DE2853617C2 - - Google Patents
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- DE2853617C2 DE2853617C2 DE2853617A DE2853617A DE2853617C2 DE 2853617 C2 DE2853617 C2 DE 2853617C2 DE 2853617 A DE2853617 A DE 2853617A DE 2853617 A DE2853617 A DE 2853617A DE 2853617 C2 DE2853617 C2 DE 2853617C2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
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- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B20/1407—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol
- G11B20/1419—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels code representation depending on a single bit, i.e. where a one is always represented by a first code symbol while a zero is always represented by a second code symbol to or from biphase level coding, i.e. to or from codes where a one is coded as a transition from a high to a low level during the middle of a bit cell and a zero is encoded as a transition from a low to a high level during the middle of a bit cell or vice versa, e.g. split phase code, Manchester code conversion to or from biphase space or mark coding, i.e. to or from codes where there is a transition at the beginning of every bit cell and a one has no second transition and a zero has a second transition one half of a bit period later or vice versa, e.g. double frequency code, FM code
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Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Detektion von
Informationen nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine solche Vorrichtung ist insbesondere bei der Abtastung
von auf einem magnetischen Aufzeichnungsträger aufgezeichneten
Informationen anwendbar.
Eine Vorrichtung dieser Art ist aus der DE-OS 22 24 149 bekannt.
Sie enthält einen Taktgeber, der durch die vom Magnetband
ausgelesenen Signale synchronisiert wird, sowie eine
Pegel-Umsetzschaltung, die das von dem Taktgeber abgegebene
Taktsignal einerseits und das Lesesignal andererseits empfängt,
um daraus ein Signal in Form einer Folge positiver
und negativer Signalpegel zu bilden. Dieses Signal wird durch
eine Integriervorrichtung integriert, der eine Null-Rücksetzschaltung
zugeordnet ist. Eine logische Entscheidungsschaltung
empfängt das integrierte Signal und bestimmt den Bitwert
der Information aus dem Vorzeichen des integrierten Signals.
Um Phasenverzerrungen zu begegnen, die zu Detektionsfehlern
führen könnten, ist eine Phasenfehler-Erkennungsschaltung
vorgesehen, die zwei Komparatoren aufweist, an deren
einen Eingang jeweils ein aus den integrierten Signalen
gewonnenes Signal und an deren anderen Eingang jeweils ein
Referenzsignal angelegt ist. Die Ausgangssignale der Komparatoren
sind an die Eingänge einer Phasenfehler-Anzeigeschaltung
angelegt, die ein einen Phasenfehler anzeigendes
Logiksignal abgibt, wenn die an sie angelegten Signale dasselbe
Vorzeichen aufweisen.
Das Lesen von einem Magnetband umfaßt folgende Phasen:
- a) eine Anlaufphase des Bandes mit einer festen Beschleunigung,
- b) eine Vorbeilaufphase mit einer Geschwindigkeit v₀, welche im wesentlichen konstant ist, und
- c) eine Abbremsphase mit einer festen Verzögerung bis zum vollständigen Anhalten des Bandes.
Bei bekannten Systemen werden die Informationen jeweils am
Ende der Beschleunigungsphase gelesen, wenn die Vorbeilaufphase
mit der Geschwindigkeit v₀ konstant ist.
Während des Lesens der Informationen können aber langsame
Änderungen der Bandgeschwindigkeit um die Geschwindigkeit v₀
herum auftreten. Diese Änderungen können im allgemeinen 25%
der Geschwindigkeit v₀ annehmen, manchmal sogar bis zu 50%.
Ihre Dauer liegt in der Größenordnung von Bruchteilen von
Millisekunden. Andererseits sei daran erinnert, daß auch
plötzliche Geschwindigkeitsänderungen des Bandes auftreten
können. Diese Geschwindigkeitsänderungen sind in ihrer Dauer
etwa 1000mal kleiner als die vorweg definierten langsamen
Geschwindigkeitsänderungen.
Das Lesesignal ist ein periodisches Signal DE der nominalen
mittleren Frequenz F₀ und der Periode T₀, die als
"Elementarsignalfolge" bezeichnet wird. Es ist ersichtlich,
daß die Frequenz F₀ proportional der Laufgeschwindigkeit des
Bandes ist. Je größer diese Geschwindigkeit ist, um so größer
ist die Zahl der durch den Magnetkopf während der Zeiteinheit
gelesenen Signale. Die Frequenz F₀ ist somit proportional zu
der Geschwindigkeit v₀. Jede Änderung der Bandgeschwindigkeit
erzeugt eine entsprechende Änderung der Frequenz. Wenn
t₀ dem Anfang einer "Biteinheit" entspricht, entspricht der
Punkt (t₀ + T₀/2) der "Mitte der Biteinheit" und der Zeitpunkt
(t₀ + T₀) dem Ende der Biteinheit. Jede Biteinheit enthält
eine Impulsanstiegs- oder Abfallflanke, einen Übergang
im Bereich der Mitte und eine Anstiegs- oder Abfallflanke am
Ende. In Verbindung mit der zu lesenden Information werden
allein die in der Mitte der Biteinheiten auftretenden Übergänge
betrachtet.
Als Signal DE wird die Verknüpfung einer ersten Menge von
geraden Biteinheiten CB₀, CB₂, CB₄, CB i , . . ., CB 2n mit einer
zweiten Menge von ungeraden Biteinheiten CB₁, CB₃, . . ., CB j , . . .,
CB 2n + 1 definiert, worin n eine ganze Zahl ist. Jede
dieser ungeraden Biteinheiten liegt zeitlich zwischen zwei
geraden Biteinheiten. Somit folgt die Biteinheit CB₁ zeitlich
unmittelbar der Biteinheit CB₀ und liegt vor der Einheit
CB₂ im Rahmen der Folge.
Das Signal DE wird der Informationsabtasteinrichtung des
Bandlesegeräts gesendet, um den Wert jedes der auf dem Magnetband
aufgezeichneten Informationsbits zu bestimmen. Bei
einer Vorrichtung, die Gegenstand der DE-OS 28 49 368 ist,
treten die folgenden drei Sequenzen auf:
Sequenz 1:
Erkennen derjenigen Signalflanken unter allen aufsteigenden und absteigenden Flanken des Signals DE, welche den Informationsbits entsprechen, d. h., diejenigen, welche in der Mitte eines Bitbereiches liegen.
Erkennen derjenigen Signalflanken unter allen aufsteigenden und absteigenden Flanken des Signals DE, welche den Informationsbits entsprechen, d. h., diejenigen, welche in der Mitte eines Bitbereiches liegen.
Sequenz 2:
Umformen jeder dieser innerhalb einer gegebenen Biteinheit auftretenden Flanken in ein Signal, dessen Amplitude während der Periode T₀ konstant bleibt, wobei eine Anstiegsflanke umgewandelt wird in ein Signal von konstanter und positiver Amplitude mit "hohem Pegel", während eine Abstiegsflanke in ein Signal mit konstanter und negativer Amplitude, mit "niedrigem Pegel" umgewandelt wird. Die Gesamtheit dieser Signale konstanter, positiver oder negativer Amplitude bezeichnet man als "Signal DEI ".
Umformen jeder dieser innerhalb einer gegebenen Biteinheit auftretenden Flanken in ein Signal, dessen Amplitude während der Periode T₀ konstant bleibt, wobei eine Anstiegsflanke umgewandelt wird in ein Signal von konstanter und positiver Amplitude mit "hohem Pegel", während eine Abstiegsflanke in ein Signal mit konstanter und negativer Amplitude, mit "niedrigem Pegel" umgewandelt wird. Die Gesamtheit dieser Signale konstanter, positiver oder negativer Amplitude bezeichnet man als "Signal DEI ".
Sequenz 3:
Während jeder Periode T₀ einer Biteinheit wird der "Wert" des entsprechenden Bits abhängig vom Signal DEI festgelegt, wobei ein hoher Pegel als Bit "1" und ein niedriger Pegel als Bit "0" angesehen wird.
Während jeder Periode T₀ einer Biteinheit wird der "Wert" des entsprechenden Bits abhängig vom Signal DEI festgelegt, wobei ein hoher Pegel als Bit "1" und ein niedriger Pegel als Bit "0" angesehen wird.
Die Störstellen des magnetischen Aufzeichnungsträgers und
der magnetischen Leseköpfe, ebenso wie die Geschwindigkeitsänderungen
des Bandes, verursachen Verzerrungen in dem durch
die Köpfe gelesenen Signal sowohl in der Amplitude als auch
in der Phase, d. h., daß diese in der Amplitude geschwächt
und einer Phasenverschiebung unterzogen werden. Diese Verzerrungen
werden noch durch die elektronischen Impulsformglieder
vergrößert. Diese Verzerrungen begrenzen die Dichte
der auf dem Band registrierten Informationen, d. h. die Zahl
der pro Längeneinheit des Magnetbandes aufzuzeichnenden Informationen.
Diese Verzerrungen in Phase und Amplitude des Signals DE
können beachtliche Werte annehmen.
Die in der DE-OS 28 49 368 angegebene Vorrichtung erlaubt
die Abtastung der Informationsbits mit hoher Präzision trotz
bedeutender Verzerrungen in Phase und Amplitude der Signale
DE und DEI. Sie enthält einen elektrischen Taktgeber, welcher
durch das DE-Signal synchronisiert wird und ein Taktsignal H
derselben Frequenz wie dieses abgibt. Weiter weisen diese
Einrichtungen eine Pegelumsetzeinrichtung auf, die abhängig
von den Signalen DE und H die vorbeschriebenen Sequenzen 1
und 2 realisiert und ein Signal DEI an eine Integrierstufe
weitergibt, welche vorzugsweise aus einer ersten und einer
zweiten Integrierschaltung besteht, die jedes ein kapazitives
Integrierelement enthält und eine Null-Rücksetzschaltung
aufweist. Die Integrierstufen empfangen gleichzeitig das Signal
H derart, daß die erste Integrierschaltung alle hohen
und niedrigen Signalpegel DEI während der Periode T₀ einer
jeden geradzahligen Biteinheit integriert und durch die Rückstellschaltung
während jeder Periode T₀ der ungeraden Biteinheiten
auf Null rückgesetzt wird, während die zweite
Integrierschaltung die hohen und niedrigen Signalpegel DEI
während der Periode T₀ jeder ungeraden Biteinheit integriert
und durch die Rückstellschaltung während der Periode T₀ der
geradzahligen Biteinheiten auf Null rückgesetzt wird.
Die Integrationseinrichtung gibt ein Signal DEINT an eine
logische Entscheidungsschaltung ab, die das Vorzeichen jedes
Signals am Ende jeder Periode T₀ einer Biteinheit bestimmt.
Wenn dieses Vorzeichen positiv ist, ist das entsprechende
Bit gleich Eins. Wenn das Vorzeichen negativ ist, soll das
Bit Null sein.
Die Integriervorrichtung nach der DE-OS 28 49 368 enthält
zwei Integrierschaltungen mit je einem kapazitiven Element,
welches mit einer Rückstellschaltung zum Zurückstellen auf
Null am Ende jeder Integrationsphase verbunden ist, sowie
eine Steuereinrichtung für jede Integrierschaltung, welche
das zu integrierende Signal DEI und das Taktsignal H empfängt
und die Richtung des Ladestromes zum kapazitiven Element sowie
die Zeit, während dieser fließt, derart steuert, daß das
Vorzeichen des integrierten Signals DEINT an den Klemmen des
kapazitiven Elementes identisch mit demjenigen des Signals
DEI ist und daß die Stromflußdauer gleich der Periode T₀ ist.
Weiter ist ein Stromgenerator vorgesehen, welcher an das kapazitive
Element einen der Frequenz F₀ des Signals DE proportionalen
Strom liefert.
Eine derartig aufgebaute Integriervorschaltung liefert ein
Signal DEINT, dessen Spannung V C bei langsamen Änderungen
der Frequenz F₀ und der Laufgeschwindigkeit des Magnetbandes
konstant bleibt, solange eine ausreichende Amplitude während
plötzlicher Frequenzänderungen verbleibt, um das Vorzeichen
des Signals DEINT mit ausreichender Präzision bestimmen zu
können.
Auch Null-Rückstellschaltungen sind in der vorgenannten
DE-OS 28 49 368 beschrieben. Eine solche Schaltung enthält
eine Brückenschaltung aus Dioden, vorzugsweise Schottky-Dioden.
Die Integrationsvorrichtung ist auf Null zurückgesetzt,
wenn die beiden Eckpunkte der zweitgenannten Diagonale der
Brücke auf demselben Potential liegen, da die Brücke aus
Schottky-Dioden dann freigegeben ist.
Aufgabe der Erfindung ist die Erzielung einer weiteren Steigerung
der Detektionsgenauigkeit bei einer Vorrichtung der
oben beschriebenen Art.
Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen
Vorrichtung erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden
Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist in dem Unteranspruch
angegeben.
Einzelheiten einer Ausführungsform der Erfindung werden im
folgenden anhand der Zeichnung erläutert.
In dieser Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Schema einer Detektionsvorrichtung gemäß der DE-OS 28 49 368,
Fig. 2 ein Zeitdiagramm der verschiedenen Signale, wie sie
in einer solchen Detektionsvorrichtung auftreten,
Fig. 3 die Eingangs- und Ausgangssignale einer Integriervorrichtung,
wenn die Eingangssignale eine Phasenverzerrung
aufweisen,
Fig. 4 ein Prinzipschema in Form eines Blockdiagramms einer
bevorzugten Ausführungsform der Detektionsvorrichtung
gemäß der Erfindung,
Fig. 5 ein detailliertes Schaltkreisschema einer Null-Rücksetzschaltung
der Integriervorrichtung, wie sie in einer Detektionsvorrichtung
gemäß der Erfindung verwendet wird,
Fig. 6 die Arbeitsweise der Rücksetzschaltung nach Fig. 5
und
Fig. 7 ein ausführliches Schema einer logischen Entscheidungsschaltung
der Detektionsvorrichtung gemäß der Erfindung.
Zum besseren Verständnis der grundsätzlichen Funktionsweise
und des Aufbaus einer Detektionsvorrichtung nach der
Erfindung erscheint es zweckmäßig, anhand der Fig. 1, 2 und 3 den
Stand der Technik nach
der DE-OS 28 49 358 zu betrachten.
Die wesentlichen Einzelelemente einer solchen Einrichtung sind
in Fig. 1 dargestellt. Es sind dies:
- - ein in der Frequenz einstellbarer Oszillator VFO,
- - ein Pegel-Umsetzkreis TRANSNIV für die Eingangssignale DE, bestehend aus Impulsformergliedern, welche aus den über die Magnetköpfe des Bandgerätes gelesenen Signale Impulse formen und das Signal DEI abgeben,
- - die Einrichtung DISENTEG zur Integration des Signals DEI, welches ein Signal DEINT bildet,
- - die Entscheidungsschaltung DECID, welche das Vorzeichen des integrierten Signals DEINT und daraus den Wert des Informationsbits bestimmt.
Der in seiner Frequenz variable Oszillator VFO erhält an seinem
Eingang das Eingangssignal DE (siehe Fig. 2), welches von den
Impulsformergliedern aus den über die magnetischen Schreib-/Leseköpfe
des (in der Fig. 1 nicht dargestellten) Magnetbandgerätes
abgetasteten Signalen erzeugt wird. Das Signal DE,
welches eine Folge von logischen Impulsen enthält, ist im
Binärcode "PE" kodiert, welcher üblicherweise in Magnetspeichern
verwendet wird. Das Signal DE enthält eine Folge von Einzelschritten
(Binäreinheiten) CB₁, CB₂, CB₃, CB i , CB i + 1, CB n der
Periode T₀, wobei der Einzelschritt CB₁ von t₀ bis t₁, der Schritt
CB₂ von t₁ bis t₂, der Schritt CB i von t i - 1 bis t i und so weiter
dauert. Jeder Einzelschritt CB i enthält eine Binärinformation
(Informationsbit), und zwar innerhalb des Impulsverlaufes in seiner
Mitte, also beispielsweise zum Zeitpunkt (t₀ + t₁)/2 innerhalb
der Einheit CB₁, zum Zeitpunkt (t₁ + t₂)/2 für die Einheit CB₂,
zum Zeitpunkt (t i - 1 + t i )/2 für die Einheit CB i und so weiter.
Wenn an diesen Stellen der Strom nach unten wechselt, soll das
entsprechende Bit eine logische Null wiedergeben. Wenn der Strom
ansteigt, ist das entsprechende Bit gleich einer logischen Eins.
Aus der Fig. 2 ergibt sich, daß die Einzelschritte CB₁, CB₂,
CB₄, CB i + 1 Bits mit dem Wert Null wiedergeben. Innerhalb der
Einzelschritte CB₃, CB i , CB i + 1 ist der Bitwert gleich Eins.
Der in der Frequenz variable Oszillator VFO enthält in an sich
bekannter Weise einen Phasenkomparator c ϕ, einen spannungsgesteuerten
Oszillator VCO, welcher ungesteuert ein Taktsignal H
abgibt, dessen Frequenz F H im wesentlichen gleich mit 1/T₀
ist. Zu anderen Zeiten entspricht die Frequenz des Signals H
der Nominalfrequenz F₀ des Eingangssignals DE, d. h., jede Periode
des Signals H entspricht der Periode T₀ einer Biteinheit.
Die Arbeitsweise des Oszillators VFO ist wie folgt:
Der Phasenkomparator erhält auf seinen beiden Eingängen die
Signale H und DE, vergleicht die Frequenzen und gibt ein
Spannungssignal e = KF₀ ab, das proportional zu der Frequenz F₀ ist und
dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO zugeführt
wird. Dieser liefert das Signal H, dessen Frequenz proportional
zur Spannung e ist. Es ist klar, daß, wenn die Frequenz F H des
Signals H größer ist als die Nominalfrequenz F₀ des Signals DE,
die Spannung e reduziert wird, damit die Frequenz F H des Signals
H in einem derartigen Sinn verändert wird, daß man schließlich
bekommt: F₀ ≃ F N . Unter der Bezeichnung F₀ wird im folgenden
die Frequenz des Eingangssignals DE ebenso wie die Frequenz des
Taktsignals H verstanden.
Der Pegelumsetzkreis TRANSNIV, welcher die beiden Multiplikatoren
M₁ und M₂ enthält, transformiert das Eingangssignal DE
in ein Signal DEI, welches zur Integration durch die Integriereinrichtung
DISINTEG bestimmt ist. Wie aus der Fig. 2 ersichtlich,
ist der Pegel des Signals DEI während der gesamten
Dauer T₀ einer Biteinheit konstant (mit Ausnahme, wenn das
Signal DE eine Phasenverzerrung während der Periode T₀ einer
Biteinheit enthält, wie schon im einzelnen oben ausgeführt
wurde). Der Pegel ist entweder positiv oder negativ, wobei ein
negativer Pegel einem Bit mit dem Wert Null und ein positiver
Pegel einem Bit mit dem Wert Eins entspricht.
Mit anderen Worten heißt dies, daß der Schaltkreis TRANSNIV
für jeden Einheitsschritt aus dem Signal DE, wo der Wert des
Bits durch eine ansteigende oder abfallende Impulsflanke
innerhalb des Signals dargestellt ist, ein Signal DEI formt;
bei welchem der Wert des Bits durch das Vorzeichen dieses
Signals dargestellt ist. Es ist verständlich, daß es leichter
ist, den Wert eines Bits von einem Signal DEI als von einem
Signal DE abzutasten.
Die Arbeitsweise des Schaltkreises TRANSNIV ist wie folgt:
Der Multiplikator M₁ empfängt das Signal DE und wandelt dieses
um in ein Signal M k mit einer maximalen oder minimalen Amplitude
gleich dem Wert A / und -A / , wobei A eine willkürlich
gewählte Konstante ist.
Der Multiplikator M₂ erhält einerseits das Signal M K und andererseits
das Signal ϕ (t), das proportional zu dem Signal H ist, mit einer
maximalen und minimalen Amplitude jeweils gleich ( + 1 / )
bzw. ( - 1 / ). Am Ausgang des Multiplikators M₂ erhält man das
Signal DEI = M k × ϕ (t).
Die Integriereinrichtung DISINTEG integriert das Signal DEI
während jeder Periode T₀ der Biteinheit CB i und gibt das
Signal DEINT ab. Das beträgt
Die logische Entscheidungseinrichtung DECID erhält das Signal
DEINT und bestimmt das Vorzeichen am Ende jeder Integrationsperiode
T U einer Biteinheit CB i nahe zum Zeitpunkt t i . Sie
liefert das logische Signal SB, das den Wert des Informationsbit
entsprechend dieser Einheit angibt, während jeder von
diesen Perioden etwa zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁, t₁ und
t₂, t₂ und t₃, und so weiter.
Wenn das Vorzeichen des Signals DEINT positiv ist, ist das
logische Signal SB gleich Eins. Wenn das Vorzeichen des Signals
DEINT negativ ist, ist das logische Signal SB gleich Null.
Es sei vermerkt, daß das Vorzeichen des Signals DEINT jeweils
am Ende einer Integrationsperiode der Biteinheit CB i bestimmt
wird, so daß das Signal SB jeweils den Wert desjenigen Bits
enthält, welches während der Periode der folgenden Biteinheiten
CB i + 1+ zwischen den Zeitpunkten t i und t i + 1 (siehe Fig. 2)
auftritt.
In der Fig. 3 ist in einer vergrößerten Darstellung die Biteinheit
CB i + 1 aus Fig. 2 wiedergegeben. Es wird angenommen,
daß die Einheit CB i + 1 zwei Verzerrungen oder Phasenfehler der
Dauer Δ t₁ und Δ t₂ enthält. Die Signale DE, m e , ϕ (t), DEI und
DEINT sind in diesem Fall gestrichelt dargestellt (die ideale
Biteinheit CB i + 1 enthält keine Phasenverzerrungen und ist mit
ausgezogener Linie wiedergegeben wie die anderen Einheiten
CB₁, CB₂, CB₃, CB₄, CB i , CB i + 1 und so weiter). Man sieht, daß
zwischen den Zeitpunkten t i und t i + Δ t₁ sowie t i ′ und
t i ′ + Δ t₂ die Amplitude des Signals DEI abrupt von A / T₀ nach
-A / T₀ wechselt. Daraus ergibt sich, daß zwischen diesen Zeitpunkten
das integrierte Signal DEINT einen negativen Abfall
aufweist. Daraus ergibt sich, daß am Ende der Integrationsperiode
T₀ (Zeitpunkt t i + 1) die Amplitude des Signals DEINT
gleich A′ ist, also unterhalb derjenigen Amplitude A liegt,
die erzeugt würde, wenn das Signal DEINT der Biteinheit CB i + 1
des Signals DE ohne Anwesenheit eines Phasenfehlers aufgebaut
würde. Bei herkömmlichen Einrichtungen wird, wenn die Amplitude
A′ für die logische Entscheidungsvorrichtung
DECID ausreichend ist, das Vorzeichen des Signals DEINT bestimmt und daraus der
Wert des Informationsbits der Einheit CB i + 1 bestimmt.
Es ist zu ersehen, daß alle Phasenfehler des Signales DE, das
heißt, Fehler aufgrund einer plötzlichen Änderung der Frequenz
dieses Signals durch den Integrierkreis in eine Amplitudeänderung
des Signals DEINT umgesetzt werden. Da das Signal
DEINT sich linear als Funktion der Zeit ändert, kann man
den Gesamtfehler (Δ t₁ + Δ t₂) und folglich die Änderung der
Frequenz des Signals DE aus der Änderung der Amplitude
(A-A′) ermitteln.
Die erfindungsgemäße Detektionsvorrichtung enthält bei
der in Fig. 4
bevorzugten Ausführungsform:
- - einen Stromgenerator GCP, der einen positiven Strom liefert, der proportional zu der Frequenz F₀ ist,
- - die beiden Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂, die vorzugsweise identisch sind und vorzugsweise kapazitive Integrationselemente C₁ und C₂ aufweisen, welche gleich bemessen sind,
- - eine Schalteinrichtung AIG, die aus zwei gleichen Schaltergruppen COM₁ und COM₂ besteht und die beiden Integrationsschaltungen INTEG₁ und INTEG₂ steuert. Die Umschalteinrichtung AIG ist bevorzugt ein Multiplexer, welcher aus zwei Unterbrechern (I₁₁ und I₂₁) und (I₁₂ und I₂₂) besteht, welche die beiden Schaltergruppen COM₁ und COM₂ bilden,
- - eine Null-Rücksetzschaltung DISRAZ, die aus zwei vorzugsweise gleichen Rückstelleinrichtungen CIRCRAZ₁ und CIRCRAZ₂ aufgebaut ist zum Zurücksetzen der Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂ auf Null.
Die Integriervorrichtung ist ausführlicher in der vorerwähnten
DE-OS 28 49 368 beschrieben.
Der Stromgenerator GCP, welcher vom Komparator c ϕ über den
Verstärker AMP eine Steuerspannung ε empfängt, die proportional zu der Frequenz
F₀ des Signals DE ist, gibt einen Strom i e = K₁F₀ ab, der proportional
zu der Frequenz F₀ des Eingangssignals DE ist. Dieser
Strom wird von der Schalteinrichtung AIG empfangen, welche
andererseits das zu integrierende Signal DEI sowie das Taktsignal
H und ein Signal H/2, welches durch Frequenzteilung des
Signals H über den Frequenzteiler DIV gewonnen wird, erhält.
Die Schalteinrichtung AIG liefert diesen Strom zu dem kapazitiven
Integrationselement C₁ der Integrierschaltung INTEG₁ über die
Schaltergruppe COM₁, während der ungeradzahligen Biteinheiten
CB₁, CB₃, CB₅ und CB 2n+1 und zum kapazitiven Integrationselement
der Integrierschaltung INTEG₂ über die Schaltergruppe COM₂
für die Biteinheiten gerader Ordnung CB₀, CB₂, CB₄, CB₆, CB 2n . . .
derart, daß die jeweiligen Ladeströme i c und i c ′ der Kondensatoren
C₁ und C₂ in ihrem Absolutwert praktisch gleich sind
und i e betragen. Das von der Integrierschaltung INTEG₁ abgegebene und
an den Klemmen der Kapazität C₁ anstehende Signal ist dann
DEINT₁ (siehe Fig. 2); das durch die Integrierschaltung INTEG₂ ausgegebene
und an den Klemmen der Kapazität C₂ auftretende
Signal ist DEINT₂. Das durch die Integrationsvorrichtung DISINTEG
abgegebene Signal DEINT ist deshalb gleich dem Signal DEINT₁
während der Perioden der ungeraden Biteinheiten und gleich dem
Signal DEINT₂ während der Perioden der geraden Biteinheiten.
Das Zurückstellen der Integrierschaltung INTEG₂ durch die
Rücksetzschaltung CIRCRAZ₂ auf Null ist während der
Integrieroperation der Integrierschaltung INTEG₂ (ungerade Biteinheiten)
wirksam, also zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₁′, t₃ und t₃′
usw. Ebenso erfolgt die Rückstellung der Integrierschaltung
INTEG₁ über die Rücksetzschaltung CIRCRAZ₁ auf Null, während der Integrier
operation der Integrierschaltung INTEG₂ (gerade Biteinheiten),
also zu den Zeitpunkten von t₂ und t₂′, t₄ und t₄′. Aus Fig. 2 ist
klar zu ersehen, daß die Dauer der Rückstellung auf Null
(t₁′ - t₁), (t₂′ - t₂), (t₃′ - t₃) innerhalb von T₀ liegt. Jeder
der Integrierschaltungen ist deshalb auf Null zurückgestellt, bevor
ein neuer Integrationsvorgang beginnt.
In der vorgenannten DE-OS 28 49 368
wird gezeigt, daß
- a) das Signal H /2 die Integrationsmittel der Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂ und ihre Rückstellung auf Null über die Rücksetzschaltungen CIRCRAZ₁ und CIRCRAZ₂ steuert,
- b) das Signal H die Endpunkte und die Dauer der Integration des Signals DEI durch die Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂ bestimmt und
- c) das Signal DEI das Vorzeichen der integrierten Signale DEINT₁ und DEINT₂ durch die Steuerung der Öffnung und des Schließens der Schalter I₁₁-I₂₁ der Schaltergruppe COM₁ einerseits sowie der Schalter I₁₂ und I₂₂ der Schaltergruppe COM₂ andererseits steuert. Während des Zurücksetzens der Integrierschaltung INTEG₁ sind die Schalter der zugehörigen Schaltergruppe COM₁ geöffnet. Dasselbe gilt für die Rücksetzschaltung der Integrierschaltung INTEG₂.
Auf diese Weise ist, wenn die Integrierschaltung INTEG₁ in der Phase
des Integrierens ist und wenn DEI positiv ist, der Schalter I₁₁
geschlossen und der Schalter I₂₁ geöffnet (zwischen den Zeitpunkten
t₂ und t₃ z. B.). Das integrierte Signal DEINT ist positiv.
Der Ladestrom
des Kondensators C₁ ist ebenfalls positiv und wird mit
i c + bezeichnet.
Wenn DEI negativ ist, ist der Schalter I₁₁ geöffnet und der
Schalter I₂₁ geschlossen. Das Signal DEINT₁ ist somit negativ.
Der Ladestrom
ist ebenfalls negativ und wird mit i c - bezeichnet. Die
gleiche Beschreibung gilt für die Integrierschaltung INTEG₂. Man
hat dann:
i c = i c +, wenn DEI positiv ist,
i c = i c -, wenn DEI negativ ist.
i c = i c -, wenn DEI negativ ist.
Die folgende Tabelle zeigt übersichtlich die Arbeitsweise der
Schalteinrichtung AIG mit ihren 4 Schaltern I₁₁, I₂₁, I₁₂
und I₂₂ und den Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂, wobei mit
Eins jeweils das Schließen eines Schalters und mit Null das
Öffnen bezeichnet ist. Es sei daran erinnert, daß das Verhältnis
für ein positives Integrationsergebnis gleich Eins und
für ein negatives Integrationsergebnis gleich minus Eins ist.
Die Ladeströme i c in jedem der Kondensatoren C₁ und C₂ sind:
i c = K₁ · F₀,
i c ′ = K₁ · F₀.
i c ′ = K₁ · F₀.
Die Spannung V c des Signals DEINT an den Klemmen des Kondensators
C₁ und C₂ ist am Ende jeder Periode T₀ der Integration:
Bei langsamen Änderungen der Frequenz F₀ und entsprechend
langsamen Änderungen der Laufgeschwindigkeit des Magnetbandes
bleibt die aufgebaute Spannung des
Signals an den Ausgangsklemmen der Integrierschaltungen INTEG₁ und
INTEG₂ konstant (nicht jedoch bei plötzlichen Frequenzänderungen,
wie weiter oben unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 ausgeführt wurde.
Die Integriervorrichtung gewährleistet dennoch
eine hohe Präzision bei der Informationsdetektion.
Die Integrierschaltungen INTEG₁ und INTEG₂ umfassen jeweils einen
negativen Stromgenerator GCN₁ und GCN₂, der mit den Kondensatoren
C₁ bzw. C₂ verbunden ist. Aufbau und Arbeitsweise
dieser Stromgeneratoren sind im Detail in der vorgenannten
DE-OS 28 49 368 beschrieben.
Die in Fig. 5 dargestellte Rücksetzschaltung DISRAZ enthält
- - eine erste Diodenbrücke P₁, welche die Schaltung CIRCRAZ₁ der Integrierschaltung INTEG₁ bildet,
- - eine zweite Diodenbrücke P₂, welche vorzugsweise identisch zur Brücke P₁ ist und welche die Rücksetzschaltung CIRCRAZ₂ der Integrierschaltung INTEG₂ bildet,
- - eine Diode DIOD₁,
- - eine Diode DIOD₂ und
- - die Transistorschalter Q₁ und Q₂, welche einen Steuerkreis für die Diodenbrücken P₁ und P₂ bilden.
Die erste Brückenschaltung P₁ enthält in dem dargestellten
Ausführungsbeispiel 4 "Schottky-Dioden" P₁₁, P₁₂, P₁₃ und P₁₄.
Der Verbindungspunkt
P₁S₂ der Brücke P₁ ist mit der Klemme B₁₁ des kapazitiven
Elementes C₁ verbunden. Der Verbindungspunkt P₁S₁ ist über einen
Widerstand R₆₁ mit der Diode DIOD₁ und über dem Schalter Q₁
mit einer positiven Spannungsquelle V P von beispielsweise
5 Volt verbunden. Der Verbindungspunkt P₁S₄ ist mit einer
negativen Spannungsquelle V R von z. B. Minus 5 Volt verbunden.
Die Klemme P₁S₃ ist mit der Diode DIOD₂ über einen Widerstand
R₅₁ mit einer positiven Spannungsquelle V P = +5Volt über
den Schalter Q₂ verbunden. Ebenso enthält die Brücke P₂ die
Schottky-Dioden P₂₁ bis P₂₄. Die Verbindung P₂S₂ ist verbunden
mit der Klemme des kapazitiven Elementes C₂, der Verbindungspunkt
P₂S₄ mit der Spannungsquelle V r = 5 Volt.
Die Klemme P₂S₃ ist verbunden mit der Diode DIOD₁ über den
Widerstand R₆₂ und mit der Spannungsquelle V P über den Schalter Q₁.
Die Kathoden der Dioden DIOD₁ und DIOD₂ sind mit einer negativen
Spannungsquelle V n = -9 Volt verbunden.
Die Widerstände R₅₁ und R₅₂ sind vorzugsweise identisch, ebenso
die Widerstände R₆₁ und R₆₂. In dem Ausführungsbeispiel der
Integriervorrichtung sieht man, daß das
Zurückkehren zum Ausgangszustand des Kondensators C₁ durch
Entladen des Kondensators erreicht wird, bis die Spannung V B 11
gleich V R = -5 Volt wird, wobei die andere Klemme an einer
Spannung REF liegt, welche gleich +5 Volt ist.
Wenn der Kondensator C₁ positiv geladen ist (positive Integration),
erfährt V B 11 eine Änderung von V B 11 gleich +2 Volt und
wird deshalb gleich -5 + 2 = -3 Volt. Für eine negative
Integration ändert sich V B 11 um -2 Volt, und man hat
dann V B 11 = -5 -2 = -7 Volt.
In der DE-OS 28 49 368 wird dann
gezeigt, daß nach einer positiven Integration (z. B. durch die
Rücksetzschaltung CIRCRAZ₁, die Schlußfolgerung ist identisch für die
Schaltung CIRCRAZ₂), wie aus Fig. 6A ersichtlich, die Dioden
P₁₁ und P₁₃ geöffnet sind, während die Diode P₁₂ und P₁₄ gesperrt
bleiben. Der Kondensator C₁ entlädt sich über die Diode P₁₃
und den Widerstand P₅₁, bis die Potentiale der Punkte P₁S₂ und
P₁S₄ gleich sind. Die Kapazität C₁ ist dann vollständig entladen,
und daher ist die Integrierschaltung INTEG₁ auf Null zurückgestellt.
Nach einer negativen Integration (Fig. 6C) sind die Dioden P₁₁
und P₁₃ gesperrt, während die Dioden P₁₂ und P₁₄ geöffnet sind.
Der Kondensator C₁ entlädt sich über die Diode P₁₂ und den
Widerstand R₆₁, bis die Potentiale der Punkte P₁S₂ und P₁S₄ identisch
sind; die Integrierschaltung INTEG₁ ist damit auf Null zurückgestellt.
Die Zeitkonstante der Rücksetzschaltung für den Kondensator C₁, sei
es im Fall einer positiven Integration (Kondensator C₁ - Diode P₁₃ -
Widerstand R₅₁), sei es im Fall einer negativen Integration
(Kondensator C₁ - Diode P₁₂ - Widerstand R₆₁) ist derart ausgelegt, daß
(t₁ - t₁) = (t₂ - t₂) = (t₃ - t₃) < T₀ gilt.
Die logische
Entscheidungsschaltung DECID ermöglicht neben
der Bestimmung des Wertes der Informationsbits die Feststellung
des Einflusses des Phasenfehlers für jede der Biteinheiten CB i ,
indem ein Vergleich der Amplitude A des Signales DEINT
zum Zeitpunkt t i (siehe Fig. 3) mit einer frei wählbaren Vergleichsspannung
V E erfolgt, die gleich einem vorgegebenen Teil der Maximalamplitude
A ist, beispielsweise 0,25 A, 0,30 A, 0,35 A oder 0,40 A.
Wie aus Fig. 7 zu ersehen, besteht die Entscheidungsschaltung
DECID aus:
- - einem stabilisierten Stromgenerator STAB,
- - einem Differentialverstärker AMPDIF,
- - einem Entscheidungselement ELDEC,
- - einem Phasenfehleranzeigeelement INDER,
- - einer Vergleichsspannungsquelle SR für die Vergleichsspannung V ε und
- - Komparatoren COMP₁, COMP₂ und COMP₃.
Der Differentialverstärker AMPDIF enthält die vorzugsweise
identischen Transistoren T₁ und T₂, deren Emitter über die
Widerstände r₁ und r₂ mit dem stabilisierten Stromgenerator
STAB miteinander verbunden sind. Die Kollektoren dieser Transistoren
sind mit einer nicht dargestellten Spannungsquelle SC zur Abgabe
einer konstanten Spannung V₁ = +5 Volt in dem beschriebenen
Ausführungsbeispiel über einerseits R₃ und den Widerstand R₁
für den Transistor T₁ und andererseits über den Widerstand R₄
und den Widerstand R₁ für den Transistor T₂ verbunden.
Vorzugsweise ist r₁ = r₂ und R₃ = R₄.
Die Quelle SR für die konstante Vergleichsspannung V ε wird aus
der Quelle SC und dem Widerstand R₂ gebildet.
Die Arbeitsweise der Entscheidungsschaltung DECID ist
wie folgt:
- - Der Generator STAB liefert einen stabilisierten Strom I, welcher den Emittern der Transistoren T₁ und T₂ über die Widerstände r₁ und r₂ zugeführt wird. Die Transistoren T₁ und T₂ empfangen jeweils an ihren Basen die Signale DEINT₁ und DEINT₂.
Am Ausgang S₁ des Transistors T₁ (an seinem Kollektor) erhält
man das Signal v = (DEINT₁ = DEINT₂).
Am Ausgang S₂ des Transistors T₂ (an seinem Kollektor) erhält
man das Signal -v = (DEINT₁ - DEINT₂).
Das Signal v wird am positiven Eingang E 1p des Komparators COMP₁
und am negativen Eingang E 2n des Komparators empfangen. Das
Signal -v liegt am negativen Eingang E 1n des Komparators COMP₁
und am negativen Eingang E 3n des Komparators COMP₃. Vergleichssignal
V ε = (v₁ - R₂I), welches von der Spannungsquelle
SR geliefert wird, wird von dem positiven Eingang E 2p und E 3p
der Komparatoren COMP₂ und COMP₃ aufgenommen.
Die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen E 1p und E 1n des
Komparators COMP₁ ist gleich v- (-v) = +2 V.
Bei Betrachtung der Fig. 2 sieht man, daß am Ende jeder
Integrationsperiode T₀ einer Biteinheit CB i , d. h., zu den Zeitpunkten
t₁, t₂, t₃ . . ., t i , . . ., t n das Vorzeichen des Signals
v dasselbe ist wie dasjenige des Signals DEINT.
Der Komparator COMP₁ liefert deshalb ein Signal Δ 1, welches
konstant ist und welches dasselbe Vorzeichen zu den vorgenannten
Zeitpunkten t₁, t₂, t₃, t i hat wie das Signal DEINT. Dieses
Signal wird an dem logischen Entscheidungselement ELDEC empfangen,
das das Signal SB ausgibt.
Die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen E 2p und E 2n des
Komparators COMP₂ ist gleich (v ε - v), während die Spannungsdifferenz
zwischen den Eingängen E 3p und E 3n des Komparators
COMP₃ gleich (v ε + v) ist. Die Ausgangssignale Δ 1 und Δ 3
jedes der Komparatoren COMP₂ und COMP₃ sind konstant und
jeweils von demselben Vorzeichen wie (v ε - v) und (v ε + v). Für
die Arbeitsweise der Komparatoren COMP₂ und COMP₃ sind zwei
Fälle zu betrachten:
- A) Wenn v positiv ist (nach einer positiven Integration),
- 1. Ist v ε - v < 0, was bedeutet, daß v unterhalb von V ε liegt. Dies bedeutet, daß der Phasenfehler sehr bedeutend ist. In diesem Fall wird ein Fehler festgestellt.
- 2. v ε - v < 0 bedeutet, daß v oberhalb von V ε liegt. Dies
betrachtet man nicht als einen Fehler.
In den Fällen 1 und 2 hat man v ε + v < 0. Bei einem wesentlichen Phasenfehler sind die beiden Signale s₂ und s₃ an den Eingängen des Fehleranzeigeelements INDER, das beispielsweise eine UND-Schaltung sein kann, <0. Das Ausgangssignal ERROR wird durch diese Vorschaltung als eine logische Eins empfangen.
Tritt kein Phasenfehler auf, sind die beiden Signale s₂ und s₃ an dem Eingang der Torschaltung im Vorzeichen entgegengesetzt. Das Ausgangssignal ERROR ist dann eine logische Null.
- B) Wenn v negativ ist (nach einer negativen Integration) hat man:
- 1. v ε + v < 0, dann ist | v | < v ε, ein Phasenfehler liegt vor,
- 2. v e + v < 0, kein Phasenfehler.
In den beiden Fällen 1 und 2 ist v ε - v < 0.
Man sieht, daß dies wieder auf den zuvor betrachteten Fall hinausläuft.
Im Phasenfehlerfall sind s₂ und s₃ positiv, so daß
das Signal ERROR einer logischen Eins entspricht. Im
"Nichtfehlerfall" sind s₂ und s₃ von entgegengesetzter Polarität,
und das Signal ERROR entspricht einer logischen Null.
Claims (3)
1. Vorrichtung zur Detektion von Informationen, die als
Folge von elektrischen Signalen DE der nominalen mittleren
Frequenz F₀ vorliegen, mit
- - einem Taktgeber, der durch die elektrischen Signale DE synchronisiert wird und ein Taktsignal H derselben Frequenz F₀ abgibt;
- - einer Pegelumsetzschaltung, die das Taktsignal H und die elektrischen Signale DE empfängt und ein Signal DEI abgibt, das aus einer Folge positiver und negativer Pegel besteht;
- - einer zwei Integrierschaltungen aufweisenden Integriervorrichtung, welche das von der Pegel-Umsetzschaltung abgegebene Signal DEI empfängt und ein integriertes Signal DEINT abgibt;
- - einer Null-Rücksetzschaltung zur Null-Rücksetzung der Integrierschaltungen;
- - einer Entscheidungsschaltung, welche das integrierte Signal DEINT empfängt und den Bitwert der Information aus dem Vorzeichen dieses integrierten Signals DEINT bestimmt; und
- - einer Phasenfehler-Erkennungsschaltung mit zwei Komparatoren, an deren einen Eingang jeweils ein aus den integrierten Signalen an den Ausgängen der beiden Integrierschaltungen gewonnenes Signal und an deren anderen Eingang jeweils ein Referenzsignal v ε angelegt ist und wobei die Ausgangssignale der Komparatoren an die Eingänge einer Phasenfehler-Anzeigeschaltung angelegt sind, die ein einen Phasenfehler anzeigendes Logiksignal abgibt, wenn die an sie angelegten Signale dasselbe Vorzeichen aufweisen;
dadurch gekennzeichnet, daß
- a) die Integriervorrichtung einen Stromgenerator (GCP) aufweist, der einen zu der Frequenz F₀ proportionalen Ladestrom für die kapazitiven Elemente (C₁, C₂) der zwei Integrierschaltungen (INTEG₁, INTEG₂) liefert;
- b) eine durch das Signal DEI gesteuerte Schalteinrichtung (AIG) zwischen dem Ausgang des Stromgenerators(GCP) und den Eingängen der Integrierschaltungen (INTEG₁, INTEG₂) angeordnet ist und diese Schalteinrichtung (AIG) jeweils die Richtung und die Dauer der Aufladung der kapazitiven Elemente (C₁, C₂) entsprechend den Pegelwerten des Signals DEI steuert; und
- c) das an den ersten Komparator (COMP₂) angelegte Signal (+v) die Differenz der Ausgangssignale (DEINT₁-DEINT₂) der Integrierschaltungen ist und das an den zweiten Komparator (COMP₃) angelegte Signal (-v) die negative Differenz dieser Ausgangssignale ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Entscheidungsschaltung einen weiteren Komparator (COMP₁)
aufweist, an dessen Eingänge die an die Komparatoren (COMP₂,
COMP₃) der Phasenfehler-Erkennungsschaltung angelegten Signale
(+v, -v) angelegt sind und dessen Ausgang ein Signal
abgibt, dessen Vorzeichen den Bitwert der Information
angibt.
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