DE2510406A1

DE2510406A1 - Halbleiterschalter

Info

Publication number: DE2510406A1
Application number: DE19752510406
Authority: DE
Inventors: Ichiro Ohhinata; Shinzi Okuhara; Michio Tokunaga
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1974-03-11
Filing date: 1975-03-10
Publication date: 1975-09-25
Also published as: MY8100379A; NL7502825A; US4015143A; SE399163B; NL176730C; CA1032220A; DE2510406C3; SE7502640L; DE2510406B2; GB1503939A; NL176730B; HK18081A

Description

Die Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter mit drei PN-Übergängen eines Vierschicht-Ersatzaufbaues mit PNPN-Charakteristik, der als Schaltglied wie eine Steuereinrichtung verwendet wird.

Halbleiterschalter mit PNPN-Aufbau, kurz PNPN-Schalter genannt, umfassen eine PNPN- oder Vierschicht-Diode, von der lediglich eine Anode und eine Kathode herausgeführt sind, eine Thyristor-Triode mit einem kathodenseitigen Steueranschluß zusätzlich zum Anoden- und Kathodenanschluß, und auch eine Thyristor-Tetrode mit einem zusätzlich herausgeführten anodenseitigen Steueranschluß. Sie werden bei verschiedenen Steuereinrichtungen als Schalter mit Selbsthalte-Wirkung verwendet .

Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei Anlegen einer schnellen

81-(A 776-05)-Me-r (8)

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ORIGINAL INSPECTED

Vorwärtsspannung zwischen Anode und Kathode unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/dt-Effekt, Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit bezeichnet, und mehrere Möglichkeiten zur Überwindung dieser Erscheinung wurden angegeben.

Übliche Verfahren bestehen im Anschließen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß G der Kathode K des PNPN-Schalters oder im Anschließen eines Widerstands an den anodenseitigen Steueranschluß G. des PNPN-Schalters, so daß der Schalter in Sperrichtung vorgespannt ist zwischen Anode A und anodenseitigem Steueranschluß G mit auf hohem Potential gehaltenem einem Ende des Widerstands. Bei den herkömmlichen Verfahren ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands erheblich zu verringern, damit es möglich ist, fehlerhaftes Einschalten des PNPN-Schalters zu vermeiden infolge der Transient-, Ausgleichs- oder Umschaltspannung (du/dt), was im folgenden mit du/dt-Belastbarkeit bezeichnet wird, da nämlich der Spannungsabfall über den Widerstand nicht die Einbauoder Eigen-Spannung zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß G^ und der Kathode K überschreiten darf, wenn auch der Verschiebungsstrom in den Widerstand durch die Anschluß- oder Übergangskapazität zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß (Gate, Tor) und dem anodenseitigen Steueranschluß fließt. Wenn z. B. die Übergangskapazität 2 pF beträgt, muß der Widerstands wert des Widerstands kleiner als 600 CX sein, wenn eine du/dt-Belastbarkeit von 500 V/us erreicht werden soll. Folglich werden der Steueranschluß-Ansteuer- oder Treiberstrom und der Haltestrom um den Strom erhöht, der im Widerstand fließt, was bei dem betrachteten Fall nachteilig dazu führt, daß ein überflüssiger Ansteuerstrom von etwa 1 mA benötigt wird. Das letztere Verfahren erfordert andererseits, daß ein Ende des Widerstands

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auf höherem Potential als die Anode gehalten wird und hat den Nachteil, daß die Einrichtung zwar geschützt werden kann, wenn die Anode auf höheres Potential übergeht, aber nicht geschützt werden kann, wenn die Kathode zu niedrigerem Potential übergeht.

Ein üblicher Halbleiterschalter ist in den Fig. 1 und 2 der Zeichnung dargestellt (vgl. Fig. 1 und 3 der US-PS 3 609 413).

Durch Verwenden der Übergangskapazität zwischen einem Emitter 19 und der Basis eines Transistors T im Fall der Fig. 1 und eines Kondensators 34 im Fall der Fig. 2 wird eine an die Anode angelegte Transient spannung differenziert und der Transistor T₃ bzw. T₅ erregt, um den Rate-Effekt des PNPN-Schalters 10 zu vermeiden, der als SCR 10 bezeichnet ist. In der Schaltung gemäß Fig. 1, die einen Emitter 19, eine Basis und einen weiteren Emitter 18 des Transistors T zeigt, die zwischen Anode, und Kathode angeschlossen sind, beträgt die Durchbruchspannung des Basis-Emitter-Übergangs höchstens 5 bis 10 V, so daß diese Schaltung lediglich bei höchstens 5 V verwendbar ist, wodurch der Vorteil eines PNPN-Schalters verlorengeht, da dessen Durchbruchspannung hoch ist sowohl in positiver als auch negativer Richtung. Im Gegensatz dazu hat die in Fig. 2 dargestellte Schaltung den Nachteil, daß sie schwierig in Form einer integrierten Schaltung herstellbar ist, da der Kondensator 34 vorhanden ist. Weiter bleiben bei einer Anwendung der Schaltung gemäß den Fig. 1 und 2, bei der ander Anode Impulse mit hoher Geschwindigkeit z.B. einer Periode von 1 ms ankommen und abwechselnd zum Zünden und Sperren der Einrichtung verwendet werden, nutzlose Ladungen an der Basis des Transistors T~ bzw. Τ,-, wodurch die du/dt-Belastbarkeit sehr vermindert wird.

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Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiterschalter mit PNPN-Aufbau zu schaffen, der große du/dt-Belastbarkeit besitzt, unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode, der ggf. hohe positive und negative Durchbruchspannung aufweist, der möglichst mit kleiner Steuerspannung schließbar ist, der in integrierter Halbleiterschaltung leicht einbaubar ist, und bei dem ein PNPN-Schalter möglichst durch kleine Steuer spannungen und geringe Steuerströme gegenüber Änderungen des Kathodenpotentialpegels schließbar ist.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau einschließlich einer N-Basis und einer P-Basis und mit einem aktiven Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors, das ein Gegenkopplungsnetzwerk zusammen mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter bildet und dessen Transistor so angeschlossen ist, daß er mindestens einen der Basisströme des PNPN-Schalters teilt.

Die Erfindung gibt also einen Halbleiterschalter an, der unabhängig vom Anoden- oder Kathodenpotential eine große du/dt-Belastbarkeit besitzt, der hohe positive und negative Durchbruchspannungen aufweist, der mit geringem Steuerstrom schließbar ist und der leicht in integrierte Halbleiterschaltungen einbaubar ist.

Der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung enthält einen PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau mit drei Übergängen und ein aktives Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors. Das aktive Netzwerk ist mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter verbunden zum Bilden eines Gegenkopplungsnetzwerks. Der

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einen Teil des aktiven Netzwerks bildende Transistor ist so angeschlossen, daß mindestens einer der Basisströme des PNPN-Schalters geteilt wird.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 und 2 Schaltungen herkömmlicher Einrichtungen,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 ein zu Fig. 3 äquivalentes Schaltbild, bei dem der PNPN-Transistor abhängig von einem Spannungssprung an seiner Anode aktiv wird,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die beiden Transistoren einen Mehrkollektor-Aufbau besitzen,

Fig. 6 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 5 mit teilintegrierter Schaltung,

Fig. 7, 8 und 9 Schaltbilder von Er satz schaltung en des Halbleiterschalters gemäß einem dritten, vierten und fünften Ausführung sbeispiels der Erfindung,

Fig. 10 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung eines sechsten Aus-

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führunrfsbeispiels der Erfindung, das als Zweirichtungs-Sprechweg-Schalter verwendet wird, einschließlich mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung in Antiparallelschaltung,

Fig. Je2 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 10 mit teilintegrierter Schaltung,

Fig. 12 Signalverläufe des Wechselstroms und der Wechselspannung bei eingesetzter kapazitiver Last.

Die in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellten herkömmlichen Schaltungen eines Halbleiterschalters wurden bereits weiter oben erläutert.

Die Fig. 3, die ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, zeigt einen NPN-Transistor Q und einen PNP-Transistor Q„,

ι ^

die einen PNPN-Schalter bilden, Transistoren Q und Q und Widerstände R und R„, die zusammen mit den Transistoren Q und Q

J. C* ό ~t

ein aktives Netzwerk bilden und parallel zum PNPN-Schalter geschaltet sind. Weiter sind dargestellt eine Spannungs- bzw. Stromquelle oder -Versorgung E und ein Reihenwiderstand R in der Leitung, die den Schalter enthält.

Dieser PNPN-Schalter hat eine positive oder Mitkopplungsschleife ausgehend von der Basis des Transistors Q über den Kollektor des Transistors Q , die Basis des Transistors Q , den Kollektor des Tran-

J- i-l

sistors Q wieder zur Basis des Transistors Q . Nach Eintritt oder υ* 1

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Empfang eines Steuer(anschluß)- oder Torstroms, gehen die Transistoren Q₁ und Q₀ in den aktiven Zustand über oder werden stromleitend, und wenn der Gewinn bzw. der Kopplungsfaktor der Mitkopplungsschleife mindestens Eins beträgt, wird die Einrichtung schnell geschaltet, so daß beide Transistoren Q und Q gleichzeitig durchgeschaltet werden.

J. Ct

Folglich leitet die Schaltung zwischen Anode A und Kathode K und dieser Leitzustand wird aufrecht erhalten.

Wie in der Zeichnung dargestellt, hat der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung auch eine negative oder Gegenkopplungsschleife ausgehend von der Basis des Transistors Q über den Kollektor des Transistors Q , die Basis des Transistors Q , den Kollektor des Transistors Q , die Basis des Transistors Q wieder zur Basis des Transistors Q . Wenn dieser kompliziert aufgebaute Schaltkreis, der gleichzeitig sowohl eine Mit- als auch eine Gegenkopplungsschleife enthält, einen Schaltbetrieb durchführen soll, mit der Koppelwirkung bei einem Schleifengewinn von mindestens Eins, muß die Determinante der Schaltung gemäß Fig. 3 negativ sein. Mit den Stromverstärkungen oder -gewinnen ß , ß , ß und ß der Transistoren Q , Q , Q bzw- Q und der Bedingung einer negativen Schaltungsdeterminante der Schaltung gemäß Fig. 3 ergibt sich annähernd

B₁ (ß₂ - B₃B₄) - 1 > 0 (1).

Es ist zu sehen, daß die linke Seite der Ungleichung (l) einen effektiven Mitkopplungs-Verstärkungsfaktor darstellt. Wenn die Eigenschaften der Transistoren so bestimmt sind, daß sie diese Bedingung erfüllen, ist der Schaltbetrieb der Gesamtschaltung gemäß Fig. 3 möglich.

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Das Gegenkopplungsnetzwerk kompensiert die Änderungen der Stromverstärkung, die sich aus möglichen Änderungen der Temperatur oder der Qualität von Produktmengen ergeben, was einen stabilen effektiven Mittkopplungs-Verstärkungsfaktor ergibt.

Was den von der Erfindung angestrebten Schutz gegen den Rate-Effekt betrifft, so wird der Zustand der Schaltung, an die eine transiente Spannung angelegt ist, anhand Fig. 4 diskutiert. Da die Basis und der Emitter der Transistoren Q und Q gemäß Fig. 3 über die

J. O

Widerstände R bzw. R miteinander kurzgeschlossen sind, arbeitet

C* A.

weder der Transistor Q noch der Transistor Q , bis der Spannungs-

X ο

abfall an den Widerständen R und R deren Eigen- oder Einbau-Spannung, im allgemeinen etwa 0,6 V, erreicht. Deshalb sind zur Erläuterung die Transistoren Q und Q in der Schaltung gemäß Fig. 4 weggelassen. In dieser Fig. 4 ist eine Kapazität C eine Übergangs- oder Anschlußkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q und ist eine Kapazität C eine Übergangskapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q . Bei geschlossenem Schalter S muß die folgende Näherungs-Ungleichung (2) erfüllt werden, damit das Potential am Anschluß 3 stets höher im Transient-Zustand ist als das am Anschluß 4:

(l+B )

Das heißt, die Bedingung, daß das Potential am Anschluß 3 stets höher ist als am Anschluß 4 gemäß Fig. 4 ist äquivalent der Tatsache in Fig. 3, daß, bevor das Potential am Anschluß 4 jemals die Eigen-Spannung des Transistors Q erreicht, das Potential am Anschluß 3

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einen ausreichenden Wert zum Erregen des Transistors Q einnimmt. Deshalb umgeht durch Bestimmen der Konstanten der Schaltung zur Erfüllung der Ungleichung (2), nämlich des Transient-Stroms, der vom Kollektor des Transistors Q fließt, der Strom, von dem angenommen wird, daß er in die Basis des Transistors Q fließt, den Transistor Q und fließt in den Transistor Q in einem Sättigungszustand. Folglich wird der Transistor Q nicht durchgeschaltet, so daß die gesamte Schaltung gemäß Fig. 3 in nichtleitendem Zustand gehalten wird, wodurch große Stabilität gegenüber einem Umschalt- oder Transient-Zustand erreicht wird. Dieser Vorteil wird ohne jegliche Spannungs- bzw. Stromversorgung, ohne eine andere äußere Steuerschaltung oder selbst bei Übergang des Anodenpotentials auf hohen Pegel oder Abnehmen des Kathodenpotentials erreicht.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, hat die Schaltung gemäß Fig. 3, die beide Ungleichungen (l) und (2) gleichzeitig erfüllt, folgende Vorteile:

(a) Eine sehr große du/dt-Belastbarkeit wird erreicht unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode ^

(b) weil der Absolutwert des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R und R , ausgedrückt durch die Un-

J- dt

gleichung (2), beliebig wählbar ist, kann der Widerstandswert des Widerstands R im Vergleich zur herkömmlichen Einrichtung sehr hoch

dt

gemacht werden, weshalb die Schaltung mit sehr hoher Empfindlichkeit durch Anliegen eines Steuer- oder Torstroms an die Basis des Transistors Q getriggert oder gezündet we den kann,

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(c) weil das Verhältnis zwischen den Widerstands werten der Widerstände R und R konstant ist, kann die Schaltung sehr leicht integriert werden und ist eine stabile Schaltung gegen jegliche mögliche Widerstandsänderung durch Qualitätsänderungen der Produktmengen vorsehbar,

(d) weil die Schaltung Bauelemente enthält, die einen integrierten Schaltungsaufbau erleichtern und weil die Transistoren Q und Q mit der gleichen Polarität verbunden sind wie die Transistoren Q und Q ,

1 Cd

die den Ausgangs-Ursprungs-PNPN-Schalter bilden, bleibt der Vorteil, daß der PNPN-Schalter eine hohe Durchbruchspannung in sowohl positiver als auch negativer Richtung besitzt, erhalten,

(e) weil der Anschluß der Transistoren Q und Q im wesent-

J. Cj

liehen gleich dem der Transistoren Q und Q ist, kann die Schaltung

•J ~r

stets stabil arbeiten, selbst gegenüber angelegten Hochgeschwindigkeitsimpulsen.

Eine zusätzliche qualitative Beschreibung erfolgt für den Halbleiterschalter nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig. 3. Beim betrachteten Ausführungsbeispiel wirken die Transistoren Q und Q zum Korrigieren der effektiven Mitkopplungsverstärkung, und während der Transient-Zeit wird der PNPN-Schalter durch den Transistor Q kurzgeschlossen zwischen dem kathodenseitigen Steuer-

anschluß G und der Kathode K. Der Widerstand R bestimmt einer-K 2

seits eine Steueranschluß- oder Torempfindlichkeit, trägt aber andererseits bei zur du/dt-Belastbarkeit gegen einen langsamen Spannungsanstieg oder einen niedrigen du/dt-Wert, so daß ein hoher Widerstands-

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wert des Widerstands R verwendbar ist. Der Widerstand R trägt an-

& 1

dererseits bei, um eine Schaltung mit notwendiger Zeitkonstante zu erhalten- Dabei ist anzumerken, daß der Widerstand R bis im wesentlichen unendlich groß sein kann oder auch weggelassen sein kann, insoweit es genügt, wenn die Ungleichung (2) erfüllt ist. Von den Erfindern durchgeführte Prüfungen ergaben, daß der PNPN-Schalter und ein begleitendes aktives Netzwerk mit den Transistoreigenschaften β = β = 20, ß = 1,5, ß = 0,05 und C=C= C pF eine du/dt-

J. O /-* TI Il Cj Ct

Belastbarkeit von mindestens 500 V/us aufweisen, bei Anwesenheit eines Widerstands R mit etwa 50 kCl und eines Widerstands R„ von

X Ci

etwa 20 kO , wodurch sich eine Steueranschluß- oder Torempfindlichkeit von etwa 30 yuA ergibt. Im Vergleich dazu wird eine niedrige ungefähre du/dt-Belastbarkeit von 15 V Ais erreicht, wenn die gleiche Torempfindlichkeit durch Einfügen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen Steuer ans chi uß G₁... und der Kathode K des PNPN-Schalters erreicht wird, wie bei der beschriebenen herkömmlichen Schaltung. Auf diese Weise wird durch die Erfindung die du/dt-Belastbarkeit um etwa das 30fache verbessert. Außerdem ist infolge der Bestimmung des Werts der Zeitkonstante der Schaltung durch den Widerstand R das Verhindern von fehlerhaftem Einschalten des PNPN-Schalters durch Leckstrom bei hohen Temperaturen noch ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt.

Das Schaltbild der Fig. 5 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Transistoren Q und Q der Schaltung gemäß Fig. 3 durch Mehrkollektor-Transistoren ersetzt sind, die für die Integration der Schaltung besonders zweckmäßig sind.

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In Fig- 6 ist ein Teilschnitt des Aufbaues der integrierten Schaltung mit den Transistoren Q , Q , Q der Ersatzschaltung gemäß Fig. 5 wiedergegeben, mit einer anodenseitigen Steueranschluß-Zone 4, einer kathodenseitigen Steueranschluß-Zone 5, einer Kathoden-Zone 6, einer Anoden-Zone 7, einer anodenseitigen Steueranschluß-Kontakt-Zone 8 und einer Kollektor-Zone 9 des Transistors Q . Der NPN-Transistor Q besteht aus den Zonen 4, 5 und 6f der Lateral- oder Seiten-PNP-Transistor Q aus den Zonen 7, 4 und 5 und der Seiten-PNP-Transistör Q aus den Bereichen 7, 4 und 9. Wenn eine hohe Durchbruchspannung erhalten werden soll, bei Verwendung von Seiten-Transistoren wie bei der Fig. 6, ist die Stromverstärkung des Transistors Q gering und deshalb die Stromverstärkung des Transistors Q sehr gering, wie das die Ungleichung (l) fordert. Unter diesen Bedingungen kann die Kapazität C jedes andere kapazitive Element statt einer Übergangskapazität von Transistoren sein, wenn ihr Kapazitätswert die Ungleichung (2) erfüllt.

Weil die Ungleichung (2) auch erfüllt ist, selbst wenn ß zu Null gemacht wird durch Beseitigen des Transistors Q , kann der gleiche Wirkbetrieb wie der bei der Schaltung gemäß Fig. 6 durchgeführt werden durch Einsetzen eines Kondensators bzw. einer Kapazität C , die die Ungleichung (2) anstelle des Transistors Q erfüllen kann. D. h., der gleiche Vorteil ergibt sich durch Einsetzen eines kapazitiven Bauelements zwischen der Basis des Transistors Q und der Basis des Transistors Q bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltung.

Eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 7 dargestellt, in der eine

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Diode D zwischen der Basis des Transistors Q und der Basis des

C*

Transistors Q eingesetzt ist.

Auch ist die Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung, wie sie in Fig. 8 dargestellt ist, durch eine Kapazität bzw. einen Kondensator C gekennzeichnet, der zwischen der Basis des Transistors Q und der Basis des

Transistors Q eingesetzt ist. Zusätzlich ist ein Kondensator C vor- 3 9

gesehen, der parallel zum Widerstand R geschaltet ist und zum Schutz der Schaltung gegen die Transient-Spannung vorgesehen ist, die vom kathodenseitigen Tor oder Steueranschluß G angelegt wird.

Jv

Das Schaltbild der Fig. 9 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei der der kurzschließende Transistor Q der Ersatzschaltung nach

dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig. 3 PNP-Transistor Q -seitig angeschlosse

Ct

wie die Schaltung der Fig. 3.

sistor Q -seitig angeschlossen ist, und die in gleicher Weise wirkt

Ct

Die Fig. 10 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das verwendbar ist als Zweirichtungs-Sprechwegschalter durch Verbinden mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung, wobei die Ersatzschaltung für den Fall wiedergegeben ist, in dem ein Telefon-Freizeichen oder -Rufsignal durchtritt.

In der Fig. 10 bilden jeweils PNP-Transistören Q und NPN-Tran-

sistoren Q PNPN-Schalter und sind angeordnet ein Schalttransistor Q *-

zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt und ein PNP-Transistor

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Q mit einer P-Anode und einer N-Kathode, der durch Bilden einer weiteren P-Zone in der anodenseitigen Steueranschluß-Zone des PNPN-Schalters erzeugt ist. Weiter sind vorhanden ein Feldeffekttransistor Q mit isoliertem Gate- oder Toranschluß (Oberflächen-Feldeffekttransistor, IGFET) zur Spannungssteuerung, ein Widerstand R zum Schutz

(Lt

der Einrichtung vor geringem Rate-Effekt und ein Widerstand R zum Schutz des Transistors Q vor Einschalten bei normalen Betriebsbedingungen oder infolge geringen Rate-Effekts und gleichzeitig als Entladungsweg für die gespeicherten Ladungen. Weiter sind gezeigt eine Ansteuer- oder Treiberschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses, eine Signalquelle 22, eine kapazitive Last 23 und eine Ansteueroder Treiberschaltung 24 des isolierten Tors des Oberflächen-Feldeffekttransistors Q . Die Schaltung der Fig. 10 bezieht sich auf den

Zj

PNPN-Schalter in einer einzigen Stufe, weil das Betriebsprinzip das gleiche ist, unabhängig von der Anzahl der Stufen,in denen die PNPN-Schalter angeschlossen sind.

In Fig. 11 ist ein Teilschnitt eines beispielhaften Aufbaues der Anordnung gemäß Fig. 10 dargestellt, bei der die Transistoren Q , Q. ,

J. tLt

Q , Q in einer integrierten Schaltung eingeschlossen sind. In Fig. 11

sind dargestellt eine anodenseitige Steueranschluß-Zone 4, eine kathodenseitige Steueranschluß-Zone 5, eine Kathoden-Zone 6, eine Anoden-Zone 7 und eine N -Zone 8 zum Verringern der Kurzschlußstromverstärkung in Emitterschaltung h des Transistors Q und zum Herausführen einer anodenseitigen Steueranschluß-Elektrode. Weiter sind dargestellt eine Kollektor-Zone 9 des Transistors Q , ein Oxidfilm 1, eins Aluminiumelektrode 2, eine Anodenelektrode A, eine kathodenseitige Steueranschluß-Elektrode G , eine Kathodenelektrode K, eine Tor- oder

iv

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Gateelektrode G des Feldeffekttransistors Q und eine Kollektorelektrode Q_4n des Transistors Q .

Es sei der Fall betrachtet, bei dem die Schalter S und S geschlossen sind, damit ein Wechselstromsignal durch den PNPN-Schalter treten kann, wie das in Fig. 10 dargestellt ist. Unter dieser Bedingung eilt der Signalverlauf des Stroms i (t) dem Signalverlauf der Spannung ν (t) in der Phase voraus, um eine maximale Phasendifferenz von etwa 90 , wie das in der Kurvendarstellung der Fig. 13 wiedergegeben ist. Wenn der Strom i (t) auf einen Wert unter den Selbsthalte-Pegel verringert wird, bei dem der Steueranschlußstrom zugeführt werden muß, um den Strom zu erhalten, ist die Kathodenspannung auf oder etwa auf dem positiven oder negativen Maximum. Falls der Kathodenspannungs-Pegel negativ ist, kann der Steueranschlußstrom auch zugeführt werden, wenn die Ansteuer- oder Treiberspannung der Ansteuerschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses gering ist. In diesem Fall können die Feldeffekttransistoren Q nicht mit einer niedrigen Ansteuer spannung durchgeschaltet werden. Andererseits erfordert bei positivem Pegel an der Kathode die Stromversorgung von der Ansteuerschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses eine hohe Spannung. Da jedoch jedes Substrat der Feldeffekttransistoren Q auf hohem positivem Potential liegt, können die Feldeffekttransistoren Q durchgeschaltet werden, weshalb Strom vom Anodenanschluß zum kathodenseitigen Steueranschluß geführt werden kann durch Anlegen einer niedrigen negativen Ansteuerspannung von der Ansteuerschaltung des isolierten Tors an das isolierte Tor des Feldeffekttransistors Q. . Auch dann, wenn die Last 23 induktiv ist, kann die Vorrichtung leicht durch den Feldeffekttransistor bei einem positiven Kathoden-Pegel oder

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durch den kathodenseitigen Steueranschluß bei einem negativen Kathoden-Pegel angesteuert werden. Obwohl die Ansteuerschaltung 24 des Feldeffekttransistors als negative Spannungsquelle in der Schaltung gemäß Fig. 10 dargestellt ist, kann das Tor selbstverständlich auf Erdoder Masse-Pegel gehalten werden, wenn die Schleusen-Schwellenspannung V des Feldeffekttransistors verringert ist, oder andererseits kann die Einrichtung auch angesteuert werden mit einer niedrigen positiven Spannung von einer positiven Spannungsversorgung oder -quelle. Weiter können die Ansteuerschaltungen 21, 24 auch als Impuls erzeugende Ansteuerschaltungen ausgeführt sein.

Weiter sind, da der anodenseitige Steueranschluß auch als Stromsteueranschluß verwendet wird, drei zusätzliche Weiterbildungen möglich durch verschiedene Kombinationen des Strom Steuerglieds und des Spannungssteuerglieds. Diese Möglichkeiten enthalten ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Strom steuerglied verwendet wird und die Spannungssteuerung durch Anschließen eines N-Kanal-Feldeffekttransistors zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode erreicht wird, ein Verfahren, bei dem der kathodenseitige Steueranschluß als Stromsteuerglied verwendet wird und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode eingesetzt wird, oder ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteueranschluß verwendet wird und ein N-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen der Anode. und dem kathodenseitigen Steueranschluß eingesetzt ist. Jeder dieser Feldeffekttransistoren kann mit dem PNPN-Schalter integriert sein, wie in Fig. 11, oder auch getrennt vorgesehen werden.

Nun sei der Fall betrachtet, bei dem die Spannungsumschaltung

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du/dt angelegt ist zwischen der Anode und der Kathode, wenn der PNPN-Schalter gemäß Fig. 10 ausgeschaltet, gesperrt oder geöffnet ist- Wenn zunächst ein großes du/dt zugeführt wird, fließt der Basisstrom zum Transistor Q durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q , wodurch der Transistor Q durchgeschaltet wird, so daß es durch Absorbieren des durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q fließenden Stroms im Sättigungsbereich des Transistors Q möglich ist, die PNPN-Schalter Q , Q am Schließen (bzw. Durchschalten) zu hindern. Andererseits kann der PNPN-Schalter auch nicht geschlossen werden, falls der Transistor Q im Sättigungsbereich leitet, selbst bei normalen Betriebsbedingungen. Um eine solche Lage zu vermeiden, ist deshalb ein Widerstand R zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q eingesetzt. Folglich wird der Transistor Q nicht durchgeschaltet, wenn ein geringes du/dt angelegt ist, weshalb dann der Widerstand R zum Schutz verwendet wird. Auf diese Weise kann der Widerstand R , anders als bei herkömmlichen Einrichtungen, zum Schutz der Einrichtung vor geringem Rate-Effekt oder du/dt-Effekt verwendet werden und daher in seinem Widerstandswert erhöht werden, was zur Folge hat, daß der PNPN-Schalter mit einem geringen kathodenseitigen Steueranschluß-Strom geschlossen werden kann. Weil der Transistor Q nur während der Um schalt- oder Transient-Periode betrieben werden kann, wenn das du/dt angelegt ist, kann die Schaltung zum daran Anlegen eines Basisstroms als kapazitives Bauteil ausgeführt sein, und entweder eine Diode oder ein Kondensator kann anstelle des Transistors Q verwendet werden. Selbstverständlich kann das kapazitive Glied oder Bauteil parallel zum Widerstand R angelegt sein. Weiter kann die Einrichtung gemäß der Erfindung in einer Anordnung ausgeführt werden, die auf dem gleichen Wirkungsprinzip wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen beruht, d. h., daß ein Tran-

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sistor zum du/dt-Schutz und ein Impedanzglied zwischen der Anode und dem anodenseitigen Steueranschluß des PNPN-Schalters einfügbar sind, so daß der Transistor zum du/dt-Schutz durch ein kapazitives Bauteil angesteuert werden kann.

Wie sich aus der Beschreibung ergibt, ist der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung so aufgebaut, daß das parallel zum PNPN-Schalter angeschlossene aktive Netzwerk zusammen mit einem Teil der Mitkopplungsschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk bildet, und daß ein Strom, der im wesentlichen mit dem Strom in den Basiswiderstand R des Transistors Q durch den PNP-Transistor Q einschließlich der Übergangskapazität C in Phase ist und so ist, daß er in das parallel angeschlossene aktive Netzwerk fließt, so daß der Basisstrom des Transistors Q durch den Transistor Q überbrückt oder

J. \J

umgangen wird, dessen Kollektor an die Basis des Transistors Q angeschlossen ist, wodurch es möglich ist, die effektive Gleichstrom-(bzw. -spannungs-)Mitkopplungsverstärkung der gesamten Einrichtung auf über Eins zu halten.

Weiter ist der PNPN-Schalter des Halbleiterschalters gemäß der Erfindung mit einem Spannungssteueranschluß versehen, der vorteilhaft mittels eines Feldeffekttransistors gebildet ist, durch den zusammen mit einer herkömmlichen Stromsteuereinrichtung der PNPN-Schalter mit einer geringen Steuer spannung selbst gegen Schwimmen oder Schweb en des Kathodenpotential-Pegels schließbar ist. Zusätzlich erlaubt die Parallelverbindung eines Impedanzgliedes und eines Schaltgliedes zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt einen PNPN-Schalter mit großer du/dt-Belastbarkeit, der mit geringem Steuerstrom schließbar ist.

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Claims

Patentansprüche

Jl-/ Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau einschließlich einer N-Basis und einer P-Basis und mit einem aktiven Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors ,

dadurch gekennzeichnet,

daß das aktive Netzwerk mit einem Teil der Mitkoppelschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk bildet, und

daß der Transistor des aktiven Netzwerks so angeschlossen ist, daß er mindestens einen der Basisströme des PNPN-Schalters teilt.
2. Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau, mit einem Schaltglied, mit einem passiven Glied und mit einer Ansteuereinrichtung des Schaltglieds,

dadurch gekennzeichnet,

daß das Schaltglied so parallel zum passiven Glied geschaltet ist, daß ein Übergang an einem Ende des PNPN-Schalters kurzgeschlossen ist, und

daß die Ansteuereinrichtung des Schaltglieds dem Schaltglied einen Strom zuführt, der durch einen Übergang am anderen Ende des PNPN-Schalters geteilt ist und der das Schaltglied ansteuert.

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3. Halbleiterschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

daß der PNPN-Schalter einen NPN-Transistor und einen PNP-Transistor enthält,

daß der PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau drei PN-Übergänge besitzt,

daß ein N-Kollektor des NPN-Transistors an die N-Basis des PNP-Transistors angeschlossen ist, und

daß ein P-Kollektor des PNP-Transistors an die P-Basis des NPN-Transistors angeschlossen ist.
4. Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau, mit einem ersten Transistor, einem zweiten Transistor und einem Impedanzglied,

dadurch gekennzeichnet,

daß ein Kollektor des ersten Transistors parallel zum Impedanzglied an die P-Basis des PNPN-Schalters angeschlossen ist,

daß ein Emitter des ersten Transistors an die N-Kathode des PNPN-Schalters angeschlossen ist,

daß ein Emitter des zweiten Transistors an die P-Anode des PNPN-Schalters angeschlossen ist,

daß eine Basis des zweiten Transistors an die N-Basis des PNPN-Schalters angeschlossen ist, und

daß ein Kollektor des zweiten Transistors an die Basis des ersten Transistors angeschlossen ist.

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5. Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN Vierschicht-Ersatzaufbau einschließlich einer Zone, die als zweiter P-Kollektor wirkt, mit einem Transistor und mit einem Impedanzglied,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Transistor parallel zum Impedanzglied angeschlossen ist,

daß die Parallelschaltung zwischen der P-Basis des PNPN-Schalters und der N-Kathode des PNPN-Schalters geschaltet ist, und

daß eine Basis des Transistors an die zweite P-Kollektor-Zone des PNPN-Schalters angeschlossen ist.
6. Halbleiterschalter mit einem PNPN-Schalter von PNPN-Vierschicht-Ersatzaufbau, mit einem Transistor, mit einem Impedanzglied und mit einem kapazitiven Glied,

dadurch gekennzeichnet,

daß der Transistor parallel zum Impedanzglied angeschlossen ist,

daß die Parallelschaltung zwischen der P-Basis und der N-Kathode des PNPN-Schalters geschaltet ist, und

daß eine Basis des Transistors über das kapazitive Glied an die N-Basis des PNPN-Schalters angeschlossen ist.
7. Halbleiterschalter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Glied eine Diode ist.

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8. Halbleiterschalter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Glied ein Kondensator ist.
9. Halbleiterschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der PNPN-Schalter drei Übergänge hat, deren zwei durch ein Feldeffekt-Glied mit einem Toranschluß zur Spannungssteuerung des Halbleiterschalters kurzgeschlossen sind.
10. Halbleiterschalter nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine isolierte Elektrode zwischen der P-Anode und der P-Basis des PNPN-Schalters und als Toranschluß des Feldeffekt-Gliedes.

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