DE2522527C2

DE2522527C2 - Stabilisierter Transistorverstärker

Info

Publication number: DE2522527C2
Application number: DE2522527A
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Yokohama Kanagawa Kamimura; Tadao Tokio Yoshida
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-05-21
Filing date: 1975-05-21
Publication date: 1984-05-30
Also published as: US3968451A; GB1496177A; IT1038350B; JPS50150345A; JPS5720723B2; NL7505983A; FR2272525B1; DE2522527A1; FR2272525A1; CA1046596A

Description

1. Es kann ein höherer Drain-Strom durch den vertikalen Kanal fließen, der zwischen dem Drain- und es Source-Bereich liegt, weil das Verhältnis zwischen Kanalbreile und Kanallänge größer als bei einem konventionellen Feldeffekttransistor mit einem Laterial-Kanal ist.

2. Die Verzerrung d "-ch ungradzahlige Harmonische wird ähnlich einer Triode wegen der ausgezeichneten

Linearität der Drain-Strom-Gate-Spannung-Kennlinien reduziert.

3. Die Schaltverzerrung wird reduziert, da der Feldeffekttransistor ähnlich einem Bipolartransistor keine Speicher-Ladungsträger aufweist.

4. Die Eingangsimpedanz ist sehr groß. Aus diesem Grund wird keine nichtlineare Verzerrung entsprechend der Impedanz einer Signalquelle erzeugt.

5. Ein Verstärker, der einen Feldeffekttransistor mit den Eigenschaften einer Triode enthält, kann leicht eine Last aussteuern, die einen höheren Dämpfungsfaktor erfordert, weil er einen niedrigen Ausgangswiderstand bzw. eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt.

6. Im Falle eines Gegentaktverstärkers läßt sich eine komplementäre Gegentaktschaltung mit einfachem ίο Aufbau erstellen.

Gegenüber Vorstehendem sind bei einem konventionellen )unction-Feldeffekttransistor mit einem Querkanal der Widerstand zwischen der Source-Elektrode und dem Kanal, der Kanalwiderstand selbst und der Widerstand zwischen dem Kanal und der Drain-Elektrode groß und das Verhältnis zwischen Kanalbreite und Kanallänge ist

I) kleiner als bei einem Feldeffekttransistor mit einem Vertikalkanal. Infolgedessen ist der Ausgangswiderstand bzw. die Ausgangsimpedanz bei einem konventionellen Feldeffekttransistor sehr hoch und liegt beispielsweise in der Größenordnung von mehreren Mcga-Ohm, so daß ein derartiger Transistor die sogenannten Pentoden-EigcnscMafien aufwc-isi. "ei einem konvcniioncücn Feldeffekttransistor mit Pentoden-Eigenschaften tendier! die Drain-Spannung-Drain-Strom-Kennlinie dieses Transistors zur Sättigung des Drain-Stroms bei einem vorbestimmten Wert der Drain-Spannung.

In F i g. 4 gibt die Abszisse die Drain-Spannung Vd. die Ordinate den Drain-Strom In an und die Gate-Spannung Vc wird wiederum als Parameter entsprechend F i g. 3 benutzt. Aus F i g. 4 ergibt sich, daß die Drainspannung-Drainstrom-Kennlinien eines Feldeffekttransistors den Kennlinien einer Triode F i g. 3 ähnlich sind, wenn der Transistor in einem Verstärker als Verstärkungselement verwendet wird. Wenn die Gate-Spannung Vc, mit V(7o bezeichnet wird und eine Belastungslinie mit einem Gradienten \/R von einer Normalspannung V_DD eingezeichnet wird, wobei diese Spannung V_ow von einer geeigneten Quelle an die Drain angelegt wird, und diese Belastungslinie die Drainspannung-Drainstrom-Kennlinie Cür die Gate-Spannung Vco am Punkt Oschneidet, läßt sich dieser Punkt O als normaler Arbeitspunkt betrachten, der dem vorspannenden Drain-Gleichstrom /o entspricht. Wenn jedoch die von der Spannungsquelle an die Drain angelegte Spannung vom Grund- oder Normalwert Von beispielsweise zum relativ niedrigeren Wert V'oo oder zum höheren Wert V'Od schwankt, verschiebt sich die Belastungslinie mit dem Gradienten MR in der dargestellten Weist derart, daß die Belastungslinie durch den Basispunkt VOn bzw. V'pp verläuft und die Kennlinie für die Gate-Spannung Vco am Punkt A oder B schneidet, wodurch sich der vorspannende Drain-Gleichstrom auf den Wert l.\ bzw. In ändert.
Die vorstehenden Eigenschaften der Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie sind offensichtlich bei

_>> einem Verstärker mit einem Tonausgangssignal deswegen nachteilig, da er in dem verstärkten Ausgangssignal abhängig von den Schwankungen der Betriebsspannungsquelle Verzerrungen erzeugt. Dieser Nachteil der Feldeffekttransistoren mit Trioden-Charakteristik tritt verstärkt auf, wenn N- und P-Kanal-Transistoren in einem Tonausgangssignal-Verstärker eines rein komplementären Gegen ta kt-Typs oder von AB-Klasse verwendet werden. In diesem Fall werden N- und P-Kanal-Transistoren mit den Eigenschaften einer Triode gewählt.

ίο deren Gatc-Spannungs-Drainstrom-Kennlinie regelbare b/.w. steuerbare Eigenschaften aufweisen.

Beispielsweise können ein N- und P-Kanal-Transistor. die in einem derartigen Tonausgangssignal-Verstärker verwendet werden, die Gatespannung (V(,)-Drainstrom-f/;))-Kennlinien zeigen, die in Fig. 5 durch S,v bzw. Sr dargestellt sind. Wenn die an die N- und P-Kanal-Transistoren angelegten Gate-Spannungen den Wert — V_Go bzw. Vco annehmen, ergibt sich die daraus resultierende Kennlinie, wie sie beispielsweise in Fig. 5 gestrichelt dargestellt und mit So bezeichnet ist. Wenn jedoch der vorspannende Drain-Gleichstrom jedes Transistors von /₀ auf Ai aufgrund der Schwankung der an die Drain-Elektroden von der Spannungsquelle her angelegten Spannungen absinkt, wie dies oben unter Bezugnahme auf F i g. 4 beschrieben wurde, ergibt sich in der resultierenden Kennlinie So am Null-Drainstrom eine Stufe, die zu einer Verzerrung führt.
Gemäß der Erfindung wird das vorstehende Problem bei einem AB-Gegentaktverstärker wie auch in jedem anderen Vei stärker vermieden, der einen oder mehrere Feldeffekttransistoren mit Trioden-Eigenschaften zur Verstärkung verwendet, indem in geeigneter Weise die an die Gateelektrode jedes Feldeffekttransistors angelegte Gleich-Vorspannung durch einen Steuertransistor in Abhängigkeit von den Änderungen oder Schwankungen der Drain-Spannung, d. h. der Arbeitsspannung für den Feldeffekttransistor variiert wird, wodurch der Gleich-Vorspannungsdrainstrom trotz derartiger Schwankungen konstant gehalten wird. Wenn die Arbeitsspannung sich von ihrem Normalwert Vao auf den reduzierten Wert V'dd ändert, wie dies beispielsweise in F i g. 4 veranschaulicht ist, so daß sich der Drainstrom vom Wert Io auf den Wert U ändert, wird der Drainstrom durch Verringerung der Gate-Spannung vom Wert Vc₀ auf den Wert Vg\ wieder auf den Wert /<> gebracht, wobei der Wert Vc,\ der Gate-Spannung dem Wert der Drainspannungs-Drainstrom-Kennlinie entspricht, der sich dadurch ergibt, daß der Drainstrom-Wert I₀ durch die Belastungslinie geschnitten wird, die von dem Spannungswert V'_nD ausgeht. Aus F i g. 4 geht ebenfalls hervor, daß demgegenüber bei einer Schwankung der Arbeitsspannung von ihrem Normalwert zu einem erhöhten Wert V'Oo. wodurch sich der Drain-Strom vom Wert /o auf den Wert /« ändert, der Drain-Strom auf seinen Wert /₀ zurückgebracht wird, indem die Gate-Spannung vom Wert Vco auf den Wert Ve.» erhöht wird, wobei dieser Wert dem Punkt der Drainspannungs-Drainsirom-Kennlinic entspricht, an welchem diese Kennlinie für den Drainstromwert /» durch diejenige Lastlinie

ö5 geschnitten wird, die von dem Spannungswert V"»/) weg führt.

Der Grundgedanke der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf F i g. 6 erläutert. In F i g. 6 ist ein Eingang mit dem Bezugszeichen 8 versehen, der an die Basis-Elektrode des Transistors 9 angeschlossen ist. Der Emitter dieses Transistors 9 liegt an Masse und der Kollektor steht über einen Widerstand to mit einer

Spannungsquelle + B\ in Verbindung. Der vorgenannte Feldeffekttransistor mit Trioden-Figenschaften ist mit |

11 bezeichnet; seine Gate-F.lektrode liegt am Kollektor des Transisiors 9 an. Die Drain·Elektrode des F'eldel- |

fekttransistors 1! liegt über eine Last 12 an Masse. Die Sotirce-F.lektrodc dus l-'eldeffekitransisiors 11 ist sowohl

an eine Spannungsquelle + B₂ wie auch über eine Spannungsvergleicherschaltung 13 an die Spiinnungsquelle |

+ Si angeschlossen. Die Erfindung verwendet hinsichtlich der vorerwähnten Anordnung wegen der Änderung ■> des Gleich-Vorspannungsstroms des Feldeffekttransistors 11 aufgrund der Spannungsschwankung der Spannunp^rr,uelle + B₂ eine Spannungsvergleicherschaltung 13, welche die Spannung der Spannungsquelle +Si in Abhängigkeit von der Spannungsschwankung der Spannlingsquelle + Bi steuert. Wenn die Ausgangsspannung V: der Spannungsquelle + Bi beispielsweise um +JV₂ ansteigt, arbeitet die Spannungsvergleicherschaltung 13 wie folgt. Die Spannungserhöhung + AV_: der Spannungsquelle + B₂ läßt den vorspannenden Gleichstrom des Feldeffekttransistors 11 um AId ansteigen, wie dies im einzelnen anhand von Fig.4 erläutert wurde. Dies ist notwendig, um die Gate-Spannung V_t, des Feldeffekttransistors 11 um einen vorbestimmten Wert AV₍, zu erhöhen, so daß die Änderung des vorspannenden Gleichstroms Alu Null ist.

Die Spannungsquelle + B₂ (mit der Spannung + Vi) stellt dabei die »erste Spannungsversorgungsquelle« und die Spannungsquelle +Si (mit der Spannung + V₁) die »zweite Spannungsversorgungsquelle« im Sinne der Patentansprüche dar.

Die Änderung AVs der Source-Spannung und die Änderung JVi, der Gate-Spannung des Feldeffekttransistors 11 eemäß F i 0. 6 sind miteiminHpr Hnrrh rijp Beziehung verbunden

wobei μ der Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors ist. Die Änderung AV_S der Source-Spannung ist in diesem Falle gleich der Spannungsänderung A V₂ der Spannungsquelle + S... Die Spannungsvergleicherschaltung 13 steuert infolgedessen die Ausgangsspannung + V, der Spannungsquelle + Si so, daß die Beziehung

_L) A y.

zwis hen der Spannungsänderung V₂ der Spannungsquelle + B₂ und der Gate-Spannungsänderung V_(/eingehal- jo ten wird. Der vorspannende Gleichstrom des Feldeffekttransistors 11 wird somit durch die Spannungsvergleicherschaltung 13 unabhängig von einer Änderung +AV₂ der Spannung der Spannungsquelle + B₂ stabilisiert. Nimmt die Ausgangsspannung + V₂ der Spannungsquelle + B₂ ab, so wirkt die Spannungsvergleicherschaltung 13 derart, daß die Gate-Spannung des Feldeffekttransistors 11 um den Wert

AV₀ = (l + -L) A V₁

reduziert und der vorspannende Gleichstrom des Feldeffekttransistors 11 stabilisiert wird.

Im folgenden wird eine Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf F i g. 7 näher erläutert.

Gemäß Fig. 7 sind ein P-Kanal-Feldeffekttransistor Q\ und ein N-Kanal-Feldeffekttransistor Q₂ mit gegenüber dem Feldeffekttransistor Q₁ komplementärer Eigenschaft in einer Drain-Folger-Schaltung zusammengeschaltet, um eine komplementäre Gegentaktschaltung der Klasse B oder AB zu bilden. Die erwähnten Feldeffekttransistoren haben Trioden-Eigenschaften. Die Drain-Elektroden der Feldeffekttransistoren Q\ und Q₂ sind über Widerstände Ru R2 (etwa ein Ohm) zur Stromerfassung zu einer Schutzschaltung zusammengcschaltet. Die Source-Elektroden der Feldeffekttransistoren Q\, Q₂ sind an die ersten Spannungsversorgungsquellen +B₂ angeschlossen, die den gleichen Absolutwert der Ausgangsspannung und entgegengesetzte Polaritäten aufweisen.

Die Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren Q₁, Q₂ sind jeweils in Gleichstromschaltung an Kollektoren der Signal-Verstärkertransistoren Qs. Q* der vorhergehenden Stufe angeschlossen. Diese Transistoren Q_s. Qa so können komplementäre NPN- und PNP-Bipolartransistoren sein, deren Kollektoren über Kollektorlastwiderstände R3, Ra und Spannungsvergleicherschaltungen ΛΊ. X₂. weiche durch gestrichelte Linien dargestellt sind, an die zweiten Spannungsversorgungsquellen ±Bi angeschlossen sind, welche den gleichen Absolutwert der Ausgangsspannung bei entgegengesetzter Polarität liefern. Der Absolutwert der Ausgangsspannung + V\ der Spannungsquellen ± B\ ist derart eingestellt, daß er größer als der Absolutwert der Ausgangsspannung ± K₂ der Spannungsquellen + B-. ist.

Die Basis des Transistors Qt, ist an den Ausgang einer A-Klasse-Stufe angeschlossen, die insgesamt durch die Bezugsziffer 5 bezeichnet ist. Die Basis des Transistors Qs wird somit mit einem Eingangssignal gespeist, welches an den Signaleingangsanschluß 6 angelegt wird; das Eingangssignal wird durch den N PN-Transistor Q₆ oder den PNP-Transistor Qj verstärkt, welche zusammen mit dem NPN-Transistor 5 eine Differentialverstärkerschaltung ω bilden; das Eingangssignal gelangt weiterhin über einen Widerstand Λ5. bevor es die Basis des Transistors Q3 erreicht An die Basis de:; Transistors Qt wird ferner ein Eingangssignal angelegt, welches auf den Signaleingang 6 gelangt; dieses Eingangssignal wird durch den PNP-Transistor Q, und den NPN-Transistor Q\_a verstärkt, welche zusammen mit dem PNP-Transistor Qx eine Differentialverstärkerschaltung bilden; das Eingangssigna! läuft über einen Widerstand R_b, bevor es die Basis des Transistors Qa erreicht. Die Kollektoren der Transistoren b5 Qi. Qm sind über mehrere Dioden Di zur Spannungskonstanthaltung miteinander verbunden, wobei diese Dioden in Serienschaltung zueinander liegen. Eine an der Diode D_x zur Spannungskonstanthaltung erzeugte konstante Spannung Vj, die durch die Kollektorströme der Transistoren Q?. Q\₀ erzeugt wird, wird durch die

Widerslände /?> Rt, und den variablen Widerstand VR₁ dividiert und an die Basen der Transistoren Qi. Q₄ angelegt. Die erwähnie A-Klasscn-Stufe kann eine konventionelle Schaltung sein und ist hier nicht näher erläutert. Wenn die Spannung zwischen den Basen der Transistoren Qi, </₄ (d. h. die Spannung an den Enden des variablen Widerstands VRi) mil V₄ bezeichnet wird, läßt sich der Emitterstrom der Transistoren Qt, Q* näherungsweise r-i (Va — 2Vm)Z(Rj + Rf) bestimmen, wobei dieser Wert nahezu gleich ihren jeweiligen Kollektorströmen ist. Mit /?7, R« sind Widerstände bezeichnet, die eniitterseitig der Transistoren Qi. Qi angeschlossen sind: Vm bezeichnet die Basis-Emitter-Durchlaßspannung derTransistoren Qj, Qa.

Der Anschluß 7 ist vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R\, R: und vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen Rj. /?« an die Drainseite der Feldeffekttransistoren Q\. Q: und eine Rückkopplung ίο über den Widerstand R^ an die Basen der Transistoren Q% Q_A der vorhergehenden Stufe angelegt. Der Kondensator G, der parallel /.ur Diode Oi zur Spannungskonstanihaltung geschaltet ist. beseitigt auch das externe oder interne Rauschen der Diode Di zur Spanntingskonstanthaltung.

Die vorerwähnten Spannungsvergl-.'icherschaltungen ΛΊ, X> zur Spannungssteuerung steuern deren Ausgangsspannungen ± Vi abhängig von der Ausgangsspannungsändcrung der Spannungsversorgungsquellen ± S;. Dies .bedeutet, daß die Schaltungen Xi. Xi die Ausgangsspannungen ± V der Spannungsquellen ± B entsprechend steuern und die Verschiebung der Arbeitspunkte der Feldeffekttransistoren Qy, Q korrigieren, die durch eine Änderung der Ausgangsspannung der Spannungsquellen ± ßj hervorgerufen wird. Bei der oben erläuterten Aüsführungsforrn bestehen die Spar.r.iir,g5vcrg!cichcrscha!ti:ngen X₁, X:. jeweils aus dem Widerstand ffm bzw. /?ii,die in Serie zwischen die Spannungsquellen ± ßi und den Kollektorlastwiderstand Ri bzw.. Ra geschaltet sind, aus dem Transistor Qn b/w. Q12. welche jeweils die Steuerung bewirken und parallel zwischen die Spannungsquellcn ± By und die Spannungsquellen ± ß> geschaltet sind, aus einer Serienschaltur.g von Widerständen R₁ >, R\ i. einer Diode D; /ur Spannungskonstanthaltung, welche die Basispotentialc der Transistoren Q\y, ζ)ΐ2 bestimmt bzw. aus der Serienschaltung der Widerstände RyA, R\< und der Diode Dj zur Spannungskonstanthaltung. Obgleich bei dieser \usiiihrungsform die Spannungsvergleicherschaltung ΛΊ. X; in Serie zwisehen die Spannungsquellen ± B\ und die Kollektorlastwiderstände R₁. Ra geschaltet sind, damit die Ausgangsspannungen ± Vi der Spannungsquellen ± B\ indirekt geändert werden, ist zu beachten, daß die Spannungsvergleicherschaltungen Xy. X2 auch so aufgebaut sein können, daß sie die Alisgangsspannungen ± V, der Spannungsquellen ± ßi direkt steuern.

Die Arbeitsweise der vorstehenden Ausfiihrungsform wird nachfolgend erläutert. Wenn kein Eingangssignal jo am Eingangsanschluß 6 vorliegt, fließt zuerst ein dem Nichtvorliegen eines Signals entsprechender Koilektorstrom. der etwa (Va — 2Vm)Z(R- + /?_s) entspricht und bereits erwähnt wurde, zu den Transistoren Qi, Q₄. Die Spannung V₄ oder der dem Nichtvorliegen des Signals entsprechende Kollektorstrom kann durch den Widerstandswert des variablen Widerstands VR, ohne weiteres geändert werden. Wenn demzufolge die Spannung V₄ so eingestellt ist, daßz. B. die Transistoren Qi. Qa im A-Betrieb arbeiten, sind die Kollektorlastwiderstände Ri. R_t. JS die Ausgangsspannungen ± V> der Spannungsquellen ± Sj und die Ausgangsspannungen ± V₁ der Spannungsvergleicherschaltungen Xi. X.· so bestimm!, daß die Gate-Smirce der Feldeffekttransistoren O\. O? im AB- oder B-Betrieb arbeiten. Die Einstellung des Arbeitspunkts der Transistoren Qi. Qa. d. h. die Einstellung der Basisvorspannung und die Einstellung der Gate-Source-Vorspannung der Feldeffekttransistoren Qy. Q2. wird gleichzeitig durch den variablen Widerstand VRy bewirkt.

Sobald die beiden Spannungsversorgungsquellen ± ßi. ± ßj eingeschaltet wurden, steigt die Spanung V₁ an der Diode D, entspinnend der Zeitkonstantendes Kondensators G an; der Kollektorstrom der Transistoren Qi. Qa. d. h. der Spannungsabfall der Kollektor-Lastwiderständc /?i. Ra ist klein. Die Gate-Potentiale der Feldeffekttransistoren Qy, Q; werden demzufolge höher als die jeweiligen Ausgangsspannungen ± V; sein. Die Gate-Potentiale ändern sich hierbei in Richtung auf das Abschalten bzw. den Sperrzustand der Feldeffekttransistoren Qy. -ti Q;. d. h. in Richtung auf die Zunahme der Vorspannung an der Gate und Source. Die Feldeffekttransistoren mit Trioden-Eigenschaften, bei denen keine Sättigung des Drainstromes auftritt, werden daher nicht durch einen Überstrom zerstört. Auch wenn die Transistoren Qi. Qa im Zeitpunkt des Einschalten der Spannungsquellen abgeschaltet bzw. gesperrt sind, wird nur die Spannung ( ± Vi') — (± V<) an bzw. zwischen die Gate und Source der Feldeffekttransistoren Qy. Q; angelegt: die Feldeffekttransistoren Q,. Qi erfordern eine relativ kleine Durch-")0 bruchspannung zwischen Gate und Source.

Die Änderung der Drain-Source-Spannung der Feldeffekttransistoren Qy. Q; resultiert in entsprechender Weise in einer Änderung der Gate-Vorspannung, in einer Änderung oder Verschiebung der Arbeitspunkte und gegebenenfalls in einer Verzerrung wie dies bereits unter Bezugnahme auf die F i g. 4 und 5 erläutert wurde. Um die Änderung oder Verschiebung der Arbeitspunkte zu verhindern, ist diese Ausführungsform mit den Spanes nungsvergleicherschaltungen ΛΊ. X; versehen, die die Ausgangsspannungen ± V₁ der Spannungsqueüen ± ß, steuern.

Nachfolgend wird eine Spannungsvergleicherschaltung Xi erläutert. Wird angenommen, daß die Spannung + V; nur der ersten Spannungsquelle variiert wird, wobei die Gate-Source-Spannung des Feldeffekttransistors ζ>ι durch V(,s- und die Gate-Drain-Spannung durch Vco bezeichnet ist. gilt folgende Beziehung die statische no Funktion der Feldeffekttransistoren mit Trioden-Eigenschaften.

Unter Zugrundelegung der Gleichstromtheorie wird angenommen, daß

V, = V: + 2 VV (I)

o5 V;>gibt dabei die Pinch-off-Spannung de Feldeffekttransistors Q an. Bei Feldeffekttransistoren gilt folgende Beziehung:

J_ (2)

μ gibt hierbei den Spannungs-Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors, V_t,_sdie zwischen Gale und bounce r. liegende Spannung und VVmdie zwischen Drain und Source anliegende Spannung an. Weiterhin besteht folgende Beziehung zwischen V'_t und Vy.

V, = V₂ + VfJ₅ +Ic-Ri (3)

/cgibt den Kollektorstrom des Transistors Q₁ an. Da der Kollektorslroin /(durch die Vorspannungsschaltung des Transistors Qj konstant ist, ist das Produkt /₍ · R) konstant. Aus den Gleichungen (2) und (3) ergibt sich somit folgende Beziehung zwischen V'i und Vt:

1 + — (4) ^1:>

AV_S AV₂ μ

Hinsichtlich der Spanmingsvergleieherscrmluing ΛΊ ergibt sich andererseits folgende Beziehung zwischen Vi und Vi, wen:, die Vorwärts- bzw. Durchlaßspannung Vm zwischen Basis und Emitter des Transistors Qn vernachlässigt wird und wenn man annimmt, daß die Änderung der Ausgansspannung + V₁ der Spannungsvergleicherschaltung Xi im Hinblick auf die Änderung der Ausgangsspannung + V> sehr klein ist:

y· = V₂ ■ ^Rn ⁺ *¹³ +V₂= V-, + (J^L· ■ V₂ + V₂) (5)

Λ|₃ V Ä)3 /

V/ bezeichnet hierbei die Spannung an der Diode Di zur Spannungskonstanthaltung. Zur Stabilisierung des Vorspannungsgleichstroms des Feldeffekttransistors Qi unabhängig von der Änderung der Ausgangsspannung + Vj müssen hierbei die Gleichungen (1) und (5) sowie die Gleichungen (4) und (5) gleichzeitig erfüllt werden. Folgende Beziehung ergibt sich damit im Hinblick auf die Gleichstromtheorie·.

4¹²- ■ V₂+ V₂ =2 V_P (6)

"13

Hinsichtlich der Wechselstromtheorie erhält man folgende Beziehung:

J5 At" Dj-P. 1

AV₂ A₁₃ 'μ

Wenn/?i2 < /?nist,besteht folgende Beziehung:

llL· = J_. (8)

Rn μ

Wenn die Ausgangsspannung + V> der Spannungsquelle + B; einen bestimmten Wen annimmt und wenn die Widerstände R\i, R\s und die Spannung an der Diode Di so gewählt sind, daß die obigen Gleichungen (6) und (8) gleichzeitig erfüllt werden, dann wird das Gate-Potential des Feldeffekttransistors Q₁ auch dann um

der Änderung korrigiert, wenn die Drain-Source-Spannung des Feldeffekttransistors Q\ durch Änderung der Ausgangsspannung + V₂ geändert wird; hierdurch kann der Arbeitspunkt auf einem bestimmten Wert gehalten werden. Die gleiche Arbeitsweise ergibt sich auch dann, wenn eine Emitter-Folger-Stufe in Kaskade zur nächsten Stufe des vorerwähnten Transistors Qi geschaltet ist.

Die Spannungsvergleicherschaltung Xi arbeitet nach dem gleichen, oben erwähnten Prinzip, so daß deren Erläuterung überflüssig ist.

Im folgenden ist der Fall dargestellt, in welchem ein Signal an den Signaleingang 6 angelegt wird. Das durch die Transistoren Q$ bis ζλ> der Differentialverstärkerstufe verstärkte Signal wird dann weiterhin durch die Transistoren Qj, Q₄ verstärkt und an die Gate des Feldeffekttransistors Qi. Qi angelegt, um die Feldeffekttransistoren Qi. Q; anzusteuern. Obgleich der Eingangssignalanschluß nach Wcchselstromart an die Transistoren Q_h, e>o Qj dieser Schaltung angeschlossen ist, kann auch ein Anschluß nach Gleichstromart vorgesehen sein, um eine Gleichstrom-Verstärkung durchzuführen.

Fig.8 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher sich der Aufbau der Spannungsvergleicherschaltungen X-,. X2 gegenüber der erläuterten ersten Aiisführungsform unterscheidet: gleiche Elemente sind im Hinblick auf die erste Ausführungsform mit gleichen Bezugsziffern versehen und werden nicht nochmals erläutert. Die Spannungsvergleicherschaltungen X'_u X'i bestehen aus Steuertransistoren Q_u, Q_M anstelle der Widerstände /?io, Rw, die bei der Ausführungsform nach F i g. 7 verwendet wurden, um die Innenwiderstände der Transistoren Q13, Quzu steuern, wobei die Kollektorströme der Transistoren Qu. Q12 verwendet

werden. Mit dieser Anordnung werden die Ausgangsimpedanzen der Spannungsvergleicherschaltungen X\, X'₂ verringert und der Ausnutzungsgrad der ersten Spannungsversorgungsquellen ± B\ wird erhöht. Die Funktion und die Konstanten in jedem Teil der Spannungsvergleicherschaltungen X'u X'₂ sind im großen und ganzen übereinstimmend mit der ersten Ausführungsform.
Die erfindungsgemäß erreichten Wirkungen lassen sich wie folgt zusammenfassen:

1. Auch wenn die Spannung zwischen der Drain- und der Source der Feldeffekttransistoren Q₁, Q₂ durch eine Änderung der Ausgangsspannung der ersten Spannungsversorgungsquellen ± B₂ geändert wird, steuern die Spannungsvergleicherschaltungen Xi. X₂ die Ausgangsspannungen der Spannungsquellen ± Bi, welche die Gate-Spannung an die Feldeffekttransistoren Q\, Qi liefern. Eine Drift des Arbeitspunktes der Feldeffekttransistoren Qu Q2 wird aufgehoben bzw. ausgeglichen, wodurch eine Stabilisierung des Arbeitspunktes der Transistoren Qi. Q₂ erfolgt. In den Verstärkerschaltungen sind im allgemeinen Lasten, beispielsweise Lautsprecher, mit den ersten Spannungsversorgungsquellen ± B₂ verbunden, um einen großen Strom aufzunehmen. Die Spannungsquellen ±Bz entwickeln daher eine wesentlich größere Spannungsänderung als die Spannungsquellen ±B\. In Vielbandverstärkern liefert die erste Spannungsquelle ±B₂, die die Hauptversoigungsquelle darstellt, einen Strom für die Verstärker jedes Kanals: die Ausgangsspannung ± V₂ der Spannungsquellen ± B₂ unterliegt einer Modulation des in die Verstärker jedes Kanales fließenden Stroms. Daher kann ein Übersprechen zwischen den Kanälen auftreten, wenn der Arbeitspunkt durch die Ausgangsspannung ± V₂ der Spannungsquellen ± B₂ verschoben wird. Die Erfindung weist jedoch diese Nachieüe nicht auf.

2. Die Spannung zwischen Drain und Source der Feldeffekttransistoren Qu Q₂ unterliegt einer Änderung infolge der Änderung der Ausgangsspannung ± V₂ der Spannungsquellen ± B₂. Um eine Drift der Arbeitspunkte der Feldeffekttransistoren Q\, Q2 zu vermeiden, soll die Ausgangsspannung ± V₂ der Spannungsqueilen ± S₂ grundsätzlich stabilisiert sein. Eine übliche Stabilisierung der Spannungsquellen ± B₂, die die Hauptspannungsversorgung mit großer Stromkapazität darstellen, ist jedoch sehr aufwendig und bedingt auch einen hohen Wärmeverlust. Demgegenüber wird erfindungsgemäß die Ausgangsspannung ± Vi der zweiten Spannungsversorgungsquclle ±B\ mit kleiner Stromkapazität direkt oder indirekt gesteuert und dadurch eine wesentliche Vereinfachung der Schaltung erreicht.

3. Die Vorspannung zwischen Gate und Source der Feldeffekttransistoren Qu Qi wird durch die Kollektorjo ströme der signalverstärkenden Transistoren Qj, Q₄ und die Ausgangsspannung ± Vi der zweiten Spannungsquellen ± Si bestimmt: es ist nicht erforderlich, speziell eine komplexe Gate-Vorspannungsschaltung für die Feldeffekttransistoren Qi, Q; vorzusehen. Dies bedeutet, daß die Basis-Vorspannungsschaltung der Transistoren Qj, Q₄ für die Verstärkung der Signale indirekt dazu dient, zusätzlich als Gate-Vorspannungsschaltung für die Feldeffekttransistoren Qi, Q₂ zu wirken. Die Basis-Vorspannung der Transistoren Qj, Q₄ zur Signalverstärkung wird also gleichzeitig mit der Gate-Vorspannung der Feldeffekttransistoren Qi. Q₂ eingestellt. Auf diese Weise ist erfindungsgemäß die Gate-Vorspannungsschaltung der Feldeffekttransistoren Qi, Q₂ einfach und die Vorspannungseinstellung ist ebenfalls einfach.

4. Zur Stabilisierung der Gate-Vorspannung der Feldeffekttransistoren Qi, Q₂ gegenüber der Änderung der Umgebungstemperaturen ist es wünschenswert, die Widerstände Rj, Rs der Emitterschaltung der Signalver-Stärkungstransistoren Qj. Q₄ zu erhöhen. Um die Spannungsverstärkung der signalverstärkenden Transistoren Qj, Q₄ zu erhöhen, müssen die Kollektor-Lastwiderstände Rj, /?₄ ausreichend größer als die Widerstände /?7. R» auf der Emitterseite sein; dies resultiert unvermeidbar in einer erhöhten Ausgangsspannung ± Vi der Spannungsquellen ± S₁. Erfindungsgemäß ist andererseits die zweite Spannungsquelle ± Bi von der ersten Spannungsquelle ± B₂ unabhängig, wobei letztere eine große Stromkapazität besitzt. Somit ist es möglich, eine ausreichend große Ausgangsspannung ± Vi der zweiten Spannungsquelle ± Bi ohne Schwierigkeiten zu realisieren.

Die erfindungsgcniiilk¹ Schallung weist damit bei Spannungsänderungen keine ungünstigen Wirkungen auf. Sie ist ferner einfach aufgebaut.

Hier/11 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

t. Stabilisierter Transistorverstärker, mit wenigstens einem mit einer Lastimpedanz (12) gekoppelten Ausgangstransistor (11), mit einer ersten, Schwankungen unterworfenen Spannungsversorgungsqueile (+ V₂), die mit einer ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors (11) verbunden ist, dessen zweite Ausgangselektrode mit der Lastimpedanz (12) verbunden ist, ferner mit wenigstens einem Eingangstransistor (9), dessen eine erste Ausgangselektrode mit der Eingangselektrode des Ausgangstransistors (U) gleichstromgekoppelt ist, wobei der ersten Ausgangselektrode des Eingangstransistor (9) über einen Wick rstand (10) eine Versorgungsspannung von einer zweiten Spannungsversorgungsqueile (+ Vi) zugeführt wird, g e kennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) als Ausgangstransistor (11) ist ein Feldeffekttransistor mit Triodenkennlinie vorgesehen;

b) zwischen der ersten Spannungsversorgungsqueile (+ V2) und der zweiten Spannungsversorgungsquelle (+ Vi) ist eine Spannungsvergleicherschaltung (13) angeordnet, so daß bei Spannungsschwankungen der ersten Spannungsversorgungsqueile (+ V₂) die Gate-Spannung des Feldeffekttransistors (11) geändert und dadurch der Vorspannungsgleichstrom des Feldeffekttransistors (11) stabilisiert wird.
2. Transistorverstärker nach Anspruch !, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvergleicherschaltung (i3t} die Gate-Spannung (Vc) des Feldeffekttransistors (11) um

AV_G = ll+ — ) AV,

-K)

verkleinert, wenn sich die Spannung der ersten Spannungsversorgungsqueile (+ V₂) um AV₁ verringert, wobei μ der Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors (11) ist.
3.Transistorverstärker nach Anspruch I, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) als Ausgangslransistoren sind ein P-Kanal-Feldeffekttransistor (Q\) mit Triodenkennlinie und ein N-Kanal-Feldeffekttransistor (Q₂) mit Triodenkennlinie in Drain-Folger-Schaltung angeordnet;

b) ZW' dien den beiden Polen (± V₂) der ersten Spannungsversorgungsqueile und den beiden Polen (± Vi) der zweiten Spannunesversorgungsquelle ist je eine Spannungsvergleicherschaltung (X'\,X"2) angeordnet.
4. Transistorverstärker n«ch Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Spannungsvergleicher-Schaltungen (X,, X₂) die Gate-Spannung (Vc, bzw. Va₂) der zugeordneten Feldeffekttransistoren (Q, bzw.

A V_cx = (1 + ~) A V₂

ändern, wenn sich die Spannungen V₂ bzw. V₂ an den zugehörigen Polen der ersten Spannungsversorgungsquelle um JV₂ bzw. JV₂ ändern, wobei// 1 und// 2 die Verstärkungsfaktoren der Feldeffekttransistoren (Q,,

(?:) sind.
5. Transistorverstärker nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung (± V,) der

zweiten Spannungsversorgungsqueile größer als die Ausgangsspannung (± V₂) der ersten Spannungsversorgungsquelle ist.
6. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvergleicherschaltungen (z. B. Xi) folgende Elemente enthalten:

a) einen in Reihe zwischen die zweite Spannungsversorgungsqueile (+ V) und den Kollektorlastwiderstand (Ri) des Eingangstransistors (Q_s) geschalteten Widerstand (Rw),

b) einen mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die erste und zweite Spannungsversorgungsqueile (+ V₂, + Vi) geschalteten Transistor (Qu),

c) eine parallel zur Kollektor-Basisstrecke dieses Transistors (Qw) angeordnete Reihenschaltung eines Widerstandes (7?i₂) und einer Diode (D₂):

d) einen zwischen der Basis des Transistors (Qi\) und Bezugspotentia! angeordneten Widerstand (R\i)-
7. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsvergleicherschaltungen (ζ. Β. ΧΙ) folgende Elemente enthalten:

a) einen mit seiner Kollcktor-F.mit!erstrecke in Reihe /wischen der zweiten Spannungsversorgungsqueile b^r> (+ V₁) und den Kollcktor-Lastwidcrstand (R₁) des Eingangstransistors (Q₁) geschalteten ersten Transisto r (Q₁ j):

b) einen mit seiner F.mittei-Kollekioisireekc in Reihe mil einem Widerstand /wischen die ersic und /weite Spiinnungsversiirgungsquelle(-t- V₂. \ V₁) geschalteten /weiten Transistoren);

c) eine zwischen den Emitter des ersten Transistors (Ow) und die Basis des /weiten Transistor·. (On) geschaltete Reihenschaltung einer Diode (D₂) und eines Widerstandes (Ru):

d) einen zwischen der Basis des zweiten Transistors (Qn) und Bezugspotential angeordneten Widerstand

Die Erfindung betrifft einen stabilisierten Transistorverstärker entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Ein Transistorverstärker dieser Art ist beispielsweise durch die US-PS 30 96 487 bekannt. Die Transistoren werden hierbei durch bipolare Transistoren von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp gebildet, wobei zur Stabilisierung positive und negative Rückkopplungen vorgesehen sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Transistorverstärker der im Oberbegriff des Anspruches 1 vorausgesetzten Art so auszubilden, daß bei Verwendung eines Feldeffekttransistors als Ausgangstransistor eine Stabilisierung bei Schwankungen der Versorgungsspannung erreicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches I gelöst.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine Schnittansicht eines Feldeffekttransistors mit Triodenkennlinie, der in dem erfir,^J:ingsgemäßen Transistorverstärker verwendet werden kann, F i g. 2 eine Schnittansicht eines weiteren verwendbaren Feldeffekttransistors mit Triodenkennlinie,

F i g. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Kennlinie der Feldeffekttransistoren gemäß den F i g. 1 und 2,

F i g. 4 und 5 Diagramme zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 6 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers,

F i g. 7 und 8 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers.

Anhand von Fig. 1 sei zunächst ein Feldeffekttransistor mit Triodenkennlinie erläutert. Er besitzt einen Intrinsic-Halbleiterbereich 1 niedriger Störstellenkonzentration und hohen Widerstands, auf dem ein ringförmiger P-Halbleiterbereich 2 durch eine selektive Diffusionsmethode erzeugt wurde. Ein N-Halbiekerbereich 3 hoher Störstellenkonzentration, der sich über dem Intrinsic-Bereich 1 und dem P- Halbleiterbereich 2 ausbreitet, ist durch ein Epitaxial-Verfahren oder dergleichen erzeugt. Eine Drain-Elektrode D befindet sich am Boden des Intrinsic-Bereichs 1, eine Gate-Elektrode G auf dem P-Bereich 2 und eine Source-Elektrode 5 auf der oberen Fläche des N-Halbleiterbereichs 3.

In F i g. 2 sind diejenigen Elemente, die Elementen in F i g. 1 entsprechen, mit gleichen Bezugsziffern versehen. Aus F i g. 2 ist ersichtlich, daß bei einer bevorzugten Ausführungsform eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie gemäß der Erfindung der P-Halbleiterbereich 2 in netzartiger Konfiguration vorgesehen ist und der N-Halbleiterbereich 4 hoher Störstellenkonzentration unter der unteren Fläche des Intrinsic-Bereichs 1 angeordnet ist, um die Durchbruchspannung zwischen der Drain- und Source-Elektrode zu erhöhen.

Bei den Feldeffekttransistoren gemäß den Fig. I und 2 ruft eine Erhöhung der negativen Gate-Spannung eine Vergrößerung der Sperrschichten hervor, die sich von Teilen der Gate-Bereiche 2 zwischen den Bereichen 1 und 3 und dem Kanal erstrecken, der im Bereich 3 zwischen diesen Gate-Abschnitten gebildet wird. Da der Bereich 3 N-Leitung besitzt, handelt es sich bei den Feldeffekttransistoren nach den F i g. I und 2 um N-Kanal-Transistoren; ersichtlicherweise können ähnliche Feldeffekttransistoren mit Bereichen 2 bzw. 3 verschen werden, die N- bzw. P-Leitung aufweisen, so daß P-Kanal-Feldeffekuransistoren resultieren.

Ersichtlicherweise enthält jeder der dargestellten Feldeffekttransistoren einen vertikalen Kanal anstelle eines lateralen Kanals bei einem konventionellen Feldeffekttransistor. Wegen eines derartigen vertikalen Kanals ist sowohl der Abstand zwischen der Source-Elektrode und dem Kanal und die Länge des Kanals selbst klein und das Verhältnis zwischen Kanalbreite und Kanallänge ist größer als bei einem lateralen Feldeffekttransistor, so daß der Feldeffekttransistor einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand bzw. eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz aufweist, die beispielsweise in der Größenordnung von etwa 10 Ohm liegt.Ein Merkmal der in den F i g. 1 und 2 veranschaulichten Feldeffekttransistoren ist darin zu sehen, daß deren Drain-Strom nicht aufgrund einer Erhöhung der Spannung zwischen der Drain und der Source gesättigt wird In Fi g. 3 bezeichnet die Abszisse die Drain-Spannung Vo in Volt und die Ordinate den Drain-Strom '0 in Ampere, wobei die Gate-Spannung Vo in Volt als Parameter verwendet wird. Aus dem Beispiel nach F i g. 3 geht hervor, daß die Drain-Spannungs-Drain-Strom-Kennlinien des Feldeffekttransistors mit vertikalem Kanal, wie dies beispielsweise in den F i g. 1 und 2 der Fall ist, denjenigen einer Triode ähnlich sind, so daß man sagen kann, daß die dargestellten Feldeffekttransistoren Trioden-Eigenschaften aufweisen. Insbesondere ergibt sich, daß die Drainspannung-Drainstrom-Kennlinien nach F i g. 3 denjenigen einer Triode sehr ähnlich sind und über erhebliche Teile ihrer Länge gerade verlaufen, wobei diese geraden Abschnitte steil ansteigen und im wesentlichen parallel liegen, woraus hervorgeht, daß eine niedrige Ausgangsimpedanz und ein großes Ausgangssignal mit ausgezeichneter Linearität und vergleichsweise geringer Verzerrung vorliegen. bo

Ein Feldeffekttransistor mit den Eigenschaften einer Triode, wie er in F i g. I oder F i g. 2 dargestellt ist, läßt sich wirksam in einem Verstärker mit einem Tonausgangssignal verwenden; die Vorteile dieses Verstärkers sind nachstehend aufgeführt: