DE2418177A1

DE2418177A1 - Elektronische zuendanlage fuer verbrennungsmotoren

Info

Publication number: DE2418177A1
Application number: DE2418177A
Authority: DE
Inventors: Howard Fredrick Weber
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-05-11
Filing date: 1974-04-13
Publication date: 1974-11-21
Also published as: JPS5517231B2; GB1422763A; US3831571A; DE2418177B2; FR2228956B1; IT1004296B; FR2228956A1; DE2418177C3; SE387715B; JPS5014937A

Description

PATENTANWiW

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nhv·;.:'- 2/-fiel, j I 7079 11. April 1974

Gzt/Ra.

Motorola, Inc., Franklin Park, Illinois / U.S.A.

Elektronische Zündanlage für Verbrennungsmotoren

Die Erfindung betrifft eine elektronische Zündanlage zum Aufladen und Entladen einer Zündspule zwecks Erzeugung eines Zündfunkens zum Betrieb eines Verbrennungsmotors mit einer Schaltungsanordnung' zur Leitung von Gleichstrom durch die Zündspule, um dieselbe entsprechend einem Steuersignal aufzuladen und mit einem Impulsgeber zur Erzeugung von Impulsen von vorgegebener Dauer mit einer der Umdrehungszahl des Motors proportionalen Frequenz.

Die Wirkungsweise der gegenwärtig bei Fahrzeugen verwendeten Kettering-Zündanlage beruht auf Energiespeicherung in der Primärwicklung einer Zündspule mit hohem Windungsverhältnis zur Erzeugung der zur Zündung der Zündkerze erforderlichen Ausgangsspannung. Dieser Energiepegel hängt von dem Spulenstrom ab, der zum Zeitpunkt der Unterbrechung des Spulenkreises durch die Unterbrecherkontakte zur Erzeugung der erforderlichen Ausgangs Zündspannung durch die Spule fließt. Die Stärke des Spulenstromes, die in der verfügbaren Zeit erreicht werden kann, hängt von der Primärinduktivität und dem Primärwiderstand der Spule sowie von der Spannung ab.

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Es sind bereits nach dem Kettering-Prinzip arbeitende tran>sistorisierte Zündschaltungen mit variablem Verhältnis von Impulsdauer zu Iinpuls-Pausendauer vorgeschlagen worden, bei denen der Strom durch die Primärwicklung der "Zündspule erst kurz vor dem Zündzeitpunkt eingeschaltet und im gewünschten Zeitpunkt der· Zündimpulserzeugung abgeschaltet wird. Bei niedriger Motordrehzahl, d.h., wenn der Steuerimpulsgeber zum Triggern der Zündanlage bei einer relativ niedrigen Frequenz arbeitet, wird die Zündspule lange vor dem Zündzeitpunkt mit Strom beaufschlagt, und ein starker Zündimpuls wird erzeugt. Bei höheren Drehzahlen jedoch erhöht sich die Frequenz der Triggerimpulse, und der Strom wird für immer kurzer werdende Zeitabschnitte an die Zündspule angeschaltet, so daß der der Spule zugeführte Zündimpuls bei hohen Drehzahlen schwächer wird und die Zündung mit steigenden Motordrehzahlen abfällt.

Einige elektronische Zündanlagen des Standes der Technik sehen eine konstante "Ausschaltdauer¹¹ für den Spulenstrom vor, was einen unerwünschten Leistungsverlust bei niedriger Geschwindigkeit bzw. niedriger Motordrehzahl verursacht. Dies ist in höchstem Maße unerwünscht und verursacht eine starke Entladung der Batterie des Fahrzeuges, bei dem ein derartiges Zündsystem verwendet wird.

Wünschenswert ist eine Zündanlage, die bei niedriger Motordrehzahl keine Leistung vergeudet und mit einem variablen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer, d.h. mit einem variablen Verhältnis von Einschaltzeit zu Ausschaltzeit, arbeitet, das sich derart ändert, daß die Einschaltzeit (während der der Ladestrom durch die Primärwicklung der Spule fließt)

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bis zu einer vorgegebenen Drehzahl des Motors relativ konstant ist und die mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer bei Motordrehzahlen oberhalb dieser vorgegebenen Drehzahl arbeitet, und dadurch die Leistung bekannter Transistor-Zündanlagen wesentlich verbessert.

Aufgäbe- der Erfindung ist es daher, eine verbesserte elektronische Zündanlage für Verbrennungsmotoren zu schaffen, die bei Motordrehzahlen unterhalb einer vorgegebenen Drehzahl mit einem variablen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer bzw. Einschaltdauer zu Ausschaltdauer (variable dwell) und bei Motordrehzahlen oberhalb dieser vorgegebenen Drehzahl mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer arbeitet. Außerdem ist es Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte elektronische Zündanlage mit variablem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer bzw. Einschaltdauer zu Ausschaltdauer zu schaffen.

Gemäß einer vorzugsweisen Ausführungsform der Erfindung werden von einem magnetischen Steuerimpulsgeber abgegebene Eingangsimpulse einem monostabilen Impulsgenerator zugeführt, der eine Impulsfolge mit fester Impulsdauer und einer von der Drehzahl des Verbrennungsmotors bestimmten Frequenz erzeugt. Die Ausgangsimpulse des monostabilen Impulsgenerators werden einem Schaltkreis zugeführt, der Impulse oder eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugt, um einen Arbeitszyklus dieses Schaltkreises einzuleiten. Der Ausgang des Schaltkreises zur Erzeugung von Impulsen mit einem Tastverhältnis von 70 % und der Ausgang des monostabilen Impulsgenerators werden einem Zeit—Vervielfacherschaltkreis zugeführt, der einen variablen Sperrausgang erzeugt, dessen Dauer eine Funktion der Beziehung der Dauer der Impulse des monostabilen Impulsgenerators zum

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Ausgang des Sehaltkreises zur Erzeugung von Impulsen mit einem Tastverhältnis von 70-$> ist. Die Ausgänge des Schaltkreises zur Erzeugung von Impulsen mit einem Tastverhältnis von 70 ^cjo und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises werden einem Koinzidenz— glied zugeführt, das nach Beendigung des Sperrsignals vom Zeit-Vervielfacherschaltkreis den Ausgang des Schaltkreises zur Erzeugung von Impulsen mit einem Tastverhältnis von 70 % einem Treiberschaltkreis zuführt, um einen Gleichstrom durch die Zündspule zu leiten. Auf diese ¥eise ist das Verhältnis der Impulsdauer zur Pausendauer der der Treiberschaltung und damit der Zündspule zugeführten Signale variabel und zwar in Übereinstimmung mit dem gemeinsamen Betrieb des Zeit-Vervielfacherschaltkreises und des Schaltkreises zur Erzeugung von Impulsen mit einem Tastverhältnis von 70 %. Bei Steigerung der Motordrehzahl wird eine Drehzahl erreicht, bei der die Impulsdauer der von dem monostabilen Impulsgenerator erzeugten Impulse die 30 %±ge Zeitdauer des Ausganges des Impulse mit einem festen Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises übersteigt. Für diese und höhere Drehzahlen wird dann kein Sperrsignal vom Vervielfacherschaltkreis erhalten und die Schaltungsanordnung wirkt als Schaltkreis mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer bzw. einem konstanten Verhältnis von Einschaltdauer zu Ausschaltdauer.

Erfindungsgemäß wird somit ein vorteilhafter elektronischer Triggerschaltkreis für eine Zündanlage geschaffen, der elektrische Signale erzeugt, die dem Schließen und Öffnen von Unterbrecherkontakten entsprechen, um Impulse mit einem variablen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer (Verhältnis von "Ein" zu "Aus") der Primärwicklung der Zündspule bei

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Drehzahlen unterhalb einer vorgegebenen Drehzahl pro Minute zuzuführen. Die Schaltungsanordnung führt der Primärwicklung der Zündspule bei höheren Motordrehzahlen Impulse mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer zu.

Eine Ausführungsform der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer vorzugsweisen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, und

Fig. 3 einen Impulsplan zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnungen nach Fig. 1 und Fig. 2.

In den Fig. 1 und 2 ist eine Transistor-Zündanlage dargestellt, die als Zündanlage mit variablem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer (variablem Verhältnis von "Einschaltzeit" zu "Ausschaltzeit" des Stromes durch die Primärwicklung der Zündspule eines Fahrzeuges) arbeitet, und die sich bei einer vorgegebenen Motordrehzahl in eine Zündanlage mit konstantem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer umwandelt und bei Drehzahlen oberhalb dieser vorgegebenen Drehzahl fortfährt, als Zündanlage mit konstantem Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer zu arbeiten.

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In Pig. 1 sind in Form eines Blockschaltbildes die Schaltkreiskomponenten dargestellt, mit deren Hilfe dieses variable Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer und. der Übergang zu einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer und Pausendauer erreicht wird. Vorzugsweise ist ein magnetischer Steuerimpulsgeber (nicht gezeigt) innerhalb des Zündverteilers eines Fahrzeuges angeordnet, um eine Folge von Triggerimpulsen zu erzeugen, die einem Eingangsanschluß 10 der in den Fig. 1 und

2 dargestellten Zündanlage zur Steuerung der Wirkungsweise der Anlage zugeführt werden. Ein geeigneter Steuerimpulsgeber zur Erzeugung der Triggerimpulse, die dem Impuls-Eingangsanschluß 10 zugeführt werden sollen, ist in der US-Patentschrift

3 390 668 beschrieben.

Jeder Eingangs-Triggerimpuls triggert einen monostabilen Multivibrator il in seinen astabilen Zustand, um einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, wie unter B in Fig. 3 dargestellt. Dieser Ausgangsimpuls leitet einen Arbeitszyklus eines eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 $ erzeugenden Schaltkreises 12 (70 % duty cycle circuit) ein, der vorzugsweise ein eine Impulsfolge mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugender Schaltkreis ist.

Der Ausgang des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugenden Schaltkreises 12 und der Ausgang des monostabilen Multivibrators Il werden einem UND-Glied Ik zugeführt, dessen Ausgang einen Zeit-Vervielfacherschaltkreis l6 steuert. Während der Impulsdauer des Ausgangsimpulses des monostabilen Multivibratorschaltkreises il wird der Zeit- . Vervielfacherschaltkreis i6 durch den Ausgang des UND-Gliedes Ik gesperrt. Endet der Ausgang des monostabilen Multivibrators 11, so wird ein Arbeitszyklus des Zeit-Vervielfacherschalt-

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kreises l6 eingeleitet, vorausgesetzt, der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugende Schaltkreis 12 befindet sich noch in seinem "Aus-"Zustand oder in der 30 % der Periodendauer umfassenden Pausendauer. Ist diese Bedingung erfüllt, wird dem Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 vom UND-Glied lh ein Freigabe-Ausgängssignal zugeführt, und zwar während einer Zeitdauer, die sich vom Ende des Eingangsimpulses des monostabilen Multivibrators 11 bis zu dem Zeitpunkt erstreckt, zu dem der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugende Schaltkreis 12 seinen ^MEin-"Zustand einnimmt. Dieses Zeitintervall ist variabel, da die Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 11 eine feste Impuls- · dauer aufweisen, während das Gesamt-Zeitintervall zwischen den Arbeitszyklen des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugenden Schaltkreises 12 bei niedrigen Drehzahlen des Motors größer ist und mit höheren Drehzahlen immer kleiner wird.

Der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 erzeugt ein Ausgangs-Sperrsignal, wenn der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugende Schaltkreis 12 seinen ^MEin-"Zustand einnimmt bzw. auf diesen Zustand umschaltet. Die Dauer des Sperrsignales ist ein Vielfaches des Zeitintervalls, das zwischen dem Ende des monostabilen Ausgangsimpulses und dem "Einschalten" des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugenden Schaltkreises 12 auftritt.

Dieses Sperrsignal des Zeit-Vervielfacherschaltkreises l6 wird einem UND-Glied 18 zusammen mit dem Ausgangssignal des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugenden Schaltkreises 12 zugeführt. Dem UND-Glied 18 wird außerdem

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ein dritter Eingang von einem Strom-Begrenzerschaltkreis zugeführt, der normalerweise ein Freigabe-Eingangssignal ist. Der Ausgang des UND-Gliedes 18 wird einem Treiberschaltkreis 22 zugeführt, der wiederum das Leiten eines Hochspannungsschalters 24 steuert, der mit der Primärwicklung der Zündspule an einem Anschluß 26 verbunden ist.

Solange der Schalter 2h nicht von einem Treiberschaltkreis 22 eingeschaltet wird, fließt kein Strom durch die Spule über den Anschluß 26. Dies tritt nur dann ein, wenn die drei dem UND-Glied 18 zugeführten Eingänge sämtlich Freigabe-Eingänge sind. Eine derartige Bedingung besteht dann, wenn der eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugende Schaltkreis 12 seinen "Ein-"Zustand einnimmt und das Sperr-Ausgangssignal des Zeit-Vervielfaeherschaltkreises 16 beendet ist. Wenn dies eintritt, veranlaßt das UND-Glied 18 den Treiberschaltkreis 22, den Hochspannungsschalter 2h einzuschalten, und ein Strom fließt durch die Spule. Dieser Zustand besteht solange, bis der nächste Impuls des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11 anliegt, worauf sich der Arbeitszyklus wiederholt.

Bei gewissen hohen Drehzahlen wird die "Aus-"Zeit des eine Impulsfolge mit einem Tastverhältnis von 70 % erzeugenden Schaltkreises 12 gleich der Impulsdauer der monostabilen Impulse. Bei diesen und höheren Drehzahlen des Motors ist,der Zeit-Vervielfacherschaltkreis 16 unwirksam und gibt keine Sperrsignale ab. Der Ausgang des UND-Gliedes 18 folgt dann den ein konstantes Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer

auftreisendaiAusgangssignalen des Schaltkreises 12, um den Treiberschaltkreis 22 und den Hochspannungsschalter 2h als Impulse

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mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer erzeugenden Schaltkreis für derartig hohe Motordrehzahlen zu betätigen.

Nach dem Anliegen des letzten Triggerimpulses am Eingangsanschluß 10 zum monostabilen Multivibrator 11 arbeitet der Schaltkreis in Erwartung des Auftretens eines weiteren Triggerimpulses weiter, und der Hochspannungsschalter 2k bleibt leitend. Hierdurch wird der Strom kontinuierlich über den Anschluß 26 der Spule zugeführt. Tritt kein Triggerimpuls am Anschluß 10 auf, um den Spulenstromkreis "auszuschalten", so verbrauchen die Transistoren im Hochspannungsschalter während einer langen Zeitdauer eine hohe Leistung. Dies ist unerwünscht. Es ist somit erforderlich, den Hochspannungsschalter 24 abzuschalten, wenn das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen am Anschluß 10 das längste bei normalem Betrieb auftretende Zeitintervall übersteigt. Aus diesem Grunde wird der Ausgang des monostabilen Multivibrators 11 außerdem einem Zeitbegrenzer-Bezugsschaltkreis 28 zugeführt, der kontinuierlich durch die Ausgangsimpulse der monostabilen Schaltung 11 zurückgestellt wird.

Übersteigt das Zeitintervall zwischen den Ausgangsimpulsen der monostabilen Schaltung 11 den beim Betrieb der Anlage auftretenden Maximalbetrag, so veranlaßt der Zeitbegrenzer-Bezugsschaltkreis 28 einen Strombegrenzerschaltkreis 20, ein allmählich ansteigendes Sperrsignal zu erzeugen und dem UND-Glied 18 zuzuführen. Hierdurch wird eine allmähliche oder langsame Verminderung des Ausgangs des Treiberschaltkreises bewirkt, wodurch wiederum relativ langsam der Hochspannungs-

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sehalter 24 abgeschaltet wird. Der Strombegrenzerschaltkreis 20 spricht auch auf den durch den Schalter 24 fließenden Strom an, um den Maximalstrom durch Verminderung des Ausganges der Treiberschaltung durch das UND-Glied 18 zu begrenzen, wenn immer ein derartiger Maximalstrom erfaßt wird.

Obwohl in der bisherigen Beschreibung auf einen Impulse mit einem konstanten Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer erzeugenden Schaltkreis 12 als einen Schaltkreis zur Erzeugung von Impulsen mit einem 70 folgen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer Bezug genommen wurde, ist dieser Prozentsatz willkürlich und kann selbstverständlich in Übereinstimmung mit den einzelnen gewünschten Betriebsbedingungen bei der praktischen Anwendung der Schaltungsanordnung variiert werden. Ein Arbeitszyklus des Schaltkreises 12 mit einem 70 folgen Verhältnis von Impulsdauer zu Pausendauer ist typisch für den Betriebsbereich, der normalerweise angetroffen wird, bzw. mit dem normalerweise gerechnet werden muß.

Die in Verbindung mit dem Blockschaltbild nach Fig. 1 beschriebene Schaltungsanordnung kann als monolithisch integrierter Schaltkreis,wie in Fig. 2 dargestellt, ausgeführt werden, und die Wirkungsweise der in Fig. 2 gezeigten detaillierten Schaltung sollte zum besseren Verständnis in Verbindung mit dem in Fig. 3 gezeigten Impulsplan betrachtet werden.

In Fig. 2 sind die verschiedenen Teile des detaillierten Schaltbildes mit den Bezugszahlen der entsprechenden in Fig. dargestellten Schaltkreise versehen, um die Beziehung zwischen den in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnungen herzustellen.

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In Fig. 3 ist unter A die Zeitdauer eines einzelnen Arbeitszyklus der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnung gezeigt. Dieser Zyklus stellt nicht einen vollständigen Arbeitszyklus des Rotors des Zündverteilers dar, sondern repräsentiert den Zyklus, der zur Erzeugung jedes einzelnen Zündfunkens in der Zündreihenfolge zum Betriet) des Verbrennungsmotors erforderlich ist, für den die Schaltungsanordnung verwendet wird. Der Arbeitszyklus der Schaltungsanordnung weist keine feste Zeitdauer auf, ist jedoch für niedrige Motordrehzahlen größer bzw. länger und kürzer für hohe Motordrehzahlen. Die in Fig. 3 gezeigte Zeitdauer oder Zeitspanne bezieht sich somit lediglich auf eine einzige Betriebsdrehzahl des Motors. Es soll jedoch betont werden, daß diese Zeitspanne größer oder kleiner als die dargestellte sein kann.

Der unter B dargestellte Impuls ist der einzige Impuls mit fester Impulsdauer, den der in Fig. 3 dargestellte Impulsplan aufweist. Alle anderen dargestellten Zeitabschnitte variieren entsprechend den unter B dargestellten monostabilen Ausgangsimpulsen je nach der Betriebsdrehzahl des Motors.

Die Impulse B vom Ausgang des monostabilen Multivibrators Il werden über Trennwiderstände 30 und 32 den Eingängen des Impulse mit einem Tastverhältnis von 70 ⁶Jo erzeugenden Schaltkreises 12 und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 zugeführt. Das UND-Glied Ik in Fig. 1 ist in Fig. 2 als Verbindungspunkt Ik dargestellt, da dieses UND-Glied nicht ein echtes logisches UND-Verknüpfungsglied ist, sondern stattdessen ein Paar analoger Eingänge zum Zeit-Vervielfacher-

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schaltkreis l6 in Fig. 2 aufweist. Die funktionelle Wirkungsweise dieses Teils der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist jedoch die gleiche, wie die des Teils der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die in Verbindung mit dem UND-Glied 14 beschrieben wurde.

Wenn der positive Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11 dem Eingang des Impulse mit konstantem Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 zugeführt wird, so wird hierdurch ein Eingangstransistor 34 leitend, um einen Entladezyklus eines zeitbestimmenden Kondensators J6 einzuleiten. Dieser Entladezyklus ist unter C in Fig. 3 dargestellt. Die Entladedauer wird von einer Stromquelle gesteuert, die aus einem PNP-Transistor 38 besteht, der in Serie mit einem Strom-Begrenzerwiderstand 40 mit einer Quelle positiven Potentials (nicht gezeigt) am positiven Batterieanschluß 42 verbunden ist. Der Transistor 34 vervollständigt die Entladestrecke nach Masse. Der Wert des Widerstands 40 und die Vorspannung an der Basis des Transistors 38 bestimmen die Dauer der Entladung, und die Parameter dieser Schaltkreiskomponenten können geändert werden, um die Entladedauer zu variieren.

Wenn der Transistor 34 leitend wird, um die Entladung des Kondensators 36 einzuleiten, fließt der Strom über den Kondensator 36 in der zu der vorherigen Richtung entgegengesetzten Richtung und verursacht eine negative Vorspannung an der Basis eines Ausgangstransistors 44 für den Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis 12. Der Transistor 44 wird dann gesperrt, und das Potential an seinem Kollektor steigt fast bis zu dem vollen am Anschluß 42 an-

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liegenden positiven Potential an, das mit dem Kollektor des Transistors 44 über einen Kollektor-Ladewiderstand 46 gekoppelt ist. Dieses positive Potential wird über einen Koppelwiderstand 48 zur Basis des Transistors 34 rückgekoppelt, um die Leitung des Transistors 34 nach Beendigung des Eingangsimpulses vom monostabilen Multivibrator Il aufrechtzuerhalten. Dies wird durch einen Vergleich der Impulsformen B und C in Fig. veranschaulicht, der zeigt, daß sich der Kondensator 36 über den Transistor 34 nach Beendigung des in B gezeigten Impulses weiter entlädt.

Wenn der Transistor 44 sperrt, wird ein mit dem Kollektor des Transistors 33 verbundener NPN-Transistor 50 leitend, so daß ein nahe Massepotential liegendes Potential an seinem Kollektor auftritt. Der Kollektor des Transistors 50 ist über einen Trennwiderstand 52 mit dem Verbindungspunkt 14 verbunden, so daß der Verbindungspunkt 14 solange auf positivem Potential verbleibt, wie ein positiver Impuls am Ausgang des monostabilen Multivibrators Il anliegt.

Nachdem der Kondensator 36 bis zu dem Punkt entladen ist, zu dem die Basis des Transistors 44 gegenüber seinem Emitter leitend

vorgespannt ist, wird der Transistor 44 leitend. Der Potentialabfall am Kollektor des Transistors 44 rückgekoppelt zur Basis des Transistors 34 sperrt wiederum den Transistor 34. Der Kondensator 36 beginnt sich in entgegengesetzter Richtung aufzuladen, und zwar mit einer Zeitkonstanten, die durch die Parameter eines PNP-Stromquellentransistors 54 und einen Widerstand 56 über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 44 gesteuert wird. Diese Zeitkonstante oder Ladedauer ist unter

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D in Pig. 3 dargestellt, und zur Beschreibung der Vorzugs— weisen Ausführungsform der Erfindung soll eine Ladedauer von ungefähr 70 % des gesamten unter A dargestellten zeitbestimmenden Zyklus gewählt werden, während die Entladedauer des Kondensators 36 30 % des Zyklus umfaßt. Dieses Verhältnis wird durch entsprechende Auswahl der relativen Widerstandswerte der Widerstände 40 und 56 festgelegt, wobei der Widerstand 56 in diesem Beispiel den höheren Widerstandswert aufweist.

Die Steuerung der Stromleitung der Stromquellentransistoren 38 und 34 wird durch eine Teilerschaltung bewirkt, die aus einem Widerstand 64, einem Widerstand 58, einer PNP-Transistor-Diode 60 und einem weiteren Widerstand 62 besteht, die in Serie zwischen die positive Potentialquelle und Masse geschaltet sind. Zur Erzeugung der Vorspannung für die Stromquellentransistoren 38 und 5^ liefert diese Schaltung außerdem eine entsprechende Vorspannung an zwei zusätzliche PNP-Stromquellentransistoren 66 und 68 im Zeit-Vervielfacherschaltkreis i6. Die Transistoren 66 und 68 ähneln in ihrer Wirkungsweise den Transistoren 54 und 38 in dem Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis 12 und führen dem Widerstand 64 Ströme zu, deren Stärken durch die relativen Werte zweier in Serie mit den Transistoren 66 und 68 geschalteter Widerstände 70 bzw. 72 bestimmt werden.

Der Zeit-Vervielfacherschaltkreis l6 ähnelt in seiner Wirkungsweise der Wirkungsweise des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 und weist einen Eingangstransistor 7*t und einen Ausgangstransistor 76 auf, die funktionell den Transistoren 34 bzw. 44 entsprechen.

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Im Schaltkreis 16 ist jedoch keine Rückkopplung vom Kollektor des Transistors 76 zur Basis des Transistors lh vorgesehen, so daß die Leitfähigkeit des Transistors lh einzig von den relativen Potentialwerten bestimmt wird, die seiner Basis und seinem Emitter zugeführt werden. Der Gleichgewichtszustand des Zeit-Vervielfacherschaltkreises l6 kurz vor Anliegen eines jeden Impulses vom monostabilen Multivibrator 11 ist ein Zustand, in dem die beiden Transistoren lh und 76 leitend sind und der Speicherkondensator 78 sich in einem Gleichgewichtszustand befindet (gleiches Potential an beiden Anschlüssen), wobei in keiner Richtung eine Aufladung erfolgt. Während des Zeitintervalles, in dem der Transistor hh leitend· ist, sperrt der Transistor 50. Dies bewirkt, daß ein relativ hohes positives Potential an,seinem Kollektor anliegt, und dieses Potential wird mittels des Widerstandes 52 der Basis des Transistors lh zugeführt, so daß der Transistor lh leitend gehalten wird.

Wenn der nächste Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 der Basis des Transistors 3h zugeführt wird, sperrt der Transistor hh und bewirkt, daß der Transistor 50 leitend wird, so daß das Potential an seinem Kollektor auf einen Wert nahe Massepotential abfällt. Hierdurch wird der Transistor lh zu diesem Zeitpunkt jedoch nicht gesperrt, da der positive Impuls vom monostabilen Multivibrator gleichzeitig mit der Zuführung zur Basis des Transistors 3h auch dem Verbindungspunkt lh zugeführt wird. Es tritt somit solange kein Wechsel im Betriebszustand des Zeit-Vervielfacherschaltkreis.es l6 auf, wie der Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 anliegt. Zu der Zeit, zu der der Impuls vom monostabilen Multi-

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vibratorschaltkreis 11 jedoch endet, sperrt der Transistor 74, vorausgesetzt, daß die Transistoren 34 und 50 zu dieser Zeit ebenfalls sperren bzw. nichtleitend sind. Dies trifft solange zu, wie der Kondensator 36 sich in dem unter C dargestellten Entladezyklus befindet. Wie unter P dargestellt, sperrt der Transistor 74 von dem Zeitpunkt, zu dem der Impuls vom monostabilen Multivibrator (Β) endet bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der nächste Ladezyklus des Kondensators 36 beginnt (D).

Während der Zeit, in der der Transistor 74 sperrt bzw. nichtleitend ist, wird der Kondensator 78 über einen Ladestromkreis aufgeladen, der den Widerstand 70, den Stromquellentransistor 66 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 76 umfaßt. Wenn der Transistor 76 leitend ist, liegt sein Kollektorpotential in der Nähe von Massepotential, und ein Ausgangstransistor 80 für den Zeit—Vervielfaeherschaltkreis wird gesperrt, wodurch das Potential an seinem Kollektor hoch ist. Dies ist im Anfangsteil des in Fig. 3 unter I gezeigten Impulses dargestellt, der das Ausgangspotential am Kollektor des Transistors 80 bezeichnet.

Wenn der Kondensator 36 des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 beginnt sich aufzuladen, wird der Ausgangstransistor 50 für den Schaltkreis wiederum gesperrt, so daß ein positives Potential an seinem Kollektor anliegt. Dies wiederum veranlaßt den Transistor wieder zu leiten und den Entladezyklus des Kondensators 78 einzuleiten, was unter H in Fig. 3 dargestellt ist. Wenn dieser Entladezyklus einsetzt, wird die Vorspannung an der Basis des

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Transistors 76 bezogen auf das an seinem Emitter anliegende Massepotential negativ, wodurch der Transistor 76 in den sperrenden Zustand getrieben und der Transistor 80 leitend wird. Dieser letztere Zustand ist in Fig. 3 unter I im Mittelteil der Zeichnung dargestellt.

Der Kondensator 78 entlädt sich mit einer Rate oder Zeitkonstanten, die durch die Parameter eines Entladestromkreises bestimmt wird, der den Stromquellentransistor 78 und den Widerstand 72 umfaßt. Wie in Fig. 3 unter G und H dargestellt, ist die Entladedauer des Kondensators 78 größer als die Aufladedauer auf das gleiche Potential. Die gesamte Zeit, die der Kondensator 78 benötigt, um sich bis zu dem Punkt zu entladen, zu dem die Basis des Transistors 76 bezogen auf seinen Emitter wieder leitend vorgespannt ist, wird durch die Entladerate bzw. die Zeitkonstante und durch die Entladung bestimmt, die der Kondensator 78 während des Zeitintervalles, in dem der Transistor lh. sperrte, erreicht hatte. Dieser Entladungspegel variiert entsprechend der Zeitdauer, während der der Transistor 74 leitet, so daß die gesamte Entladedauer ebenfalls entsprechend der Maximalladung variiert, die von dem Kondensator 78 während des Ladeabschnittes des Arbeitszyklus erreicht wird.

Bei Betrieb des Motors mit hoher Drehzahl erreicht der Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugende Schaltkreis schließlich einen Punkt, bei dem die in Fig. 3 unter C gezeigte Zeitdauer zur Entladung des Kondensators 36 gleich oder geringer als die feste Breite oder Dauer der unter B dargestellten Impulse vom Ausgang des monostabilen Multivibrators ist. Wenn dies eintritt, sperrt der Transistor 7k übergangslos,

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da dann eine kontinuierliche Überdeckung der Impulse vom monostabilen Multivibrator 11 und des dem Verbindungspunkt Ik zugeführten positiven Ausgangs des Transistors 50 vorliegt. Der Kondensator 78 befindet sich dann stets in einem Gleichgewichtszustand, in dem die beiden Transistoren lh und 76 leiten und der Transistor 80 kontinuierlich sperrt bzw. nichtleitend ist. In diesem Zustand nimmt die unter I dargestellte Impulsform kontinuierlich ein positives Potential während des gesamten Arbeitszyklus ein. Dies tritt lediglich bei einer vorgegebenen Drehzahl des Motors relativ zur Dauer der Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator auf. Die Bedeutung dieses Vorganges wird anhand der nachfolgenden Beschreibung der Wirkungsweise der restlichen Schaltungsanordnung erläutert.

Wie bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Wirkungsweise der in Pig. I im Blockschaltbild dargestellten Schaltungsanordnung erwähnt, können der Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 und der Ausgang des Zeit—Vervielfaeherschaltkreises 16 beide entsprechenden Eingängen eines UND-Gliedes 18 zugeführt werden. Dieses UND-Glied 18 ist in Fig. 2 dargestellt und weist drei Dioden 82, 84 und 86 auf. Die Diode 86 ist mit dem Ausgang des Strom-Begrenzerschaltkreises 20 verbunden, dessen Wirkungsweise im folgenden beschrieben wird. Es sei zunächst angenommen, daß die Diode 86 durch ein ihrer Kathode zugeführtes positives Potential in Sperrichtung vorgespannt ist. Dies bewirkt, daß das UND-Glied 18 freigegeben wird.

Wenn alle drei Dioden 82, 84 und 86 durch ihren Kathoden zugeführte positive Potentiale in Sperrichtung vorgespannt

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sind, wird ein positives Potential vom Ausgang des UND-Gliedes 18 erhalten, um einen NPN-Eingangstransistor leitend vorzuspannen. Der Transistor 88 ist somit nur dann leitend, wenn die beiden Transistoren 50 und 80 sperren bzw. nichtleitend sind. Eine Betrachtung der unter E und I dargestellten Impulsformen zeigt, daß dies lediglich während des Zeitintervalls auftritt, das unter J als "Spulen-Einschaltzeit" bezeichnet ist.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung kann so betrachtet werden, daß die erste oder Primär-Steuerung der Leitung des Eingangstransistors 88 im Treiberschaltkreis 22 vom Kollektor des Transistors 50 in dem Impulse mit konstantem Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis ,12 erhalten wird. Ohne den Zeit-Vervielfacherschaltkreis l6 würde der Transistor 88 während 70 % des von dem Schaltkreis 12 festgesetzten Arbeitszyklus leitend sein.

Die Entladedauer des Kondensators 78 bewirkt jedoch, daß der Transistor 80 während eines Teils der Zeit, in der der Ausgangstransistor 50 sperrt, leitend ist. Hierdurch wird ein nahe Massepotential liegendes Potential über die Diode 8k der Basis des Transistors 88 zugeführt, wodurch er weiterhin im nichtleitenden oder sperrenden Zustand verbleibt, bis der Kondensator 78 sich auf einen Pegel entlädt, bei dem der Transistor 76 leitend wird und der Transistor 80 wieder sperrt bzw. nichtleitend wird, wie durch H und I in Fig. 3 bezeichnet. Der Zeit-Vervielfacherschaltkreis l6 sperrt somit über das UND-Glied 18 die Zuführung von Strom zur Primärwicklung einer an den Anschluß 26 angeschlossenen Zündspule 90, bis die Entladung des Kondensators 78 abgeschlossen ist.

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Die spezielle Form des Treiberschaltkreises 22 und des Hochspannungsschalters 24, die den Strom durch die Zündspule 90 steuern, ist in diesem Zusammenhang nicht von Bedeutung, und der in Fig. 2 dargestellte Schaltkreis bezeichnet lediglieh den Typ oder die Art der Schaltung, die verwendet werden kann. Solange der Emitterfolger-Transistor 88 sperrt bzw. nichtleitend ist, sperrt ebenfalls ein von dem Transistor 88 gesteuerter NPN-Transistor 92. Ber Kollektor des Transistors 92 ist mit der Basis eines Transistors 9h verbunden, der dann während dieses Betriebszustandes leitend ist. Dies wiederum bewirkt, daß ein NPN-Emitterfolger-Transistor 95 sperrt bzw. nichtleitend ist. Der Emitterfolger-Transistor 95 ist mit dem NPN-Hochspannungs-Schalttransistor 24 verbunden, um diesen Transistor solange zum Sperren zu veranlassen, wie der Transistor 88 sperrt.

Wenn der Transistor 88 leitet, ändert sich der Leitungszustand aller Transistoren 92, 94, 95 und 24. Der Transistor 92 leitet und der Transistor 94 sperrt, was wiederum bewirkt, daß beide Transistoren 95 und 24 leiten. Wenn der Hochspannungs-Schalttransistor 24 leitet, fließt Strom vom Anschluß 42 über die Primärwicklung der Zündspule 90, den Anschluß 26 und den Transistor 24 über dessen Emitterwiderstand 96 zu Masse. Die Zeitdauer, während der dieser Strom fließt, ist unter J in Fig. 3 dargestellt.

Die Schaltungsanordnung verharrt in diesem Betriebszustand, bis der nächste Impuls vom monostabilen Multivibrator Ii anliegt. Dann wechselt der Ausgangszustand des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12, so daß Massepotential vom Transistor 50 über die Diode 82 der

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Basis des Transistors 88 zugeführt wird, wodurch er sperrt und der Hochspannungs—Schalttransistor 24 ebenfalls wieder sperrt bzw, nichtleitend ist. Der Zusammenbruch des Kraftflusses, der dann in der Primärwicklung der Zündspule 9o erfolgt, bewirkt in der Sekundärwicklung die Erzeugung des gewünschten Zündfunkens.

Die Zeitdauer, während der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 fließt, wie unter J in Fig. 3 gezeigt, ist so gewählt, daß sie zur Erzeugung eines brauchbaren Zündfunkens ausreicht. Die Parameter der Lade- und Entladezyklen des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises 12 (constant duty cycle circuit 12) und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises 16 sind vorzugsweise derart ausgewählt, daß die Multiplikationsverhältnisse und die konstanten Tastverhältnisse sich so ergeben, daß die unter J in Fig. 3 dargestellte Einschaltzeit der Spule 90 eine über den Grenzen des von der festen Dauer der Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 11 bestimmten unteren Drehzahlbereichs liegende "konstante Einschaltzeit" wird. Wird die Drehzahl erreicht, bei der der Zeit-Vervielfacherschaltkreis l6 nicht mehr in Betrieb ist, sind die Einschaltzeiten der Spule mehr als Zeiten eines konstanten Tastverhältnisses anzusehen als als konstante Einschaltzeit, wie voraufgehend beschrieben.

Um stabile Betriebsspannungen in der Schaltungsanordnung einzuhalten und um weiter einen Spannungsschutz für die impulserzeugenden Schaltkreise zu erhalten, ist eine Zenerdiode mit Masse und über den Widerstand 64 mit dem Anschluß 42 ver-

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bunden, an dem die positive Versorgungsspannung liegt. Eine zweite Zenerdiode 101 ist zwischen Masse und einen mit dem Anschluß 42 für die positive Versorgungsspannung verbundenen Widerstand 102 geschaltet und legt die Kollektorpotentiale für die Transistoren 92 und 94 im Treiberschaltkreis 22 fest. Außerdem ist e'ine weitere Zenerdiode 104 mit dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 95 verbunden, um die an der Basis des Transistors 24 anliegende Spannung auf eine Maximalspannung zu begrenzen, so daß der Ausgangstransistor 24 während der "Ein"- oder "Aus"-Betriebszustände der Schaltungsanordnung nicht überlastet wird.

Durch zwei parallelgeschaltete entgegengesetzt gepolte Dioden 106 und 107 wird ein Schutz des Ausgangstransistors 24 vor Hochspannungsspitzen erreicht, die während des Zusammenbruches des Kraftflusses in der Spule 90 entstehen.

Der bisher beschriebene Teil der Schaltungsanordnung umfaßt alles, was bei Normalbetrieb eines Motors erforderlich ist, um eine elektronische Zündung für die Zündkerzen des Motors zu erhalten. Es ist jedoch ersichtlich, daß nach dem Auftreten eines jeden Triggerimpulses oder Ausgangsimpulses vom monostabilen Multivibrator 11 die Schaltungsanordnung sich in einem Zustand befindet, in dem der Transistor 24 leitend, ist und Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 fließt. Dieser Strom wird zu einer Zeit eingeleitet, die durch die Voraussage der Schaltungsanordnung bestimmt wird, wann der nächste Triggerimpuls vom monostabilen Multivibrator 11 auftreten wird. Tritt kein Triggerimpuls auf, wie vorher gesagt, um den Spulenstromkreis "auszuschalten", nimmt der Ausgangstransistor 24 während einer langen Zeitdauer eine hohe Leistung

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auf. Dies ist unerwünscht, da es einmal eine Vergeudung der Leistung der an den Anschluß 42 angeschlossenen Batterie darstellt und zum zweiten den Transistor beschädigen und schließlich zu seiner Zerstörung führen kann.

Es ist daher wünschenswert, einen Schaltkreis vorzusehen, der den Strom durch die Spule 90 langsam abschaltet, wenn kein Eingangsimpuls vom monostabilen Multivibrator 11 innerhalb eines Zeitintervalls erhalten wird, das größer als das größte Zeitintervall ist, das bei normalem Betrieb des Systems auftreten würde. Ein langsames Abschalten ist erforderlich, um ein schnelles Zusammenbrechen des Kraftflusses in der Spule 90 zu verhindern, wodurch ein falscher Zündimpuls erzeugt würde. Diese Punktion wird von dem Zeitbegrenzer-Bezugssehaltkreis 28 ausgeübt. Die Impulse vom Ausgang des monostabilen Multivibratorschaltkreises 11, die den Basen der Transistoren 34 und 74 zugeführt werden, werden auch über einen Koppelwiderstand 110 der Basis eines NPN-Transistors 111 zugeführt, der über einen Widerstand 112 auch mit- Masse verbunden ist. Liegen keine Impulse vom monostabilen Multivibrator 11 an, so befindet sich die Basis des Transistors 111 auf Massepotential, und der Transistor ill sperrt bzw. ist nichtleitend. Sein Kollektorpoteritial steigt dann auf einen positiven Wert an, vorausgesetzt, daß der Transistor 80 sperrt. Liegt jedoch ein Impuls vom monostabilen Multivibrator Ii an, wird . der Transistor 111 leitend vorgespannt und bewirkt, daß ein nahe Massepotential liegendes Potential der Basis eines normalerweise sperrenden PNP-Transistors 113 zugeführt wird. Das Kollektorpotential für die Transistoren 111 und 80 wird vom Anschluß 42 über Widerstände 115, H6 und 118 erhalten, die mit dem Kollektor des Transistors ill direkt und mit dem

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Kollektor des Transistors 80 über eine Diode 119 verbunden sind.

Wenn somit entweder der Transistor 80 oder der Transistor 111 leitend sind, wird ein nahe Massepotential liegendes Potential vom Kollektor des betreffenden Transistors der Basis des Transistors 113 zugeführt, um ihn in die Leitung zu treiben. Zu jeder anderen Zeit sperrt der Transistor 113. Wenn der Transistor 113 leitet, führt er einem Kondensator 114 (typischer Kapazitätswert: 2o Mikrofarad) einen Ladestrom zu, um den Kondensator über eine Strecke niedriger Impedanz schnell aufzuladen. Wenn die Transistoren 111 und 80 beide sperren, entlädt sich der Kondensator 114 über einen Hochimpedanz-Widerstand Il6, der dem Kondensator 114 parallelgeschaltet ist. Unter normalen Betriebsbedingungen wird der Transistor 113 während eines jeden Arbeitszyklus zumindest für die Dauer der Ausgangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 1.1 leitend, um die Ladung des Kondensators 114 aufrechtzuerhalten. Unter normalen Betriebsbedingungen reichen die Intervalle, in denen dex" Transistor J13 sperrt, nicht aus, um eine Entladung des Kondensators 114 über den Widerstand 116 nm mehr als lediglich einen kleinen Betrag zu gestatten.

Der Verbindungspunkt des Kondensators 114 mit dem Emitter des Transistors 113 ist über einen Koppelwiderstand 120 mit der Basis eines NPN-Steuertransistors 122 verbunden. Nach dem ersten Impuls vom Multivibrator 11 und bei Normalbetrieb reicht die der Basis des Transistors 122 vom liondensator 114 zugeführte Vorspannung aus, ur,i die Basis des Transistois 122 leitend vorzuspannen, so daß er leitet. Wenn der Transistor 1??. leitet,

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fließt ein Strom durch seinen Emitterstromkreis, der eine Transistor-Diode 124 aufweist, die in Serie mit zwei Widerständen 125 und 126 mit Masse verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Transistor-Diode 124 mit dem Widerstand 125 ist mit der Basis eines weiteren Strom-Steuertransistors 127 verbunden, durch den der gleiche Strom fließt, so daß der Transistor 127 im Normalbetrieb der Schaltungsanordnung leitet. Wenn der Transistor 127 vollständig leitend ist, sperrt ein NPN-Steuertransistor 129, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 127 verbunden ist und ein positives Potential liegt an seinem Kollektor an. Dieses positive Potential wird der Kathode der Diode 86 im UND-Glied 18 zugeführt, wodurch die Diode 66 in Sperrichtung vorgespannt wird, so daß der.Transistor 88 des Treiberschaltkreises 22 auf die Eingänge anspx^icht, die über die anderen Dioden 84 und 82 im UND-Glied 18 zugeführt werden.

Falls keine Eingangsimpulse vom monostabilen Multivibrator 11 innerhalb eines vorher festgesetzten minimalen Zeitintervalls auftreten, verbleibt der Widerstand 113 kontinuierlich im sperrenden Zustand, und die Ladung des Kondensators 114 nimmt langsam ab, während sich der Kondensator über den Widerstand 116 entlädt. Hierdurch wird die Vorspannung in Leitrichtung des Transistors 122 linear vermindert, bis der Transistor sperrt. Die Leitfähigkeit des Transistors 127 folgt der des Transistors 122, um die dem Transistor 129 in Leitrichtung zugeführte Vorspannung linear zu erhöhen und somit seine Leitfähigkeit linear zu steigern. Während der Transistor 129 immer mehr in die Leitung getrieben wird, wird die Diode 86 immer mehr in Leitrichtung vorgespannt, um

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die Leitfähigkeit des Transistors 88 linear bis zum Sperrzustand zu vermindern, und zwar unabhängig von den Eingängen zu den Dioden 82 "und 8h im UND-Glied 18. Der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule 90 wird somit relativ langsam vermindert und beendet, und die Schaltungsanordnung befindet sich dann in einem Bereitschafts- oder Wartezustand, und ist bereit, den nächsten Impuls vom monostabilen Multivibrator 11 zu erhalten.

Eine Strombegrenzung wird auch vom Schaltkreis 20 durchgeführt, wenn der Ausgangs-Leistungs-Schalttransistor 2h versucht, einen größeren Strom zu ziehen, als diejenige vorgegebene Stromstärke, auf welche der Strom-Begrenzex'schaltkreis 20 eingestellt ist. Um eine derartige Strombegrenzung zu bewirken, leitet der Emitter des Schalttransistors 24 den Spulenstrom über einen Widerstand 131 zu Masse. Der Verbindungspunkt des Emitters des Transistors 2h mit diesem Widerstand ist über einen Widerstand 1.30 mit dem Emitter des Transistors 127 verbunden. Die vom Transistor 127 abgegebene Stromstärke ist durch die mit dem Transistor 122 verbundenen Schaltkreiselemente bestimmt, wie bereits beschrieben wurde.

Wenn der Strom vom Emitter des Transistors 2h den vom Transistor 127 abgegebenen Strom übersteigt, wird dem Emitter des Transistors 127 eine steigende Vorspannung in Sperrichtung zugeführt, um dessen Leitfähigkeit herabzusetzen. Dies wiederum bewirkt, daß das Potential an seinem Kollektor ansteigt, so daß der Transistor 129 in die Leitung getrieben wird (jedoch nicht gesättigt ist), und zwar in einem Ausmaß, das von der

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Stärke des vom Transistor 24 abgegebenen Stromes bestimmt wird, der die Vorspannung in Sperrichtung des Transistors 127 bewirkt. Venn der Transistor 129 beginnt zu leiten, tritt eine lineare Verminderung der Stärke des vom UND-Glied 18 der Basis des Transistors 88 zugeführten Signals ein. Hierdurch wird die Leitfähigkeit des Transistors 88 begrenzt oder vermindert, um das dem Ausgangstransistör 24 zugeführte Treibersignal zu reduzieren und damit dessen Leitfähigkeit herabzusetzen. Dies wiederum bewirkt, daß die gewünschte Strombegrenzung eintritt, sobald die maximale Stromstärke erreicht ist, auf die die Schaltungsanordnung eingestellt ist.

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Claims

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- 28 Patentansprüche

Elektronische Zündanlage zum Aufladen und Entladen einer Zündspule zwecks Erzeugung eines Zündfunkens zum Betrieb eines Verbrennungsmotors mit einem Schaltkreis zum Leiten von Gleichstrom durch die Zündspule, um diese entsprechend einem Steuersignal zu laden und mit einer Impulsgebereinrichtung zur Erzeugung von Impulsen vorbestimmter Dauer mit einer der Drehzahl pro Minute des Motors proportionalen Frequenz, gekennzeichnet durch ein Koinzidenzglied (18) mit zumindest einem ersten und einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Schaltkreis (22) gekoppelt ist und bei Koinzidenz einer vorgegebenen Beziehung von Signalen am ersten und zweiten Eingang am Ausgang das Steuersignal erzeugt, durch einen Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis (12), der einen mit der Impulsgebereinrichtung (ll) gekoppelten Eingang und einen Ausgang aufweist, wobei der Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugende Schaltkreis auf die Impulse zur Erzeugung eines Ausgangssignals an seinem Ausgang anspricht und ein erster Zustand einen vorgegebenen Prozentsatz des Zeitintervalles zwischen dem Beginn aufeinanderfolgender Impulse von der Impulsgebereinrichtung und ein zweiter Zustand den liest des Zeitintervalles zwischen den Impulsen bezeichnen, und der Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises mit dem ersten Eingang des Koinzidenzgliedes verbunden ist, durch einen Zeit-Vervielfacherschaltkreis (16), der in Abhängigkeit von der Impulsgebereinrichtung und dem Impulse mit

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einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreis betriehen wird und einen mit der Impulsgehereinrichtung und außerdem mit dem Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises .verbundenen Eingang sowie einen Ausgang aufweist, wobei der Zeit-Vervielfacherschaltkreis ein Sperrsignal an s.einem Ausgang erzeugt, das einsetzt, wenn der Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises von einem den ersten Zustand bezeichnenden Ausgang zu einem den zweiten Zustand bezeichnenden Ausgang wechselt und das eine variable Dauer besitzt, die ein vorgegebenes Verhältnis zu dem Zeitintervall aufweist, das sich vom Ende eines Impulses der Impulsgebereinrichtung bis zu dem Zeitpunkt erstreckt, zu dem das Ausgangssignal des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises vom ersten Zustand zum zweiten Zustand wechselt, und durch Kopplung des Ausgangs des Zeit—Vervielfacherschaltkreises mit dem zweiten Eingang des Koinzidenzgliedes, so daß das Koinzidenzglied das Steuersignal bei Koinzidenz eines Ausganges erzetigt, der den zweiten Betriebszustand des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises und Beendigung des Sperrsignals vom Zeit-Vervielfacherschaltkreis anzeigt.
2. Elektronische Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet j daß der Zeit-Vervielfacherschaltkreis eine Einrichtung aufweist, mittels der die variable Zeitdauer des Sperrsignals in ein vorgegebenes Vielfaches der Zeitdauer verwandelt wird, die sich vom Ende eines Impulses der Impulsgebereinrichtung bis zu dem Zeitpunkt erstreckt, zu

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dein der Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises von einem den ersten Zustand bezeichnenden Ausgang zu einem den zweiten Zustand bezeichnenden Ausgang wechselt, und daß kein Sperrsignal erzeugt wird, wenn die Dauer des von der Impulsgebereinrichtung erzeugten Impulses größer als die Dauer eines Ausgangssignals ist, das den ersten Zustand am Ausgang des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises bezeichnet.
3. Elektronische Zündanlage nach den Ansprüchen ί oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsgebereinrichtung einen monostabilen Multivibrator (ll) aufweist, dessen Ausgang mit den Eingängen des Impulse mit einem konstanten Tastverhältnis erzeugenden Schaltkreises und des Zeit-Vervielfacherschaltkreises verbunden ist.
4. Elektronische Zündanlage nach den Ansprüchen 1, 2 oder 3» gekennzeichnet durch einen Zeitintervall-Heßschaltkreis (28), der mit dem Ausgang der Impulsgebereinrichtung verbunden ist und dessen Ausgang (über 20) mit einem dritten Eingang des Koinzidenzgliedes (l8) verbunden ist, wobei der Zeitintervall-Meßschaltkreis normalerweise das Koinzidenzglied freigibt und ein Sperrsignal entsprechend einem vorgegebenen Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen von der Irapulsgebereinriehtung an seinem Ausgang erzeugt.

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_n , 1 β η 7 7

Elektronische Zündanlage nach einem der vorherigen Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Strombegrenzer (20) zur Begrenzung des einen vorgegebenen Wert in der Schaltungsanordnung übersteigenden Stromes, der ein Signal dem dritten Eingang des Koinzidenzgliedes zuführt, um eineÄnderung des Steuersignals zu bewirken.

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