DE3617610A1 - Halbleiterleistungsschalter-anordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleiterleistungsschalter-Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Als Darlington-Transistor-Schaltungen sind bisher Schaltungen mit einem oder mehreren kaskodenartig angeordneten bipolaren Treiber- Transistoren (Fig. 1) oder mit Feldeffekt-Treiber-Transistoren (Fig. 2) oder mit bipolaren und Feldeffekt-Transistoren, die zusammen wiederum eine Darlington-Anordnung als Treiber bilden (Fig. 3), bekannt.

Darlington-Schaltungen werden angewandt, um den von der Transistor- Ansteuerschaltung aufzubringenden positiven Basisstrom zu verringern und damit die Steuerleistung herabzusetzen. Die Verringerung des positiven Basisstromes wird erreicht, indem ein sogenannter "Treiber-Transistor" T 2 bzw. T 3 zwischen die Ansteuerschaltung und den Haupt-Transistor geschaltet wird, der den Basisstrom für den Haupt-Transistor aus dem Lastkreis der Schaltung entnimmt. Die Ansteuerschaltung muß daher nur noch den um den Stromverstärkungsfaktor des Treiber-Transistors verminderten Steuerstrom liefern können. Praktisch wird nur noch ein Steuerstrom von 1/5 bis zu 1/20 des Basisstromes für den Haupt-Transistor benötigt, wenn ein Bipolar-Transistor als Treiber eingesetzt wird ("Handbuch Schalttransistoren", Thomson CSF, 1979). Bei einem Feldeffekt-Transistor als Treiber muß zum Einschalten des Darlington- Transistors nur die Eigenkapazität des MOSFET, die zwischen dem Gate und den Source-Anschlüssen des Feldeffekt-Transistors wirksam ist, aufgeladen werden ("Handbuch II Schalttransistoren", Thomson Components, 1984).

Bei einem Bipolar-Transistor als Treiber ergibt sich beim Ausschalten des Darlington-Transistors ein wesentlicher Nachteil, der in der Addition der Ausschaltverzugszeiten (Speicherzeiten) von Treiber- und Haupt- Transistor begründet liegt. Soll der Haupt-Transistor ausgeschaltet werden, um den Laststrom durch den Darlington-Transistor zu unterbrechen, muß erst die Ausschaltverzugszeit des Treiber-Transistors verstreichen, bevor der Basisstrom des Haupt-Transistors unterbrochen wird. Erst dann beginnt die Ausschaltverzugszeit des Haupt-Transistors. Erst wenn auch die verstrichen ist, kann der Darlington-Transistor sperren. Zwar sind auch Ansteuerschaltungen für Darlington-Transistoren bekannt, die ein gleichzeitiges Ausschalten von Treiber- und Haupt-Transistor bewirken, jedoch sind diese sehr aufwendig und kritisch in der zeitlichen Abstimmung der Ausschalt-Steuerströme, da sichergestellt sein muß, daß der Treiber-Transistor vor dem Haupt-Transistor sperrt.

Eine Verkürzung der Ausschaltverzugszeit des Darlington-Transistors läßt sich erreichen, wenn anstelle eines bipolaren Treiber-Transistors ein Feldeffekt-Transistor geschaltet wird, denn die Ausschaltverzugszeiten von Feldeffekt-Transistoren liegen um mindestens eine Größenordnung unter denen von Bipolar-Transistoren, so daß die Ausschaltverzugszeiten des Treiber-Transistors für die Gesamt-Ausschaltzeit des Darlington- Transistors praktisch keine Rolle mehr spielt. Die praktisch leitungslose Ansteuerung des Feldeffekt-Treiber-Transistors ist ein weiterer Vorteil dieses Darlington-Typs.

Als wesentlicher Nachteil eines Darlington-Transistors mit Feldeffekt- Transistor-Treiber muß, wegen der nur geringen Stromtragfähigkeit der Feldeffekt-Transistoren für hohe Spannungen, die Begrenzung auf kleine Basisströme und damit auf entsprechend kleine Gesamtschalt-Leistungen des Darlington-Transistors angesehen werden. Da der Feldeffekt-Treiber- Transistor über das gleiche Sperrspannungsvermögen wie der Haupt- Transistor verfügen muß, kommen hierfür nur Hochvolt-Feldeffekt- Transistoren in Frage. Wegen des mit der Sperrspannung überproportional ansteigenden Durchlaß-Widerstandes R _DS(on) von Feldeffekt-Transistoren besitzen diese bei höherem Sperrspannungsvermögen schon sehr große Durchlaß-Widerstände und damit entsprechend große Durchlaßspannungen (zum Beispiel weist der zur Zeit leistungsfähigste 800 V/6A-MOSFET ein R _DS(on) = 1,5 bis 2 Ω im Kaltzustand auf!).

Um für den Darlington-Transistor dennoch auf eine annehmbare Durchlaßspannung von wenigen Volt (etwa U _CE(on) = 2 . . . 4 Volt) zu kommen, ist also eine Parallelschaltung mehrerer Feldeffekt-Treiber-Transistoren unerläßlich. Gegenüber Bipolar-Transistoren mit vergleichbarem Leistungsvermögen sind Feldeffekt-Transistoren zudem auch sehr viel kostspieliger. Wegen der um ein Vielfaches schlechteren Siliziumausnutzung eines Hochvolt-Feldeffekt-Transistor-Chips gegenüber der eines Bipolar- Transistor-Chips, werden die Preisrelationen wohl auch in Zukunft Bestand haben.

Ein kleines Auslegungsbeispiel soll die Problematik des hohen Durchlaß- Widerstandes von Hochvolt-Feldeffekt-Transistoren, die als Treiber in Darlington-Transistoren eingesetzt werden, zeigen.

Für einen 800 V/80 A-Bipolar-Haupt-Transistor benötigt man bei einem Stromverstärkungsfaktor von β (T 1) ≈ 10 einen Basisstrom von I _B1 ≈ 8 A, der vom Treiber-Transistor bereitgestellt werden muß. Wenn man annimmt, daß die Gesamtdurchlaßspannung des Darlington-Transistors U _CE = 3 V betragen darf, dann darf die Durchlaßspannung des Feldeffekt-Treiber- Transistors nur U _{DS(T 3)} = U _CE - U _BE ≈ 2 V betragen.

Die vorstehend genannten Durchlaßwiderstände der angeführten MOSFET'S müssen noch etwa mit dem Faktor 1,7 für den Warmzustand (ϑ _V ≈ 100°C) multipliziert werden. Damit erhält man pro MOSFET ein R _DS(on)warm ≈ 2,5 -Ω. Um eine Durchlaßspannung von U _{DS(T 3)} = 2 V zu erreichen, muß man also einen Gesamt-Durchlaß-Widerstand des Teibers von

erreichen. Dazu sind also zehn MOSFET'S des zur Zeit leistungsstärksten und gleichzeitig preisgünstigsten MOSFET parallelzuschalten. Da der Preis nur eines MOSFET des im Auslegungsbeispiel herangezogenen Typs noch höher liegt als der eines Bipolar-Transistors, mit dem der gesamte Basisstrom unter den genannten Bedingungen geführt werden könnte, liegen die Kosten für den MOSFET-Treiber im Bereich der Kosten für den Bipolar- Haupt-Transistor, während das Kostenverhältnis bei einem reinen Bipolar-Darlington-Transistor vielleicht 1 : 5 oder gar 1 : 10 betragen würde.

Die Aufgabe besteht daher darin, eine Halbleiterleistungsschalter-Anordung zu schaffen, welche die Verminderung des Schaltungsaufwandes an teuren Hochvolt-Feldeffekt-Transistoren als Treiber im Steuerkreis des bipolaren Haupt-Transistors unter Beibehaltung des Vorteils der kurzen Ausschalt-Verzugszeit für den gesamten Halbleiterleistungsschalter erzielt.

Die Aufgabe wird nach der Erfindung durch die in den Patentansprüchen angegebenen Maßnahmen gelöst.

Die Erfindung wird im folgenden mittels Figuren an Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Nach der Erfindung wird im Steuerkreis des Haupt-Transistors T 1 eine Kaskodenschaltung angewandt, bei der ein schneller, sehr kostengünstiger und mit sehr niedrigem Durchlaßwiderstand ausgestatteter Niedervolt- Feldeffekt-Transistor T 3 als Kaskoden- bzw. Steuertransistor einen ebenfalls kostengünstigen bipolaren Hochvolt-Transistor T 2 schaltet. Diese Kaskodenschaltung gestattet ein schnelles Unterbrechen des positiven Basisstromes des Haupt-Transistors, wodurch die Ausschaltverzugszeit ähnlich klein ist wie bei einem reinen Feldeffekt-Treiber, dieser Vorteil aber nicht zu Lasten eines stark erhöhten Schaltungsaufwandes bzw. der Kosten für die Treiber-Transistoren geht.

Die Fig. 4 zeigt die Grundschaltung der erfindungsgemäßen Halbleiterschalter- Anordnung und die Fig. 5 zeigt dazu eine vorteilhafte Schaltungsvariante mit vermindertem Aufwand an Hilfsspannungsquellen in der Ansteuerschaltung.

Die Ansteuerschaltung umfaßt jeweils die zum Ein- und Ausschalten des Halbleiterschalters erforderlichen Hilfsspannungsquellen U _H1 bis U _H3 und die dazu notwendigen Steuerschalter S 1 zum Einschalten und S 2 zum Ausschalten der Halbleiterleistungsschalters. Die für den Halbleiterleistungsschalter von der Ansteuerschaltung zur Verfügung gestellte Steuerleistung für den Einschalt- und Durchlaßbetrieb des Halbleiterleistungsschalters ist vergleichbar mit der Steuerleistung für einen reinen Bipolar-Darlington-Transistor, während die Ausschalt-Steuerleistung wegen der kürzeren Ausschalt-Verzugszeit der des Feldeffekt- Bipolar-Darlington-Transistors entspricht.

Die in der Grundanordnung von Fig. 4 dargestellten drei Hilfsspannungsquellen U _H1, U _H2, U _H3 können auch zu zwei Hilfsspannungsquellen zusammengefaßt werden, weil U _H1 und U _H2 wegen des ähnlichen Spannungspegels zu einer Spannungsquelle vereinigt werden können.

Der Widerstand R 1 in der Basisleitung von T 2 dient der Einstellung des Basisstromes i _B1. Anstelle eines Widerstandes können hierfür selbstverständlich auch andere bekannte Schaltungsmaßnahmen treten, wie zum Beispiel ein Transistor, der als Stromregler betrieben wird.

Die parallel zu R 1 geschaltete Diode D 3 führt während der Ausschaltphase von T 2 den negativen Basisstrom (-i _B2). Die Diode D 1 führt den negativen Basisstrom -i _B1 während der Abschaltphase von T 1. Diese Diode ermöglicht ein schnelles Abschalten von T 3, da durch das Einschalten des Steuerschalters S 2 der Steuereingang des FET T 3 um die Dioden-Flußspannung U _D1 negativ vorgepolt wird. Selbstverständlich kommen anstelle der Diode auch hier andere Schaltungsmaßnahmen in Frage, wie zum Beispiel Z-Diode, Transistor, etc.

Die Fig. 6 zeigt das Steuerschema der Steuerschalter S 1und S 2 in Fig. 4. Der Hoch-Pegel bedeutet, daß der betreffende Steuerschalter bzw. Transistor eingeschaltet ist.

Die Fig. 5 zeigt den Halbleiterleistungsschalter mit einer vereinfachten Ansteuerschaltung, bei der nur noch eine Hilfsspannungsquelle U _H1 benötigt wird. Bauelemente mit gleicher Aufgabe wie in Fig. 4 sind mit den gleichen Bezeichnungen gekennzeichnet. Zusätzlich ist bei der Schaltung nach Fig. 5 ein Widerstand R 2 angegeben, der die Aufgabe hat, nach dem Öffnen des Steuerschalters S 1 durch Entladung der Eingangskapazität des MOSFET T 3 diesen zu sperren.

Anstelle des Widerstandes R 2 können auch andere Schaltungsmaßnahmen, wie zum Beispiel Transistor, angewendet werden. Es kann auch die Diode D 1 entfallen oder durch andere geeignete Bauelemente, wie Z-Diode oder Widerstand, ersetzt werden.

Der Halbleiterleistungsschalter wird eingeschaltet, indem mit dem Steuerschalter S 1 positive Steuerspannung an die Gate-Source-Anschlüsse von T 3 über die Basis-Emitter-Strecke von T 1 gelegt wird (Fig. 4).

Das Einschalten von T 3 bewirkt, daß T 2 mit dem positiven Basisstrom (i _B2) eingeschaltet wird, der von der Hilfsspannungsquelle U _H1 über den Widerstand R 1, der Basis-Emitter-Strecke B 2-E 2 von T 2, über die Drain- Source-Anschlüsse D 3-S 3 von T 3 und der Basis-Emitter-Strecke B 1-E 1 von T 1 zurück zur Hilfsspannungsquelle U _H1 fließt.

Der durch den Basisstrom eingeschaltete Transistor T 2 führt nun der Basis B 1 des Haupt-Transistors T 1 den zum Einschalten und Stromführen notwendigen Basisstrom i _B1 zu, wodurch schließlich auch der Haupt-Transistor eingeschaltet wird und den Laststrom i _L führen kann.

Zum Ausschalten von T 1 wird zunächst der MOSFET T 3 gesperrt, indem der Steuerschalter S 1 geöffnet und S 2 geschlossen wird (Fig. 6). Dadurch wird die Basisstrom-Zufuhr zum Haupt-Transistor T 1 unterbrochen. Der zuvor von den Treiber-Transistoren T 2 und T 3 geführte Strom teilt sich entsprechend den Spannungsbedingungen der beiden noch vorhandenen Stromzweige des HL-Schalters auf.

Ein Teil dieses Stromes fließt über die noch rückwärts leitende Kollektor- Basis-Strecke von T 2 zur Hilfsspannungsquelle U _H1 und schließlich zum Emitteranschluß von T 1 ab. Der andere Teil des Stromes kommutiert während dieser Phase auf T 1. Der negative Basisstrom in T 2 bewirkt ein verstärktes Ausräumen von dort noch vorhandenen Minoritäts-Ladungsträgern, so daß dieser Transistor rasch seine Sperrfähigkeit erlangen kann.

Mit dem Einschalten von S 2 wird dem Haupt-Transistor ein negativer Basisstrom aufgeschaltet, wodurch der Haupt-Transistor und somit der gesamte Halbleiterleistungsschalter schnell abschalten kann.

Kaskode-Schaltungen sind zwar schon seit langem bekannt und werden mit dem Erscheinen leistungsfähiger Feldeffekt-Transistoren (MOSFET'S) zunehmend angewandt. Kaskode-Schaltungen sind bisher jedoch nur im Hauptzweig von Transistor-Schaltern bekannt, das heißt, daß der den bipolaren Haupt-Transistor steuernde Feldeffekt-Transistor (Kaskode- Transistor) mit dem gleich Laststrom wie der Haupt-Transistor belastet wird. In derartigen konventionellen Kaskode-Schaltungen hat der Kaskode-Transistor also die Aufgabe, den Haupt-Transistor durch das Unterbrechen des Laststromflusses über die Basis-Emitter-Zone des Haupt-Transistors auszuschalten und auf umgekehrte Weise, das heißt durch das Leitendwerden des Kaskode-Transistors den Haupt-Transistor einzuschalten. Der Kaskode-Transistor muß nur über eine geringe Sperrspannung im Vergleich zum Haupt-Transistor verfügen, da an ihm, bei Außerachtlassen von transienten Spannungsspitzen, nur die Steuerspannung des Haupt-Transistors auftritt. Daher und wegen der kurzen Schaltzeiten eignet sich der Feldeffekt-Transistor besonders gut als Kaskode- Transistor.

Im Gegensatz zur konventionellen Anwendung der Kaskode-Schaltung soll bei der erfindungsgemäßen Halbleiterleistungsschalter-Anordnung die Kaskode-Schaltung im Steuerkreis des Haupt-Transistors nur den positiven Basisstrom des Haupt-Transistors führen bzw. schalten.

Der als Kaskode-Transistor im Emitterkreis des bipolaren Treiber- Transistors T 2 arbeitende Feldeffekt-Transistor T 3 hat dabei die Aufgabe, den Basisstrom für den Haupt-Transistor schneller abzuschalten als dies mit einem bipolaren Treiber-Transistor in konventioneller Darlington- Schaltung möglich wäre. Dadurch erzielt man gegenüber konventionellen "reinen" Bipolar-Darlington-Schaltungen eine viel kürzere Gesamt- Ausschaltverzugszeit des Halbleiterleistungsschalters. Für Anwendungen, bei denen hohe Schaltfrequenzen und ein in weiten Grenzen verstellbares Tastverhältnis der Ein- und Ausschaltdauer gefordert ist, ist die Ausschaltverzugszeit von großer Bedeutung.

Claims (4)

1. Halbleiterleistungsschalter-Anordnung in einer Darlington-Konfiguration, insbesondere zum Schalten großer Ströme und hoher Spannungen bei hohen Schaltfrequenzen, dadurch gekennzeichnet, daß im Steuerkreis eines als Haupttransistor dienenden Bipolar-Transistors (T 1) eine Reihenschaltung eines Bipolar-Transistors (T 2) mit einem Feldeffekt-Transistor (T 3) oder ein anderer Halbleiterschalter mit ähnlichen Eigenschaften, wie zum Beispiel SIT, COMFET o. a., als Treibertransistoren angeordnet ist.

2. Halbleiterleistungsschalter-Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß je nach Bedarf eine bis drei Hilfsspannungsquellen zur Ansteuerung des Halbleiterleistungsschalters vorgesehen sind.

3. Halbleiterleistungsschalter-Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ansteuerung des Halbleiterleistungsschalters zwei Steuerschalter (S 1) zum Einschalten und (S 2) zum Ausschalten vorgesehen sind.

4. Halbleiterleistungsschalter-Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem einen Steuerschalter (S 1) der Feldeffekt-Treibertransistor (T 3) angesteuert wird und daß mit dem anderen Steuerschalter (S 2) der Ausräumstrom des Haupttransistors geführt wird.