchgeschaltet wird. Leiten des Transistors TR₂ wird durch Sperren des Transistors TR₁ bewirkt. Das heißt, der Zeitpunkt des Erregens des Transistors TR₂ wird durch die Sondenspule PU bestimmt, ebenso wie der Zeitpunkt des Erregens der Primärwicklung der Zündspule 12.

Wenn die Maschine andererseits mit hohen Drehzahlen umläuft, wird die Klemmenspannung des Kondensators C₆ hoch, und deshalb wird selbst bei durchgeschaltetem Transistor TR₁ der Basisstrom des Transistors TR₂ durch den Widerstand R₆ nach einer durch die Klemmenspannungen an den Widerständen R_b und R₉ und den Kondensatoren C₇ und C₆ bestimmten Zeitdauer von der Zündstartzeit aus zugeführt. Selbst wenn der Transistor TT?, gesperrt ist, wird also der Transistor 77?₂ durchgeschaltet, um dadurch den Transistor T/?₄ durchzuschalten. Auf diese Weise kann die Erregungs-Startzeit der Zündspule entsprechend der Maschinendrehzahl geändert werden. Im Gegensatz zum vorhergehenden Ausführungsbeispiel sind bei diesem Ausführungsbeispiel der Kondensator C₈, die Diode D₆ und der Widerstand R₁₀ nicht erforderlich.

Anstelle der Sondenspule PU, die bei dem obigen Ausführungsbeispiel vorgesehen ist, kann als Zündzeit-Detektor auch ein anderes Glied, wie z.B. ein Ein-Aus-Kontakt, vorgesehen sein.

Weiter dient der Kondensator C₆ zum Erzeugen einer der Maschinendrehzahl entsprechenden Spannung und kann mit der gleichen Wirkung durch ein anderes Glied ersetzt sein. Anstelle des Spannungsgenerators, der eine Spannung erzeugt, die die Breite eines Impuls-Ausgangssignals des Monoflops steuert, kann ein Transistor in Reihe mit einem Widerstand zwischen der Kathode der Diode D₄ und der Stromquelle so liegen, daß der Basisstrom des Transistors durch die Spannung am Kondensator C₆ gesteuert wird, wodurch der Ladestrom von der Stromquelle zum Kondensator C₇ eingestellt wird. Damit kann die Kapazität des Kondensators C₆ verringert werden.

Bei den in den Fig. 2 und 5 dargestellten Ausführungsbeispielen verhindert der Widerstand 7?₁₆, daß Strom weiter in die Zündspule fließt, wenn die Sondenspule PU durchgebrannt ist. Da weiter der Basisstrom des Transistors TR₁ durch den Widerstand R_u fließt, kann der Widerstandswert des Widerstandes /?, erhöht und der durch die Diode D₂ fließende Strom verringert werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Zündanordnung für Brennkraftmaschinen, mit einem Wechselstrom-Signalgenerator zum Erzeugen eines Wechselstromsignals in vorbestimmter Zeitbeziehung zur Drehzahl der Brennkraftmaschine, mit einer Gleichstromquelle, mit einer Zündspulenprimärwicklung, mit einem Stromsteller zum Einstellen des von der Gleichstromquelle in die Zündspulenprimärwicklung fließenden Stroms, mit einem Schaltglied, das vom Ausgangss'gnal des Wechselstrom-Signalgenerators erregt ist, wobei der Stromsteller durch das Ausgangssignal des Schaltgliedes erregbar ist, um den Strom in der Zündspulenprimärwicklung zu steuern und eine Hochspannung am Ausgang der Züdspule zu erzeugen, mit einem Spannungsgenerator zum Erzeugen einer Ausgangsspannung entsprechend der Drehzahl der Brennkraftmaschine und mit einem Impulsgenerator, der so geschaltet ist, daß abhängig von der Ausgangsspannung des Impulsgenerators bei Drehzahlen der Brennkraftmaschine oberhalb eines bestimmten Wertes und durch das Ausgangssignal des Schaltglieds bei Drehzahlen unterhalb des bestimmten Wertes gesteuert ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur stabilen Steuerung des Stroms durch die Zündspulenprimärwicklung über den gesamten Drehzahl-Bereich der Impulsgenerator (4) Ausgangsimpulse erzeugt, deren Breite sich mit zunehmender Ausgangsspannung des Spannungsgenerators (3) verringert, um die Sperrzeit des Stromflusses durch die Zündspulenprimärwicklung mit zunehmender Drehzahl der Brennkraftmaschine oberhalb des vorbestimmten Wertes zu verkleinern.

2. Zündanordnung nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator (4) ein Monoflop mit mindestens zwei Transistoren (TR₁, TR₃) und mindestens einem Zeitkonstantenglied (C₆, C₇, R₆, R₉) ist, und daß der Spannungsgenerator (3) die Ausgangsspannung zum Einstellen der Entladungszeit eines im Zeitkonstantenglied (C₆, C₇, R₆, R₉) enthaltenen Kondensators erzeugt.

3. Zündanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstrom-Signalgenerator mindestens eine Sondenspule (PU) aufweist, daß das Schaltglied (2) einen Transistor (77?,) hat, daß das Ausgangssignal der Sondenspule (PU) über eine Verbindungseinrichtung (R₂, R₃, C₃) in die Basis des Transistors (TR₁) einspeisbar ist, und daß ein Widerstand (A₁₆) zwischen der Verbindungseinrichtung (R₂, R₃, C₃) und der Gleichstromquelle (10) liegt.