DE2849368C2 - - Google Patents
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- DE2849368C2 DE2849368C2 DE2849368A DE2849368A DE2849368C2 DE 2849368 C2 DE2849368 C2 DE 2849368C2 DE 2849368 A DE2849368 A DE 2849368A DE 2849368 A DE2849368 A DE 2849368A DE 2849368 C2 DE2849368 C2 DE 2849368C2
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- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zum Integrieren
einer Folge von elektrischen Signalen nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Anordnung
eignet sich besonders für die Anwendung bei elektronischen
Schaltungen zum Lesen von Informationen, die auf
magnetischen Aufzeichnungsträgern, beispielsweise auf
Magnetbändern, gespeichert sind.
Der Einfachheit halber wird die Erfindung bei ihrer Anwendung
in einer Anordnung beschrieben, mit deren Hilfe Informationen,
die auf Magnetbändern eines Magnetbandgeräts gespeichert
sind, gelesen werden können, doch gilt die Beschreibung
natürlich auch für alle anderen Anordnungen zum Lesen
von Informationen, die ihr in Form elektrischer Signale
zugeführt werden.
In den derzeit eingesetzten Informationsverarbeitungssystemen
werden Magnetbandgeräte häufig wegen ihrer
großen Speicherkapazität und wegen der relativ kurzen
Zeitdauer angewendet, die die Schreib-Lese-Magnetköpfe
für den Zugriff auf eine an einem beliebigen Punkt der
magnetischen Aufzeichnungsbänder enthaltenen Information
im Anschluß an den Zeitpunkt benötigen, an dem diese
Magnetköpfe vom Informationsverarbeitungssystem den
Befehl zum Zugriff auf diese Information empfangen.
Bekanntlich enthalten die Magnetbänder die Informationen
in codierter Form in parallelen Aufzeichnungsspuren,
deren Breite einige Zehntel Millimeter nicht übersteigt.
Die am häufigsten verwendeten Codierungsformen sind
binäre Codierungen. Üblicherweise sind neun Spuren
vorhanden.
In der Praxis enthalten die Magnetbandgeräte nur ein
auswechselbares Magnetband, das durch ein anderes
ersetzt wird, nachdem die dieses Magnetband betreffenden
Lese- und/oder Schreibvorgänge beendet sind.
Jeder Lesespur eines Bandes ist ein Lese-Schreib-Kopf
zugeordnet, der in einem sehr kleinen Abstand, praktisch
im Abstand Null von diesem Band, angebracht ist. Das
Band läuft in nichtkontinuierlicher Weise vor der Gruppe
der Magnetköpfe vorbei, die jedem der Aufzeichnungsspuren
zugeordnet sind. Diese Vorbeibewegung stellt sich zeitlich
gesehen als eine Folge von Elementarabläufen dar, die
jeweils folgende Bewegungsphasen enthalten:
- a) eine Anlaufphase, in der das Band mit starker Beschleunigung auf die Bandgeschwindigkeit gebracht wird;
- b) eine Laufphase, in der sich das Band mit der im wesentlichen konstanten Geschwindigkeit V₀ bewegt;
- c) eine Bremsphase, in der das Band bis zum vollständigen Stillstand stark verzögert wird.
In der Praxis werden die Informationen während jedes
Elementarablaufs am Ende der Anlaufphase im Verlauf
der Laufphase mit der konstanten Geschwindigkeit V₀
gelesen.
Als langsame Bandgeschwindigkeitsschwankungen werden
die Schwankungen um die Geschwindigkeit V₀ bezeichnet,
die während des Lesens der Informationen stattfinden.
Diese Schwankungen können gewöhnlich ± 25% der Geschwindigkeit
V₀ und sogar manchmal bis zu 50% erreichen. Ihre
Dauer beträgt einige Bruchteile von Millisekunden. Andererseits
werden Momentanschwankungen der Bandgeschwindigkeit
diejenigen Geschwindigkeitsschwankungen genannt, deren
Dauer ungefähr 100 bis 1000mal kleiner als die Dauer
der oben definierten langsamen Schwankungen ist.
Es sei daran erinnert, daß das englische Wort "bit"
gleichzeitig eine Binärziffer "1" oder "0" und eine
physikalische Darstellung dieser Ziffer etwa in Form
einer magnetischen Aufzeichnung oder in Form eines
digitalen elektrischen Signals bezeichnet; ein solches
elektrisches Signal kann nur zwei Werte annehmen,
nämlich den Digitalwert "0" und den Digitalwert "1",
wobei der Digitalwert "0" üblicherweise einer Spannung
mit dem Wert 0 entspricht, während der Digitalwert
"1" einer Spannung +V mit dem Wert 5 V entspricht.
Gleichzeitig sei daran erinnert, daß ein elektrisches
Analogsignal als ein Signal definiert ist, dessen
Spannungswert sich kontinuierlich zwischen den Spannungswerten
an einer positiven und an einer negativen Spannungsklemme
ändern kann.
Die auf dem Magnetband in binär codierter Form aufgezeichneten
Informationen werden als "Informationsbits"
bezeichnet.
Wenn diese Informationsbits vor der Gruppe der Schreib/Lese-Magnetköpfe
vorbeilaufen, von denen jeweils einer
jeder Aufzeichnungsspur zugeordnet ist, gibt jeder
dieser Köpfe eine Folge von elektrischen Analogsignalen
ab, die von Signalformerschaltungen in eine
Folge von elektrischen Rechteckimpulsen umgeformt
werden. Die Spannung dieser Impulse ändert sich zwischen
einem Minimumwert V min und einem Maximumwert
V max . Zur Vereinfachung der Erläuterung werden
nur die von einem einzigen Magnetkopf gelieferten
Signale betrachtet; die gleichen Überlegungen gelten
jedoch auch für die von den anderen Magnetköpfen gelieferten
Signale. Als ansteigende Flanke eines
elektrischen Impulses wird der Abschnitt des Impulses
bezeichnet, bei dem die Spannung vom Wert V min auf den
Wert V max übergeht. Als abfallende Flanke wird der
Abschnitt eines Impulses bezeichnet, bei dem die Spannung
vom Wert V max auf den Wert V min übergeht.
Beim Schreiben von Informationen auf Magnetbändern werden
am häufigsten solche Binärcodes verwendet, bei denen nach
dem Lesen und Formen der Signale ein Bit mit dem Wert "1"
der ansteigenden Flanke eines Impulses entspricht, während
ein Bit mit dem Wert "0" der abfallenden Flanke eines
Impulses entspricht.
Die Folge aus elektrischen Rechteckimpulsen bildet ein
im wesentlichen periodisches Signal DE mit der mittleren
Nennfrequenz F₀ und der Periode T₀, wobei diese Folge
als eine Folge aus Elementarsignalen definiert wird,
die mit "Bitzellen" der Dauer T₀ bezeichnet wird. In
den nachfolgenden Ausführungen wird die Periodendauer T₀
als "Periodendauer einer Bitzelle" bezeichnet. Die
Frequenz F₀ ist natürlich der Bandlaufgeschwindigkeit
proportional. Je größer die Laufgeschwindigkeit ist, desto
größer ist die Anzahl der vom Magnetkopf während der Zeiteinheit
gelesenen Informationen. Die Frequenz F₀ entspricht
der Geschwindigkeit V₀. Jeder Geschwindigkeitsänderung des
Magnetbandes entspricht eine ebensolche Frequenzänderung.
Das bedeutet, daß einer langsamen Geschwindigkeitsschwankung
eine langsame Frequenzschwankung entspricht und daß einer
momentanen Geschwindigkeitsschwankung eine momentane
Frequenzschwankung entspricht.
Wenn t₀ der Zeitpunkt ist, an dem eine gegebene Bitzelle
beginnt, dann wird der Zeitpunkt (t₀ + T₀/2) als
"Bitzellenmitte" bezeichnet, und der Zeitpunkt (t₀ + T₀)
wird "Bitzellenende" genannt. Jede Zelle enthält eine
ansteigende Impulsflanke oder eine abfallende Impulsflanke
in der Mitte der Zelle und gegebenenfalls eine
ansteigende oder abfallende Impulsflanke am Zellenende.
Nur ansteigende oder abfallende Flanken in der Mitte der
Bitzellen werden als Flanken betrachtet, die Bits entsprechen.
Das Signal DE wird zur Anordnung zum Lesen der auf dem
Magnetband des Bandgeräts gespeicherten Informationen
übertragen. Mit Hilfe einer solchen Anordnung soll der
Wert jedes auf dem Magnetband aufgezeichneten Informationsbits
bestimmt werden.
Der Betrieb dieser Anordnung findet gemäß den drei
folgenden Phasen statt:
Erkennen derjenigen ansteigenden oder abfallenden
Impulsflanken des Signals DE, die Informationsbits
entsprechen, d. h. derjenigen Flanken, die in der
Mitte der Bitzellen liegen;
Umwandeln jeder dieser zu einer gegebenen Bitzelle
gehörigen Impulsflanken in ein Signal, dessen Amplitude
während der Periodendauer T₀ dieser Zelle konstant bleibt,
wobei eine ansteigende Flanke in ein Signal mit konstanter
positiver Amplitude umgewandelt wird, die als "hoher
Pegel" bezeichnet wird, während eine abfallende Flanke
in ein Signal mit konstanter negativer Amplitude umgewandelt
wird, die als "niedriger Pegel" bezeichnet wird;
die Gruppe der Signale mit konstanter positiver oder
negativer Amplitude wird als Signal DEI bezeichnet.
Bestimmen des Werts des Bits entsprechend jeder Zelle
im Signal DEI während jeder Periodendauer T₀ einer
Bitzelle, wobei ein hoher Pegel einem Bit mit dem
Wert "1" entspricht, während ein niedriger Pegel einem
Bit mit dem Wert "0" entspricht.
Unvollkommenheiten des Magnetbandes und der Lese-Magnetköpfe
sowie langsame oder momentane Geschwindigkeitsschwankungen
des Bandes ergeben in dem vom Kopf gelesenen
Signalen sowohl hinsichtlich der Amplitude als auch hinsichtlich
der Phase eine Verzerrung, was bedeutet daß
die Amplitude dieser Signale abgeschwächt wird und daß
die Phase verschoben wird. Diese Verzerrung wird von
den elektronischen Signalformerschaltungen und von
der Informationsleseanordnung noch gesteigert. Es
zeigt sich außerdem, daß diese Verzerrung um so größer
ist, je dichter die Informationen auf dem Magnetband
aufgezeichnet sind, also je größer die pro Längeneinheit
des Magnetbandes aufgezeichnete Anzahl von Informationen
ist.
Diese Phasen- und Amplitudenverzerrung der Signale DE
und DEI kann relativ groß sein.
Es sind einfache und wirksame Informationsleseanordnungen
für Magnetbandgeräte bekannt, mit deren Hilfe die Informationsbits
mit großer Präzision trotz einer großen
Phasen- und Amplitudenverzerrung des Signals DEI gelesen
werden können. Eine solche Anordnung ist insbesondere
in der französischen Patentschrift 21 38 029 beschrieben.
In einer solchen Anordnung erfolgt die Bestimmung des
Werts der Bits (Ablauffolge 3) mit Hilfe einer Integrationsanordnung,
die jeden hohen und niedrigen Pegel
des Signals DEI im Verlauf der Periodendauer T₀ der
entsprechenden Bitzelle integriert. Die Periodendauer T₀
wird auch als Integrationsperiode bezeichnet. Es wird
auch angegeben, daß die Integrationsanordnung während
jeder Integrationsperiode T₀ einen Integrationsvorgang
durchführt.
Im Verlauf dieses Vorgangs muß am Ende jeder Periodendauer
T₀ einer Bitzelle nur das Vorzeichen des mit DEINT
bezeichneten integrierten Signals bestimmt werden, damit
der Wert des entsprechenden Bits erkannt wird.
Wenn das Signal DEINT positiv ist, hat das Bit den
Wert "1". Wenn es negativ ist, hat das Bit den
Wert "0". Die Integrationsanordnung muß natürlich
nach jedem Integrationsvorgang wieder in einen
Anfangsruhezustand zurückgeführt werden, der zeitlich gleichbleibt,
damit das Vorzeichen des integrierten
Signals DEINT bezüglich eines konstanten Bezugspegels
genau bestimmt werden kann. Sprachlich unrichtig
wird gesagt, daß die Integrationsanordnung auf
Null zurückgestellt wird. Wenn sie nicht auf Null
zurückgestellt worden ist, könnte dies zu Fehlern bei
der Bestimmung des Vorzeichens und folglich zu Fehlern
bei der Bestimmung des Werts der Informationsbits
führen.
Die in der erwähnten französischen Patentschrift
21 38 029 beschriebene Integrationsanordnung enthält
einen Integrator, der ein kapazitives Integrationselement
C enthält, dessen Ladestrom von einem Generator
geliefert wird, der einen von der Frequenz F₀ des zu
integrierenden Signals DEI abhängigen konstanten Strom
liefert, eine Integrationssteuervorrichtung, die das
Signal DEI empfängt und die Richtung und die Zeit des
Ladestromflusses im kapazitiven Integrationselement C
so steuert, daß die Zeit gleich der Periodendauer T₀
ist und daß das Vorzeichen des an seinen Klemmen am Ende der
Integrationsperiode T₀ abgenommenen integrierten Signals
DEINT mit dem Vorzeichen des Signals DEI übereinstimmt,
und eine Integratornullstellschaltung, die
den Integrator am Ende jedes Integrationsvorgangs
auf Null stellt.
Da die an den Klemmen des kapazitiven Integrationselements
C gemessene Spannung V des Signals DEINT
bei konstantem Ladestrom eine lineare Zeitabhängigkeit
hat, ergibt sich am Ende jeder Integrationsperiode
T₀:
darin gilt; k = I/C, I = konstanter Ladestrom.
Daraus folgt, daß sich diese Spannung V C in Abhängigkeit
von der Frequenz F₀ der Signale DE und DEI und somit in
Abhängigkeit von den langsamen oder momentanen
Geschwindigkeitsänderungen des Magnetbandes des
Bandgeräts ändert. Die Auswirkungen dieser Änderungen
auf die Spannung V C verringern zusammen mit den Auswirkungen
der bereits erwähnten Phasen- und Amplitudenverzerrung
die Genauigkeit der Integration und folglich
die Genauigkeit der Bestimmung des Werts der Informationsbits.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bei der Auswertung von
Lesesignalen eines Magnetbandes oder ähnlichen Informationsträgers durch Schwankungen der Laufgeschwindigkeit hervorgerufenen Abweichungen
auszugleichen.
Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Integrationsanordnung durch
die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebene Maßnahme gelöst.
Mit Hilfe der Erfindung können
die Auswirkungen langsamer Schwankungen
der Nennfrequenz F₀ auf die Spannung V C dadurch kompensiert
werden, daß dem Integrationselement C ein dieser Frequenz
F₀ proportionaler Ladestrom zugeführt wird.
Auf diese Weise bleibt die Spannung V C unabhängig von
langsamen Schwankungen der Frequenz F₀ und somit von
Schwankungen der Bandgeschwindigkeit konstant, wobei
sie bei den momentanen Frequenzschwankungen eine
ausreichende Amplitude beibehält, damit das Vorzeichen
des integrierten Signals DEINT mit ausreichender Genauigkeit
bestimmt werden kann.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen angegeben.
Eine bei der bevorzugten Ausführungsform vorgesehene Integrationsanordnung, die einen gemeinsamen
Stromgenerator für die beiden Integratoren enthält,
ist genauer, zuverlässiger und kostengünstiger als
bekannte Integrationsanordnungen, insbesondere als
die in der erwähnten französischen Patentschrift
21 38 029 beschriebenen Anordnungen.
Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber
erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild zur Erläuterung des Arbeitsprinzips
einer Informationsleseanordnung mit einer Integrationsanordnung,
Fig. 2 ein Zeitdiagramm verschiedener Signale, die an verschiedenen
Stellen der Informationsleseanordnung
abgegriffen werden,
Fig. 3 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Eingangs-
und Ausgangssignale einer Integrationsanordnung,
wenn das Eingangssignal Phasenverzerrungen aufweist,
Fig. 4 ein Prinzipblockschaltbild einer bevorzugten
Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Integrationsanordnung,
Fig. 5 ein genaues Schaltbild eines Abschnitts der
in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Integrationsanordnung,
Fig. 6 ein genaues Schaltbild der Nullstellschaltung
der Ausführungsform der erfindungsgemäßen Integrationsanordnung
und
Fig. 7A, 7B und 7C Diagramme zur Erläuterung der
Arbeitsweise der in Fig. 6 dargestellten Nullstellschaltung.
Zum besseren Verständnis des Arbeitsprinzips und des
Aufbaus der erfindungsgemäßen Integrationsanordnung
sei zunächst an Hand der Fig. 1, 2 und 3 an
das Aufbau- und Arbeitsprinzip einer Anordnung zum
Lesen von Informationen erinnert, die beispielsweise
auf einem Magnetband eines Bandgeräts oder auf irgendeinem
anderen magnetischen Aufzeichnungsträger eines
Magnetspeichers (insbesondere auf Magnetplatten)
aufgezeichnet sind, der einem Informationsverarbeitungssystem
angehört.
Die verschiedenen wesentlichen Baueinheiten einer
solchen Schaltungsanordnung sind in Fig. 1 dargestellt.
Diese Baueinheiten sind:
- - der frequenzveränderliche Oszillator VFO;
- - die Umsetzerschaltung TRANSNIV, die das Eingangssignal DE, das von den Signalformerschaltungen für die von den Magnetköpfen des Bandgeräts gelesenen Signale kommt, umsetzt und das Signal DEI liefert;
- - die Integrationsanordnung DISINTEG für das Signal DEI, die das Signal DEINT liefert;
- - die Entscheidungsschaltung DECID, die das Vorzeichen des integrierten Signals DEINT und folglich den Wert der Informationsbits bestimmt.
Der frequenzveränderliche Oszillator VFO empfängt nach
Fig. 2 an seinem Eingang das Eingangssignal DE, das
von den Signalformerschaltungen abgegeben wird, die
die Folge der von den Schreib/Lese-Magnetköpfen des
in Fig. 1 nicht dargestellten Bandgeräts gelieferten
Signale formen. Das aus einer Folge digitaler Impulse
bestehende Signal DE ist hier mit einer Codierung im
Binärcode "PE" (Richtungstaktschrift) dargestellt,
einem Code, der häufig in Magnetspeichern angewendet
wird. Das Signal DE enthält eine Folge von Bitzellen CB₁,
CB₂, CB₃, CB i , CB i+1, CB n mit der Periodendauer T₀;
die Bitzelle CB₁ liegt zwischen den Zeitpunkten t₀
und t₁, die Bitzelle CB₂ liegt zwischen den Zeitpunkten
t₁ und t₂, die Bitzelle CB i liegt zwischen den Zeitpunkten
t i-1 und t i usw. Jede Bitzelle CB i enthält ein
Informationsbit, dessen Wert von der Art der in der
Mitte der Zelle CB i liegenden Impulsflanke abhängt,
also von der Flanke im Zeitpunkt (t₀+t₁)/2 für die
Zelle CB₁ (t₁+t₂)/2 für die Zelle CB₂ (t i-1+t i )/2
für die Zelle CB i usw. Wenn diese Flanke eine abfallende
Flanke ist, dann hat das entsprechende Bit den Wert "0".
Wenn die Flanke eine ansteigende Flanke ist hat das
entsprechende Bit den Wert "1".
In Fig. 2 ist zu erkennen, daß in den Bitzellen CB₁, CB₂,
CB₄, CB i+2 das entsprechende Informationsbit den Wert "0"
hat. Für die Zellen CB₃, CB i , CB i+1 hat das Informationsbit
den Wert "1".
Der frequenzveränderliche Oszillator VFO enthält bekanntlich
einen Phasenkomparator C ψ und einen spannungsgesteuerten
Oszillator VCO, und liefert ein Abtasttaktsignal H,
dessen Frequenz F H im wesentlichen den Wert 1/T₀ hat.
Mit anderen Worten bedeutet dies, daß die Frequenz des
Signals H der Nennfrequenz F₀ des Eingangssignals DE
entspricht, wobei jede Periode des Signals H der Periode
T₀ einer Bitzelle entspricht.
Der Oszillator VFO arbeitet folgendermaßen:
Der Phasenkomparator, der an seinen zwei Eingängen die
Signale H und DE empfängt, vergleicht die Frequenz
dieser Signale und liefert ein Spannungssignal e = kF₀,
das der Frequenz F₀ proportional ist; dieses Signal
wird an den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO angelegt. Dieser Oszillator liefert das Signal H,
dessen Frequenz der Spannung e proportional ist. Wenn
die Frequenz F₀ des Signals H größer als die Nennfrequenz
F₀ des Signals DE ist, ist die Spannung e
verringert, so daß aus diesem Grund die Frequenz F H
des Signals H so verändert wird, daß sich schließlich
ergibt: F₀ ≃ F H . Mit F₀ werden daher von nun an die
Frequenz des Eingangssignals DE und die Frequenz des
Taktsignals H bezeichnet.
Die Pegelumsetzungsschaltung TRANSNIV, die zwei Multipliziereinheiten
M₁ und M₂ enthält, setzt das Eingangssignal
DE in ein Signal DEI um, das für die Integration
durch die Integrationsanordnung DISINTEC bestimmt ist.
Wie aus Fig. 2 zu erkennen ist, ist der Pegel des Signals
DEI während der gesamten Periodendauer T₀ einer Bitzelle
konstant (außer dann, wenn das Signal DE während der
Periodendauer T₀ einer Bitzelle eine Phasenverzerrung
aufweist, wie unten noch genauer zu erkennen sein wird),
und es ist entweder positiv oder negativ; ein negativer
Pegel entspricht einem Bit mit dem Wert "0", während
ein positiver Pegel einem Bit mit dem Wert "1" entspricht.
Mit anderen Worten heißt dies, daß die Pegelumsetzerschaltung
TRANSNIV für jede Bitzelle ein Signal DE,
bei dem der Wert des Bits durch eine ansteigende oder
eine abfallende Impulsflanke angezeigt wird, in ein
Signal DEI umsetzt, bei dem der Wert des Bits vom Vorzeichen
dieses Signals abhängt. Es ist natürlich viel
einfacher, den Wert des Bits mittels des Signals DEI
als mittels des Signals DE festzustellen.
Die Pegelumsetzerschaltung TRANSNIV arbeitet folgendermaßen:
Die Multipliziereinheit M₁ empfängt das Signal DE und setzt es in ein Signal M K mit der Maximalamplitude und der Minimalamplitude um; A ist dabei eine beliebige Konstante.
Die Multipliziereinheit M₁ empfängt das Signal DE und setzt es in ein Signal M K mit der Maximalamplitude und der Minimalamplitude um; A ist dabei eine beliebige Konstante.
Die Multipliziereinheit M₂ empfängt an ihren Eingängen
einerseits das Signal M K und andererseits das Signal ψ (t),
das dem Signal H proportional ist und die Maximalamplitude
und die Minimalamplitude -
aufweist. Am Ausgang der Multipliziereinheit M₂ wird
das Signal DEI = M K × ψ (t) abgenommen.
Die Integrationsanordnung DISINTEC integriert das
Signal DEI während jeder Periodendauer T₀ der Bitzellen
CB i , und sie liefert das Signal
Die Entscheidungseinheit DECID empfängt das Signal DEINT;
und sie bestimmt das Vorzeichen dieses Signals am Ende
jeder Integrationsperiode T₀ einer Bitzelle CB i , d. h.
im wesentlichen im Zeitpunkt t i . Sie liefert das Digitalsignal
SB, das den Wert des dieser Zelle entsprechenden
Informationsbits während jeder dieser Perioden angibt,
also während der Zeitpunkte t₀ und t₁, t₁ und t₂, t₂ und t₃,
usw.
Wenn das Vorzeichen des Signals DEINT positiv ist,
hat das Digitalsignal SB den Wert "1". Wenn das
Vorzeichen des Signals DEINT negativ ist, hat das
Digitalsignal SB den Wert "0".
Da das Vorzeichen des Signals DEINT am Ende der Integrationsperiode
der Bitzelle CB i bestimmt wird, gibt
das Signal SB den entsprechenden Bitwert nur während
der Periode der folgenden Bitzelle CB i+1 an, also
während der Zeitpunkte t i und t i+1 (siehe Fig. 2).
Es sei nun in den Fig. 2 und 3 die Bitzelle CB i+1
betrachtet; Fig. 3 stellt eine Ausschnittvergrößerung
von Fig. 2 dar. Es sei angenommen, daß die Bitzelle CB i+1
zwei Phasenverzerrungen oder Phasenfehler mit der
Dauer Δ t₁ und Δ t₂ aufweist. Die Signale DE, m e , ψ (t), DEI,
DEINT sind mit unterbrochenen Linien dargestellt,
während die ideale Bitzelle CB i+1, die keine Phasenverzerrungen
aufweist mit durchgehenden Linien ebenso
wie die anderen Zellen CB₁, CB₂, CB₃, CB₄, CB i , CB i+1,
usw. dargestellt ist. Es ist zu erkennen, daß zwischen
den Zeitpunkten t i und (t i +Δ t₁), t′ i und (t′ i +Δ t₂)
die Amplitude des Signals DEI plötzlich von A/T₀ auf
-A/T₀ übergeht. Daraus ergibt sich, daß zwischen diesen
gleichen Zeitpunkten das integrierte Signal DEINT eine
negative Steigung hat. Am Ende der Integrationsperiode T₀
(im Zeitpunkt t i+1) hat die Amplitude des Signals DEINT
daher den Wert A′, der kleiner als der Wert A ist,
den die Amplitude des Signals DEINT erreicht, wenn die
Bitzelle CB i+1 des Signals DE keinen Phasenfehler aufweist.
In der üblichen Praxis reicht die Amplitude A′
jedoch aus, damit die Entscheidungseinheit DECID
das Vorzeichen des Signals DEINT und somit den Wert
des Informationsbits der Zelle CB i+1 bestimmen kann.
Jeder Phasenfehler des Signals DE, der einer momentanen
Frequenzschwankung dieses Signals entspricht, wird vom
Integrator in eine Amplitudenschwankung des Signals DEINT
umgewandelt. Da sich das Signal DEINT in Abhängigkeit
von der Zeit linear ändert, kann der gesamte Phasenfehler
( Δ t₁+Δ t₂) und somit die Frequenzschwankung des
Signals DE bestimmt werden, indem die Amplitudenschwankung
(t₁+t₂) und somit die Frequenzschwankung
des Signals DE bestimmt werden, indem die Amplitudenschwankung
(A- A′) gemessen wird.
Nach Fig. 4 enthält das bevorzugte Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Integrationsanordnung folgende
wesentlichen Baueinheiten:
- - den Generator GCP, der einen der Frequenz F₀ proportionalen positiven Strom liefert;
- - zwei Integratoren INTEC₁ und INTEC₂, die vorzugsweise gleich aufgebaut sind und jeweils gleiche kapazitive Integrationselemente C₁ bzw. C₂ enthalten;
- - eine Verteilervorrichtung AIG, die durch Vereinigung von zwei gleichen Steuereinheiten COM₁ und COM₂ gebildet ist, die jeweils die zwei Integratoren INTEC₁ bzw. INTEC₂ steuern; die Verteilervorrichtung AIG ist vorzugsweise ein aus zwei Schaltergruppen (I₁₁-I₂₁), (I₁₂-I₂₂) gebildeter Multiplexer, die jeweils die Steuereinheiten COM₁ und COM₂ bilden;
- - eine Nullstellvorrichtung DISRAZ, die aus zwei vorzugsweise gleichen Nullstellschaltungen CIRCRAZ₁ und CIRCRAZ₂ zum Nullstellen der Integratoren INTEC₁ bzw. INTEC₂ zusammengesetzt ist.
Der einen positiven Strom liefernde Generator, der
vom Komparator C ψ über den Verstärker AMP eine der
Frequenz F₀ des Signals DE proportionale Steuerspannung
e empfängt, liefert einen dieser Frequenz
proportionalen Strom i e = k₁ F₀.
Dieser Strom wird an die Verteilervorrichtung AIG angelegt,
die auch das zu integrierende Signal DEI empfängt.
Die Verteilervorrichtung AIG überträgt diesen Strom
über die Steuereinheit COM₁ für die ungeradzahligen Bitzellen
CB₁, CB₃, CB₅, CB k (mit k = 2n+1, k ganzzahlig)
zum kapazitiven Integrationselement C₁ des Integrators
INTEC₁ und über die Steuereinheit COM₂ für die geradzahligen
Bitzellen CB₂, CB₄, CB₆, usw. zum kapazitiven
Integrationselement C₂ des Integrators INTEC₂ in der
Weise, daß die Ladeströme i c und i′ c der von Kondensatoren
gebildeten Integrationselemente C₁ und C₂
dem Absolutwert nach praktisch gleich dem Strom i e
sind. Das vom Integrator INTEC₁ gelieferte und von den
Klemmen des kapazitiven Integrationselements C₁ abgenommene
Signal ist das Signal DEINT₁ (siehe Fig. 2), während
das vom Integrator INTEC₂ gelieferte und an den
Klemmen des kapazitiven Integrationselements C₂ abgenommene
Signal das Signal DEINT₂ ist. Das von
der Integrationsanordnung DISINTEC gelieferte Signal
DEINT ist daher ein Signal, für das während der Perioden
der ungeradzahligen Bitzellen gilt: DEINT = DEINT₁,
und für das während der Perioden der geradzahligen
Bitzellen gilt: DEINT = DEINT₂. Der Integrator
INTEC₂ wird von der Nullstellschaltung CIRCRAZ₂ auf
Null gestellt, während der Integrator INTEC₁ eine
Integrationsoperation (mit den ungeradzahligen
Bitzellen) durchführt; der Integrator INTEC₁ wird von
der Nullstellschaltung CIRCRAZ₁ auf Null gestellt,
während der Integrator INTEC₂ eine Integrationsoperation
(mit den geradzahligen Bitzellen) durchführt.
Aus Fig. 2 ist deutlich zu erkennen, daß die
Dauer der Nullstellung [(t′₁-t₁), (t′₃-t₃), usw.]
jedes der Integratoren kleiner als die Periodendauer
T₀ ist. Daraus ergibt sich, daß jeder Integrator
vollständig auf Null gestellt wird, bevor irgendeine
seiner Integrationsoperationen beginnt.
Für die Ladeströme i c in jedem der Kondensatoren C₁
und C₂ gilt:
i c ≃ k₁ F₀;
i′ c
i′ c
für die Spannung V c des Signals DEINT an den Klemmen
der Kondensatoren C₁ und C₂ am Ende jeder Integrationsperiode
T₀ gilt:
wobei gilt: C ≃ C₁ ≃ C₂.
Es ist somit zu erkennen, daß die Spannung des an den
Ausgangsklemmen der Integratoren INTEC₁ und INTEC₂ abgenommenen
Signals unabhängig von den langsamen Schwankungen
der Frequenz F₀ und somit unabhängig von der Laufgeschwindigkeit
des Magnetbandes des Bandgeräts konstant
bleibt, was für die momentanen Frequenzschwankungen nicht
mehr gilt, wie oben unter Bezugnahme auf die Fig. 2
und 3 erläutert wurde. Die erfindungsgemäße Integrationsanordnung
ermöglicht also ein sehr genaues Lesen
der Informationsbits.
Wie aus den Fig. 4 und 5 hervorgeht, besteht die
Integrationsanordnung aus dem Generator GCP und zwei
gleichen Baueinheiten (COM₁ - INTEC₁ - CIRCRAZ₁) und
(COM₂ - INTEC₂ - CIRCRAZ₂), wobei der Generator GCP
den beiden Baueinheiten gemeinsam angehört, was zu
einer weiteren Verbesserung der Genauigkeit der Anordnung
beiträgt.
Für den Fall, daß einerseits Signale mit weniger
hohen Frequenzen als die Frequenzen der in Bandgeräten
oder anderen Magnetspeichern gelesenen
Signale durch Integration festgestellt werden sollen
und andererseits die auf die Nullstellung der Integratoren
der Integrationsanordnung zurückzuführenden
Zeitverluste die Genauigkeit des Lesens nicht nachteilig
beeinflussen, kann natürlich eine Integrationsanordnung
verwendet werden, die nur den Stromgenerator
GCP und eine der beiden zuvor genannten Baueinheiten,
beispielsweise die Baueinheit (COM₁ - INTEC₁ - CIRCRAZ₁)
enthält.
Es werden nun der Aufbau und die Wirkungsweise der
Integrationsanordnung DISINTEC erläutert, indem
auf Fig. 5 Bezug genommen wird, die Einzelheiten des
einen positiven Strom liefernden Generators GCP,
die Verteilervorrichtung AIG und die Integratoren
INTEC₁ und INTEC₂ zeigt und indem auf die Fig. 6
und 7 Bezug genommen wird, die die Nullstellvorrichtung
DISRAZ und deren Arbeitsweise zeigen.
Nach Fig. 5 enthält der Stromgenerator GCP zwei vorzugsweise
gleiche Transistoren T₁ und T₂. Der Transistor
T₁ weist einen Kollektorwiderstand R₁ auf, und der
Transistor T₂ weist einen Emitterwiderstand R₂ auf.
Die Emitter der Transistoren T₁ und T₂ sind mit einer
positiven Vorspannungsquelle verbunden, die zur Vereinfachung
der Darstellung in Fig. 5 nicht gezeigt ist
und die eine Spannung VAL₁ an den Emitter des
Transistors T₁ direkt und an den Emitter des
Transistors T₂ über den Widerstand R₂ anlegt.
Der Transistor T₁ wird als thermische Kompensationsdiode
für den Transistor T₂ verwendet, wobei sein
Kollektor mit seiner Basis verbunden ist.
Die der Frequenz F₀ des Eingangssignals DE proportionale
Steuerspannung E wird an die Basis des Transistors T₂
angelegt. Der Ausgangsstrom i e wird vom Kollektor dieses
Transistors T₂ abgenommen.
Der Strom i e wird an einen ersten Eingang der Verteilervorrichtung
AIG angelegt, die an den zweiten Eingang das
Signal DEI, an ihrem dritten Eingang das Signal H
und an ihrem vierten Eingang das Signal H/2
empfängt; das Signal H/2 wird durch Teilung der
Frequenz des Signals H mit Hilfe des Frequenzteilers
DIV erhalten.
Die Schalter I₁₁, I₂₁ der Steuereinheit COM₁ und
die Schalter I₁₂-I₂₂ der Steuereinheit COM₂ sind
vorzugsweise Transistorschalter.
Jeder dieser Schalter wird von den Signalen H, H/2 und
DEI gesteuert.
Die Verteilervorrichtung AIG arbeitet folgendermaßen
(wobei auch auf Fig. 2 Bezug zu nehmen ist):
Wenn das Signal H/2 den Wert "0" hat, was zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁, t₂ und t₃, usw. der Fall ist, (wobei auch gesagt wird, daß der Pegel des Signals H/2 niedrig ist) steuert die Steuereinheit COM₁ den Integrationsvorgang des Integrators INTEC₁, während die Nullstellschaltung CIRCRAZ₂ den Integrator INTEC₂ auf Null stellt. Wenn das Signal H/2 den Wert "1" hat, was zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂, t₃ und t₄, usw. der Fall ist, (wobei der Pegel des Signals H/2 hoch ist), steuert die Steuereinheit COM₂ den Integrationsvorgang des Integrators INTEC₂, während die Nullstellschaltung CIRCRAZ₁ den Integrator INTEC₁ auf Null stellt.
Wenn das Signal H/2 den Wert "0" hat, was zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁, t₂ und t₃, usw. der Fall ist, (wobei auch gesagt wird, daß der Pegel des Signals H/2 niedrig ist) steuert die Steuereinheit COM₁ den Integrationsvorgang des Integrators INTEC₁, während die Nullstellschaltung CIRCRAZ₂ den Integrator INTEC₂ auf Null stellt. Wenn das Signal H/2 den Wert "1" hat, was zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂, t₃ und t₄, usw. der Fall ist, (wobei der Pegel des Signals H/2 hoch ist), steuert die Steuereinheit COM₂ den Integrationsvorgang des Integrators INTEC₂, während die Nullstellschaltung CIRCRAZ₁ den Integrator INTEC₁ auf Null stellt.
Es ist zu erkennen, daß das Integrieren und das Nullstellen
der Integratoren INTEC₁ und INTEC₂ vom Signal HH₂ abhängig
von dessen Zustand gesteuert wird. Das Signal H bestimmt
die Anschlußklemmen und die Dauer der Integration des
Signals DEI durch die Integratoren INTEC₁ und INTEC₂.
Bei niedrigem Pegel des Signals H/2 beginnt bzw. beendet
der Integrator INTEC₁ die Integration des Signals DEI an
den Zeitpunkten, an denen das Signal H vom Wert "1"
auf den Wert "0" übergeht, d. h. mit den abfallenden Flanken
der Impulse des Taktsignals H, was bedeutet, daß an den
Zeitpunkten t₀, t₂, t₄ usw. mit der Integration begonnen
wird, während an den Zeitpunkten t₁, t₃, t₅ die Integration
beendet wird. Die gleichen Überlegungen gelten auch für
den Integrator INTEC₂.
Das Signal DEI steuert das Vorzeichen der von den Integratoren
INTEC₁ und INTEC₂ gelieferten integrierten Signale DEINT₁
und DEINT₂, indem es das Öffnen und das Schließen der
Transistorschalter I₁₁ und I₂₁ der Steuereinheit COM₁
einerseits und der Transistorschalter I₁₂ und I₂₂ der
Steuereinheit COM₂ andererseits steuert. Während der Nullstellung
jedes der Integratoren INTEC₁ und INTEC₂ sind die
Schalter der zugehörigen Steuereinheit COM₁ und COM₂ geöffnet.
Wenn der Integrator INTEC₁ eine Integration durchführt
(bei niedrigem Pegel des Signals H/2 und wenn das
Signal DEI positiv ist, ist der Schalter I₁₁ also geschlossen,
und der Schalter I₂₁ ist geöffnet, beispielsweise
zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃), während die Schalter
I₁₂ und I₂₂ offen sind. Das integrierte Signal DEINT₁
ist daher positiv.
Wenn das Signal DEI negativ ist, ist der Schalter I₁₁
offen, und der Schalter I₂₁ geschlossen (bei geöffneten
Schaltern I₁₂ und I₂₂), so daß das Signal DEINT₁
negativ ist.
Die gleichen Überlegungen gelten auch für den Integrator
INTEC₂.
Der Integrator INTEC₁ besteht aus einem Negativstromgenerator
GCN₁ und dem Kondensator C₁, und der Integrator INTEC₂ besteht
aus einem Negativstromgenerator GCN₂ und dem Kondensator
C₂ (siehe Fig. 5).
Der Stromgenerator GCN₁ enthält zwei vorzugsweise gleiche
Transistoren T₃₁ und T₄₁, deren Emitter an eine (nicht
dargestellte) Quelle der negativen Spannung VAL₂ über
vorzugsweise gleiche Widerstände R₃₁ und R₄₁ angeschlossen
sind. Der ebenso wie der Stromgenerator GCN₁
aufgebaute Negativstromgenerator GCN₂ enthält ebenfalls
Transistoren T₃₂ und T₄₂ mit den zugehörigen Emitterwiderständen
R₃₂ und R₄₂.
Die Transistoren T₃₁ und T₃₂ werden als thermische
Kompensationsdioden für die Transistoren T₄₁ und T₄₂
benutzt. Vorzugsweise haben die Transistoren T₄₁ und T₄₂
eine große Stromverstärkung.
Die Klemmen B₁₁ und B₁₂ des kapazitiven Elements C₁ sind
mit dem Kollektor des Transistors T₄₁ bzw. mit einer
nicht dargestellten Quelle einer Bezugsspannung REF
verbunden.
In der gleichen Weise sind die Klemmen B₂₁ und B₂₂
des kapazitiven Elements C₂ mit dem Kollektor des
Transistors T₄₂ bzw. mit der Quelle der Spannung REF
verbunden.
Es wird nun die genaue Arbeitsweise des Integrators
INTEC₁ beschrieben; die Arbeitsweise des Integrators
INTEC₂ stimmt damit überein.
Es sei angenommen, daß das Signal DEI positiv ist
(beispielsweise zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃),
und daß das Signal H/2 einen niedrigen Pegel hat.
Dabei steuert die Steuereinheit COM₁ den Integrationsvorgang
durch den Integrator INTEC₁, der Schalter I₁₁
ist geschlossen und der Schalter I₂₁ ist offen. Der
Ladestrom i c des Kondensators C₁ ist daher positiv;
er wird mit i c + bezeichnet. Dieser Strom fließt von
der Klemme B₁₁ zur Klemme B₁₂. Der Integrator INTEC₁
führt dabei eine positive Integration durch.
Wenn das Signal DEI negativ ist, beispielsweise
zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁, und das Signal H/2
den niedrigen Pegel beibehält, ist der Schalter I₁₁
offen und der Schalter I₂₁ ist geschlossen. Der Ladestrom
i c des Kondensators C₁ ist negativ; er wird
mit i c- bezeichnet. Der Integrator INTEC₁ führt
eine negative Integration durch.
Es gilt also:
i c = i c +, wenn DEI positiv ist und
i c = i c- , wenn DEI negativ ist.
i c = i c- , wenn DEI negativ ist.
Wenn i b der Basisstrom der Transistoren T₃ und T₄
ist, gilt unabhängig von der Richtung des Stroms
i c :
β ist dabei der Stromverstärkungsfaktor des Transistors
T₄. Wenn β größer als 100 ist, ergibt sich, daß gilt:
|i c |≃i e und daß der Ladestrom des Kondensators der
Frequenz F₀ ziemlich genau proportional ist.
Die nachfolgende Tabelle faßt die Arbeitsweise der Verteilervorrichtung
AIG mit ihren vier Schaltern I₁₁, I₂₁, I₁₂,
I₂₂ und die Arbeitsweise der Integratoren INTEC₁ und INTEC₂
zusammen; dabei soll mit 1 der geschlossene Zustand der
Schalter und mit 0 der offene Zustand der Schalter bezeichnet
werden. Gleichzeitig sei daran erinnert, daß
das Verhältnis i c /i e für eine positive Integration
den Wert 1 und für eine negative Integration den Wert -1
hat. Mit i′ c wird der Ladestrom des Integrators INTEC₂
bezeichnet.
Die Nullstellschaltung DISRAZ, die in Fig. 6 dargestellt
ist, enthält folgende Baueinheiten:
- - eine erste Diodenbrücke P₁, die die Nullstellschaltung CIRCRAZ₁ des Integrators INTEC₁ bildet;
- - eine zweite Diodenbrücke P₂, die vorzugsweise ebenso aufgebaut ist, wie die Diodenbrücke P₁ und die die Nullstellschaltung des Integrators INTEC₂ bildet;
- - eine Diode DIOD₁;
- - eine Diode DIOD₂;
- - Transistorschalter Q₁ und Q₂, die eine Steuerschaltung für die Diodenbrücken P₁ und P₂ bilden.
Die erste Diodenbrücke P₁ enthält im geschilderten Ausführungsbeispiel
vier Schottky-Dioden P₁₁, P₁₂, P₁₃, P₁₄; beispielsweise
sind diese Dioden des Typs HP-50 82- 2013 der
Firma Hewlett-Packard. Der Eckpunkt P₁S₂ der Diodenbrücke P₁
ist mit der Klemme P₁₁ des kapazitiven Elements C₁ verbunden.
Der Eckpunkt P₁S₁ ist über einen Widerstand R₆₁ mit der
Diode DIOD₁ und über den Schalter Q₁ mit einer Quelle einer
positiven Spannung V P von beispielsweise +5 V verbunden.
Der Eckpunkt P₁S₄ ist mit einer Quelle einer negativen
Spannung V R von beispielsweise -5 V verbunden. Der Eckpunkt P₁S₃
ist über einen Widerstand R₅₁ an die Diode DIOD₂ und über
den Schalter Q₂ an die Quelle der positiven Spannung V P = +5 V
angeschlossen.
Die Diodenbrücke P₂ enthält ebenfalls vier Schottky-Dioden
P₂₁ bis P₂₄. Der Eckpunkt P₂S₂ ist an die Klemme B₂₁ des
kapazitiven Elements C₂ angeschlossen, und der Eckpunkt P₂S₂
ist an die Quelle der negativen Spannung V r = -5 V angeschlossen.
Der Eckpunkt P₂S₁ ist über einen Widerstand R₅₂ an die Diode
DIOD₂ und über den Schalter Q₂ an die Quelle der Spannung V P
angeschlossen. Der Eckpunkt P₂S₃ ist über einen Widerstand
R₆₂ an die Diode DIOD₁ und über den Schalter Q₁ an die Quelle
der Spannung V P angeschlossen.
Die Anoden der Dioden DIOD₁ und DIOD₂ sind an eine Quelle
einer negativen Spannung V n = -9 V angeschlossen.
Die Widerstände R₅₁ und R₅₂ haben vorzugsweise den gleichen
Wert; dies gilt auch für die Widerstände R₆₁ und R₆₂.
Die Beschreibung der Arbeitsweise an Hand der Fig. 7A,
7B und 7C ist auf die die Nullstellung des Integrators INTEC₁
steuernde Diodenbrücke P₁ beschränkt; die Arbeitsweise
der Diodenbrücke P₂ stimmt mit der der Brücke P₁ überein.
In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel der Integrationsanordnung
wird als Rückkehr des Kondensators C₁
in seinen Anfangszustand (mit entladenem Kondensator)
angesehen, wenn die Spannung V B 11 den Wert V R hat, d. h.
den Wert -5 V hat, wobei die Klemme B₁₂ an der Spannung
REF mit dem Wert +5 V liegt.
Es sei angenommen, daß eine positive oder negative Ladung
des Kondensators C₁ einer Änderung Δ V B 11 der Spannung V B 11
von +2 V bzw. -2 V entspricht.
Nach einer positiven Integration ergibt sich also:
V B 11 = -5 + Δ V R 11 = (-5 + 2) = -3 V.
Nach einer negativen Integration ergibt sich:
V B 11 = (-5-2) V = -7 V.
Es sei zunächst der in Fig. 7A dargestellte Fall der Rückkehr
des Kondensators C₁ in seinen Anfangszustand nach einer positiven
Integration betrachtet. Der Schalter Q₁ ist geschlossen, und
der Schalter Q₂ ist offen. Die Spannung V H hat den Wert +5 V,
während die Spannung V BAS den Wert -9 V hat. Die Spannung
V B 11 beträgt -3 V. Unter diesen Bedingungen, also bei V H < V R
und V B 11 < V BAS sind die Dioden P₁₁ und P₁₃ leitend. Der
Spannungsabfall an den Klemmen der Schottky-Dioden liegt
in der Größenordnung von 0,4 V, so daß V P 1S 3 ungefähr
-3,4 V und V P 1S1, ungefähr -4,6 V beträgt. Die Diode P₁₄
ist gesperrt, da ihre Anodenspannung V R kleiner als ihre
Katodenspannung V P 1S 3 ist. Auch die Diode P₁₂ ist gesperrt,
da ihre Anodenspannung V P 1S 1 kleiner als ihre Katodenspannung
V B 11 ist.
Der Kondensator C₁ lädt sich daher über die Diode P₁₃
und den Widerstand R₅₁ auf.
Am Ende der Aufladung des Kondensators C₁ liegt der
Wert der Spannung V B 11 nach Fig. 7B sehr nahe bei -5 V,
wobei die Dioden P₁₁ und P₁₃ weiterhin leitend bleiben,
da ihre Anodenspannungen größer als ihre Katodenspannungen
sind. Die Dioden P₁₄ und P₁₂ sind leitend, da die Katodenspannung
V P 1S 3 der Diode P₁₄ den Wert -5,4 V hat und
folglich kleiner als ihre Anodenspannung V R von -5 V ist,
und da die Katodenspannung V B 11 der Diode P₁₂ niedriger
als die Anodenspannung V P 1S 1 von -4,6 V ist.
Wenn die Aufladung des Kondensators C₁ beendet ist,
ist das Brückengleichgewicht mit V B 11 = V R erreicht.
Es wird nun der in Fig. 7C dargestellte Fall der Nullstellung
des Kondensators C₁ nach einer negativen Integration
betrachtet. Es gilt nach wie vor: V H = +5 V und
V BAS = -9 V. Es ergibt sich: V B 11 = -5-2 = -7 V.
Unter diesen Bedingungen ist die Diode P₁₂ leitend, und
ihre Anodenspannung V B 11 hat einen solchen Wert, daß
gilt: V P 1S 1-V B 11 = 0,4 V, woraus sich ergibt: V P 1S 1 = -6,6 V.
Die Diode B₁₁ ist also gesperrt, da ihre Katodenspannung
V R von -5 V größer als die Spannung V P 1S 1 ist. Die Diode P₁₄
ist leitend, da ihre Anodenspannung V R von -5 V sehr viel
größer als die Spannung V BAS von -9 V ist, wobei die
Spannung V P 1S 3 also -5,4 V beträgt und folglich größer
als V B 11 ist. Als Folge davon ist die Diode P₁₃ gesperrt.
Der Kondensator C₁ lädt sich über die Diode P₁₂ und den
Widerstand R₆₁ auf.
Am Ende der Aufladung ist der Abgleichzustand der Diodenbrücke
P₁ wieder erreicht (Fig. 7B). Die Zeitkonstante
der Entladeschaltung des Kondensators C 1 ist sowohl für
den Fall einer positiven Integration (über den Stromkreis
C₁-P₁₃-R₅₁) als auch für den Fall einer negativen Integration
(über den Stromkreis C₁-P₁₂-R₆₁) so bemessen, daß
die Nullstellung des Kondensators C₁ an den Zeitpunkten t′₁,
t′₃, t′₅ usw. beendet ist, die zwischen den Zeitpunkten t₁
und t₂, t₃ und t₄, t₅ und t₆, usw. liegen so daß sich nach
Fig. 2 ergibt: t′₁ < t₂, t′₃ < t₄, t′₅ < t₆, usw.
Claims (5)
1. Anordnung zum Integrieren einer Folge von elektrischen
Signalen der Nennfrequenz F₀, mit wenigstens:
- - einem Integrator (INTEG₁, INTEG₂), der ein kapazitives Integrationselement (C₁, C₂) enthält,
- - einer Integrationssteuervorrichtung (COM₁, COM₂), die die Folge von elektrischen Signalen empfängt und das Vorzeichen des in dem kapazitiven Element (C₁, C₂) fließenden Ladestroms sowie die Zeitdauer steuert, in der der Strom in Abhängigkeit von der Richtung und der Dauer jedes Signals der Folge in dem kapazitiven Element (C₁, C₂) fließt,
- - und einer Nullstellschaltung (CIRCRAZ₁, CIRCRAZ₂) für den Integrator (INTEG₁, INTEG₂), die diesen am Ende des Integrationsvorgangs jedes Signals auf Null zurückstellt; gekennzeichnet durch einen Generator (GCP), der an das kapazitive Integrationselement (C₁, C₂) einen Ladestrom (i c ) liefert, der der Nennfrequenz F₀ der Folge von elektrischen Signalen proportional ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster Integrator (INTEG₁) und ein zweiter Integrator
(INTEG₂) vorgesehen sind, daß zwischen den Ausgang
des Stromgenerators (GCP) und die Eingänge der beiden
Integratoren eine Verteilereinheit (AIG) eingefügt ist,
die eine erste zwischen dem Ausgang des Stromgenerators
(GCP) und dem Eingang des ersten Integrators (INTEG₁) angeordnete
Steuervorrichtung (COM₁) für diesen ersten Integrator
sowie eine zweite zwischen dem Ausgang des Stromgenerators
(GCP) und dem Eingang des zweiten Integrators
(INTEG₂) angeordnete Steuervorrichtung (COM₂) für diesen
zweiten Integrator enthält, daß eine Nullstellschaltung
(CIRCRAZ₁) für den ersten Integrator und eine Nullstellschaltung
(CIRCRAZ₂) für den zweiten Integrator vorgesehen
sind, und daß die erste Steuervorrichtung (COM₁) den vom
Stromgenerator (GCP) gelieferten Strom zu dem kapazitiven
Element (C₁) des ersten Integrators (INTEG₁) während der
geradzahligen Bits und die zweite Steuervorrichtung (COM₂)
diesen Strom während der geradzahligen Bits des Signals zu
dem kapazitiven Element (C₂) des zweiten Integrators
(INTEG₂) durchschaltet, so daß der erste Integrator
(INTEG₁) in Betrieb ist, während der zweite Integrator
(INTEG₂) von seiner Nullstellschaltung (CIRCRAZ₂) auf Null
gestellt ist und umgekehrt.
3. Anordnung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß jede Nullstellschaltung (CIRCRAZ₁,
CIRCRAZ₂) eines Integrators (INTEG₁, INTEG₂) eine Diodenbrücke
(P₁, P₂) enthält, daß der erste Eckpunkt (P₁S₂,
P₂S₂) dieser Diodenbrücke (P₁, P₂) mit einer Klemme des
kapazitiven Integrationselements (C₁, C₂) des Integrators
verbunden ist, an dessen andere Klemme eine konstante
Bezugsspannung (REF) angelegt ist, daß der dem ersten Eckpunkt
gegenüberliegende zweite Eckpunkt (P₁S₄, P₂S₄) der
Diodenbrücke an eine zweite Bezugsspannung (V R ) angelegt
ist, und daß die zwei anderen, einander gegenüberliegenden
Eckpunkte (P₁S₁, P₂S₂, P₁S₃, P₂S₃) der Diodenbrücke an
andere konstante Spannungen angelegt sind, die von einer
Brückensteuervorrichtung geliefert werden.
4. Anordnung nach den Ansprüchen 1, 2 oder 3, dadurch
gekennzeichnet, daß jede Integrationssteuervorrichtung
(COM₁, COM₂) einen ersten (I₂₁, I₁₂) und einen zweiten
(I₁₁, I₂₂) Schalter enthält, von denen der eine geschlossen
ist, während der andere geöffnet ist, wobei das Schließen
des ersten Schalters eine positive Integration steuert,
während das Schließen des zweiten Schalters die negative
Integration steuert.
5. Anordnung nach den Ansprüchen 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß jeder Integrator (INTEG₁, INTEG₂) durch
Vereinigung eines Negativstromgenerators (GNC₁, GNC₂) mit
einem kapazitiven Integrationselement (C₁, C₂) gebildet
ist.
Applications Claiming Priority (1)
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ID=9197566
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