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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf Spannungsreglerschaltungen, welche im Besonderen, jedoch
nicht ausschließlich
zur Integration mit Halbleitersschaltelementen in einer Halbleiterschaltung
geeignet sind und für
diese Schaltelemente eine konstante, geregelte Speisespannung abgeben
können.
Die Halbleiterschaltelemente können
zum Beispiel Teil eines Regelkreises und/oder einer Schutzschaltung
einer Leistungshalbleiteranordnung (zum Beispiel eines Leistungs-MOSFETs
oder eines Leistungs-IGBTs) oder Teil einer analogen oder digitalen, monolithisch
integrierten Schaltung sein.
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Die US-Patentschrift US-A-4 260 946
offenbart verschiedene Ausführungen
von Spannungsreglerschaltungen, um eine gewünschte Ausgangsspannung von
einer Stromversorgungsleitung auf einem Nennspannungspegel abzuleiten,
wobei für
einige der Schaltungen Operationsverstärker erforderlich sind. Die
Spannungsreglerschaltung von 5 von US-A-4
260 946 weist einen Differenzverstärker auf, welcher von einer
Stromversorgungsleitung auf dem Nennspannungspegel gespeist wird,
wobei dieser zwischen der Stromversorgungsleitung und einer Rückleitung
geschaltet ist. Ein Referenzelement (welches in US-A-4 260 946 durch
einen spezifischen Typ dargestellt ist) ist an einen ersten Eingang
des Differenzverstärkers
gekoppelt, um das gewünschte Ausgangsspannungssignal
auf einer Ausgangsleitung, welche mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden
ist, zu definieren. Es findet eine Rückkopplung von der Ausgangsleitung
zu einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers statt. Bei der Spannungsreglerschaltung
von 4 von US-A-4 260
946 wird sowohl der Differenzverstärker als auch das Referenzelement
von der Ausgangsleitung auf dem gewünschten Ausgangsspannungspegel
gespeist, wobei diese zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung
geschaltet sind. Bei sämtlichen
Schaltungen von US-A-4 260 946 ist der Verstärker durch die Rückleitung
an dem Erdpotential geerdet. Der gesamte Inhalt von US-A-4 260 946 wurde
hier durch Literaturhinweis summarisch eingefügt.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
Spannungsreglerschaltung mit guter Stabilität, jedoch einer einfachen Schaltungsstruktur
vorzusehen, welche in eine kleine Layoutfläche einer Halbleiterschaltung,
zum Beispiel eine monolithisch integrierte Schaltung und/oder eine
geschützte
Leistungshalbleiteranordnung, integriert werden kann.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
ist eine Spannungsreglerschaltung mit einem Differenzverstärker, welcher
von einer Stromversorgungsleitung auf einem Nennspannungspegel gespeist
wird, wobei dieser zwischen der Stromversorgungsleitung und einer
Rückleitung
geschaltet ist, einem Referenzelement, welches an einen ersten Eingang
des Differenzverstärkers
gekoppelt ist, um ein gewünschtes Ausgangsspannungssignal
auf einer Ausgangsleitung, die mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden
ist, zu definieren, sowie einer Rückkopplung von der Ausgangsleitung
zu einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen, dadurch gekennzeichnet,
dass der Differenzverstärker durch
eine variable Stromquelle, über
die dem Differenzverstärker
ein variabler Vorspannungsstrom zugeführt wird, an die Rückleitung
gekoppelt ist, und die variable Stromquelle Steuermittel aufweist,
welche mit der Stromversorgungsleitung verbunden sind, um die Stärke des
variablen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen
des Nennspannungspegels auf der Stromversorgungsleitung zu regeln
und für
diese Änderungen
des Nennspannungspegels auf diese Weise eine Kompensation erster
Ordnung der Ausgangsspannung vorzusehen, wobei eine Kompensation
zweiter Ordnung durch die Rückkopplung
von der Ausgangsleitung zu dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers vorgesehen
wird.
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Auf diese Weise wird eine Spannungsreglerschaltung
mit guter Stabilität
vorgesehen, wobei dem Differenzverstärker ein variabler Vorspannungsstrom zugeführt wird,
um für
die Änderungen
des Nennspannungspegels eine Kompensation erster Ordnung vorzusehen,
und wobei die Rückkopplung
von der Ausgangsleitung eingesetzt wird, um die Kompensation zweiter
Ordnung vorzusehen. Ferner kann diese gute Stabilität mit einer
einfachen Schaltungsanordnung realisiert werden, bei welcher keine
hohe Verstärkung
erforderlich ist und welche in eine kleine Layoutfläche einer
Halbleiterschaltung integriert werden kann.
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Obgleich die Spannungsreglerschaltung
unter Anwendung der Bipolartransistortechnik ausgebildet werden
kann, wird heutzutage im Allgemeinen bevorzugt, zur Integration
von Halbleiterschaltungen die Isolierschicht-Feldeffekttransistor-(sogenannte „MOST"-)-Technik anzuwenden.
Die vorliegende Erfindung ist unter Anwendung der MOST-Technik leicht
realisierbar.
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Somit kann die variable Stromquelle
einen MOST aufweisen, dessen Hauptstrombahn zwischen der Stromversorgungsleitung
und der Rückleitung geschaltet
ist und dessen Gate die Steuermittel der variablen Stromquelle bildet.
Dieser MOST kann in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem, als
Diode geschalteten MOST verbunden sein. Der als Diode geschaltete
MOST kann mit seiner Hauptstrombahn auf einem Impedanzweg zwischen
der Stromversorgungsleitung und der Rückleitung geschaltet sein, um
einen variablen Referenzstrom gemäß Änderungen des Nennspannungspegels
auf der Stromversorgungsleitung abzuleiten. Somit kann die Änderung der
Stärke
des Vorspannungsstroms des Differenzverstärkers durch die Änderung
der Stärke
des Referenzstroms der Impedanzbahn bestimmt werden.
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Das Referenzelement kann einen, als
Diode geschalteten MOST aufweisen, dessen Hauptstrombahn in Reihe
mit einem Widerstand (vorzugsweise zwischen der Ausgangsleitung
und der Rückleitung) geschaltet
ist, um in einem Bereich seiner Zone mit Quadratgesetzcharakteristik
zu arbeiten. Auf diese Weise kann eine sehr konstante Ausgangsspannung,
welche im Wesentlichen temperaturunabhängig ist und einen recht hohen
Wert aufweist, vorgesehen werden. Alternativ können jedoch auch andere bekannte,
temperaturbeständige
Referenzelemente verwendet werden, um eine temperaturunabhängige Referenzspannung
in einer, gemäß der vorliegenden Erfindung
aufgebauten Stromreglerschaltung abzugeben. Des Weiteren können, wenn
der Wunsch besteht, dass die geregelte Ausgangsspannung zusätzliche
und/oder andere Charakteristiken neben einer spezifischen Unabhängigkeit
des Temperaturbereichs aufweist, die Eigenschaften des Referenzelements
entsprechend ausgewählt
werden.
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Die Ausgangsleitung kann über einen
Source-Folger-MOST, dessen Gate mit dem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden
ist, von dem Ausgang des Differenzverstärkers abgeleitet werden. Die Hauptstrombahn
des Source-Folger-MOSTs kann zwischen der Stromversorgungsleitung
und der Ausgangsleitung geschaltet sein.
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Der Differenzverstärker kann
ein MOST-Differenzverstärkerpaar
aufweisen. Die Hauptstrombahn jedes MOSTs des Differenzverstärkerpaares kann über die
variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der
Rückleitung
geschaltet sein, und jeder MOST kann mit seinem Gate mit dem entsprechenden
ersten oder zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden sein. Diese Anordnung
sieht eine einfache Differenzverstärkerkonfiguration vor, für welche
lediglich eine kleine Layoutfläche
zur Integration erforderlich ist, welche jedoch im Zusammenhang
mit der vorliegenden Erfindung eine ausreichende Verstärkung gewährleisten kann.
Wird jedoch eine höhere
Spezifikation gewünscht,
kann eine komplexere Verstärkerausführung in
einem Schaltkreis gemäß der vor liegenden Erfindung
verwendet werden. Somit kann der Differenzverstärker zwei oder mehrere in Kaskade
geschaltete Verstärkerstufen
aufweisen, von denen nicht alle über
die variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und
der Rückleitung
geschaltet sind. Bei einem 2-Stufen-Verstärker weist die erste Stufe
den ersten und zweiten Eingang des Differenzverstärkers auf,
während
der Ausgang des Differenzverstärkers
von einem Ausgang dieser zweiten Stufe abgeleitet wird. In diesem
Beispiel kann es vorkommen, dass lediglich die zweite Stufe von
der Stromversorgungsleitung gespeist wird, indem diese über die
variable Stromquelle zwischen der Stromversorgungsleitung und der
Rückleitung geschaltet
ist. Die erste Stufe kann von der Ausgangsleitung gespeist werden,
indem diese zwischen der Ausgangsleitung und der Rückleitung
geschaltet ist. Es besteht jedoch ebenfalls die Möglichkeit,
dass sowohl die erste als auch die zweite Stufe von der Stromversorgungsleitung
gespeist wird. Damit kann jede Stufe über eine jeweilige, variable
Stromquelle, welche Steuermittel aufweist, die an die Stromversorgungsleitung
gekoppelt sind, um die Stärke
eines jeweiligen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen des Nennspannungspegels
auf der Stromversorgungsleitung zu regeln, zwischen der Stromversorgungsleitung
und der Rückleitung
geschaltet sein.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 – ein elektrisches
Schaltbild eines Ausführungsbeispiels
einer Spannungsreglerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
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2 – ein Diagramm,
welches die Änderung
der Referenzspannung Vref und Ausgangsspannung Vca (beide in Volt)
bei der Versorgungsspannung Vin (ebenfalls in Volt) bei dem Schaltkreis von 1 zeigt;
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3 – ein Diagramm,
welches die sehr geringfügige Änderung
zeigt, die bei der Temperatur in °C
(Grad Celsius) des Schaltkreises von 1 bei der
Referenzspannung Vref und der Ausgangsspannung Vca in Volt auftritt.
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4 – einen
schematischen Querriss eines Teils eines Halbleiterkörpers eines
Halbleiterschaltkreises gemäß der vorliegenden
Erfindung, welcher zeigt, wie ein Halbleiterschaltkreiselement mit
der Spannungsreglerschaltung von 1 integriert
werden kann; sowie
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5 – ein elektrisches
Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels
einer Spannungsreglerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Die Spannungsreglerschaltung von 1 weist einen Differenzverstärker M2,
M3 auf, welcher von einer Stromversorgungsleitung 1 auf
einem Nennspannungspegel Vin gespeist wird, indem dieser zwischen
der Stromversorgungsleitung 1 und einer Rückleitung 2 geschaltet
ist. Ein Referenzelement M1 ist an einen ersten Eingang 4 des
Differenzverstärkers
M2, M3 gekoppelt. Dieses Referenzelement M1 definiert eine gewünschte Ausgangsspannung
Vca auf einer Ausgangsleitung 3, die mit einem Ausgang 6 des
Differenzverstärkers
verbunden ist. Der Differenzverstärker M2, M3 ist durch eine
variable Stromquelle M4, welche dem Differenzverstärker M2,
M3 einen variablen Vorspannungsstrom zuführt, an die Rückleitung 2 gekoppelt.
Dieser Vorspannungsstrom kann ebenfalls als „Reststrom" bezeichnet werden, da er dem Differenzverstärker M2,
M3 aus seiner Kopplung an die Rückleitung 2 zugeführt wird.
Die variable Stromquelle M4 weist Steuermittel g auf, welche an
die Stromversorgungsleitung 1 gekoppelt sind, um die Stärke des
variablen Vorspannungsstroms gemäß Änderungen
des Nennspannungspegels Vin auf der Stromversorgungsleitung zu regeln.
Auf diese Weise sieht die variable Stromquelle M4 bei diesen Änderungen
der Versorgungsspannung Vin eine Kompensation erster Ordnung des Ausgangsspannungssignals
Vca vor. Eine Kompensation zweiter Ordnung wird durch die Rückkopplung von
der Ausgangsleitung 3 zu einem zweiten Eingang 5 des
Differenzverstärkers
M2, M3 vorgesehen.
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Die Spannungsreglerschaltung kann
zu vielen verschiedenen Zwecken eingesetzt werden. Ein spezifischer
Einsatz, welcher von erheblichem Interesse ist, dient dazu, eine
interne Spannungsversorgung zur Speisung einer Schutzschaltung oder
eines anderen Regelkreises, welcher mit einer Leistungshalbleiteranordnung
integriert ist, zu regeln. Spezifische Beispiele einer solchen Schutzschaltung und/oder
eines solchen Regelkreises sind zum Beispiel in US-A-S 563 760,
US-A-S 506 539, US-A-S 336 943 und US-A-4 929 884 (unsere Aktenzeichen PHB
33667, PHB 33904, PHB 33762 und PHB 33363) offenbart, deren gesamte
Inhalte hier durch Literaturhinweis summarisch eingefügt worden
sind. Die Leistungshalbleiteranordnungen können zum Beispiel durch Schalter
dargestellt sein, welche zum Schalten von Lampen oder anderen Lasten
in einem Kraftfahrzeug eingesetzt werden. Die Spannungsversorgung
wird bei Einsatz in einem Kraftfahrzeug von einer Kraftfahrzeugbatterie
abgeleitet, und es können erhebliche
Fluktuationen (z. B. bis zu 50%) in der Versorgungsnennspannung
Vin auftreten. Des Weiteren können
bei Verwendung in einem Kraftfahrzeug erhebliche Fluktuationen in
der Schaltkreistemperatur (sowohl bei Normalbetrieb als auch im
Fehlerzustand, z. B. wenn die Last kurzgeschlossen wird) auf treten,
und so ist es in diesem Rahmen im Allgemeinen wünschenswert, eine Spannungsreglerausgangsspannung
Vca vorzusehen, welche bei Einsatz des Schaltkreises über einen
bestimmten Bereich von der Schaltkreistemperatur im Wesentlichen
unabhängig
ist.
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In einem spezifischen Beispiel (auf
welches sich die 2 und 3 beziehen) kann die gewünschte, geregelte
Ausgangsspannung Vca auf Leitung 3 bei einer typischen
Schwankung von weniger als ± 0,10 V
(d. h. einer Änderung
von weniger als 7% der Vca) 2,75 V betragen. Die Versorgungsspannung
Vin auf Leitung 1 kann im Bereich von 4 V bis 20 V, zum
Beispiel etwa 5 V, liegen, und die Leitung 2 kann geerdet (d.
h. Va = 0 V) sein. Der Schaltkreis kann über einen Temperaturbereich
von Raumtemperatur bis zum Beispiel 160°C arbeiten. In dem spezifischen
Beispiel von 2 und 3 gibt das Referenzelement
M1 bei angewandter n-Kanal-MOST-Verfahrenstechnik an dem Eingang 4 des
Differenzverstärkers
M2, M3 eine Referenzspannung Vref von etwa 1,3 V ab.
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Bei dem Schaltkreis von 1 ist das Referenzelement
M1 durch einen, als Diode geschalteten MOST dargestellt, dessen
Hauptstrombahn zwischen der Ausgangsleitung 3 und der Rückleitung 2 in
Reihe mit einem Widerstand R1 geschaltet ist. Der Widerstandswert
von R1 wird so gewählt,
dass M1 bei einer geeigneten Stromdichte in seiner Zone mit Quadratgesetzcharakteristik
arbeitet, wobei der Temperaturkoeffizient der Spannung Vref an M1
etwa Null ist. Der Betrieb eines als Diode geschalteten MOSTs als
Spannungsreferenz mit einem Temperaturkoeffizienten Null ist im
Zusammenhang mit einem Temperaturmessschaltkreis bereits in US-A-S
336 943 offenbart. Wie in US-A-S 336 943 beschrieben, ist der Temperaturkoeffizient
bei höheren
Stromdichten positiv und bei geringeren Stromdichten negativ. Bei dem
Schaltkreis von 1 wird
M1 so betrieben, dass es über
den in Frage kommenden Temperaturbereich (zum Beispiel 20°C bis 160°C) einen
Temperaturkoeffizienten Null aufweist, so dass die geregelte Ausgangsspannung
Vca von der Temperatur über diesen
Temperaturbereich ebenfalls im Wesentlichen unabhängig ist.
Dieses temperaturunabhängige Spannungsreferenzelement
M1 ist durch seinen gemeinsamen Gate-Drain-Anschluss an den ersten Eingang 4 des
Differenzverstärkers
M2, M3 gekoppelt. Die Rückkopplung
von der Ausgangsleitung 3 zu dem zweiten Eingang 5 des
Differenzverstärkers
M2, M3 wird von einem Potentialteiler (der Reihenwiderstände M7 und
M8) abgeleitet, welcher zwischen der Ausgangsleitung 3 und
der Rückleitung 2 geschaltet ist.
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Der Schaltkreis von 1 wird unter Anwendung der MOST- (d.
h. Isolierschicht-Feldeffekttransistor-) – Technik realisiert. Der Schaltkreis
basiert auf einem einfa chen MOST-Differenzverstärkerpaar M2, M3, welchem ein
Source-Folger-MOST M5 unmittelbar folgt. Somit weist der Differenzverstärker in 1 ein langgezogenes MOST-Paar M2 und M3 auf,
wobei jeder MOST mit seiner Hauptstrombahn an seinem Drainanschluss
durch einen jeweiligen Widerstand R3 und R4 mit der Stromversorgungsleitung 1 und
an seinem Sourceanschluss über
die variable Stromquelle M4 mit der Rückleitung 2 verbunden
ist. Durch das jeweilige Gate g von M2 und M3 wird ein jeweiliger
erster und zweiter Eingang 4 und 5 dieses Differenzverstärkers M2,
M3 vorgesehen. Die Widerstandswerte von R3 und R4 können so
gewählt
werden, dass M2 und M3 in bekannter Weise in ihrem, unterhalb des
Schwellwerts liegenden Bereich betrieben werden. Der Ausgang 6 des
Differenzverstärkers
M2, M3 stellt den Reihenknotenpunkt von M3 und R4 in dem Beispiel
von 1 dar. Die Ausgangsleitung 3 wird über den
Source-Folger-MOST M5 von dem Ausgang 6 dieses Differenzverstärkers M2,
M3 abgeleitet. M5 ist mit seinem Gate g an diesen Ausgang 6 gekoppelt.
Die Hauptstrombahn von M5 ist zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und der
Ausgangsleitung 3 geschaltet.
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Bei normalem Betrieb wäre die Verstärkung solch
einer einfachen Verstärkeranordnung
(ein einfaches Differenzverstärkerpaar
M2, M3, unmittelbar gefolgt von einem Source-Folger M5) nicht ausreichend,
um große Änderungen
der Versorgungsnennspannung Vin, welche, zum Beispiel bei Kraftfahrzeugschaltungen,
häufig
auftreten können,
zu korrigieren. Bei der Schaltkreiskonfiguration von 1 kann diese einfache Schaltkreisanordnung
von M2, M3 und M5 jedoch diese großen Spannungsänderungen
von Vin mit Hilfe des entsprechend wechselnden Vorspannungs-(Rest-)-Stroms,
der dem Differenzverstärkerpaar
M2, M3 zugeführt
wird, korrigieren. Dieser Vorspannungsstrom wird durch die variable
Stromquelle M4 so geregelt, dass der Strom durch M3 und R4 zu dem
Headroom der Reglerschaltung in etwa proportional ist; dieser Headroom
bildet die Differenz zwischen dem Spannungspegel der Eingangsspannung
Vin und diesem der Ausgangsspannung Vca.
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Befindet sich die Ausgangsspannung
Vca im Regelzustand, entspricht die Spannung an R4 der Differenz
zwischen dem Headroom der Reglerschaltung und der Schwellenspannung
von M5. Durch entsprechende Wahl der MOST-Technik und der Dimensionen
können
Vorkehrungen dahingehend getroffen werden, dass die Spannung an
R4 dem Headroom der Reglerschaltung in etwa entspricht. Da der Strom in
R4 proportional zu der Spannung an R4 ist, ist der Strom in R4 proportional
zu dem Headroom. Es gibt zwei mögliche
Mechanismen, um zu bewirken, dass sich der Strom in R4 verändert. Ein
Mecha nismus ist, (über
Eingang 5) ein Fehlersignal von dem Differenzverstärker M2,
M3 zu verwenden, um die Strombalance von einem MOST des Differenzverstärkerpaares
M2 und M3 auf den anderen MOST zu schalten. Bei dem anderen Mechanismus
wird die Stärke
des Vorspannungs-(Rest-)-Stroms, welcher M2, M3 über M4 zugeführt wird,
verändert,
wobei die Strombalance durch M2 und M3 unverändert bleibt. In diesem Fall,
da die Strombalance von M2 und M3 im Wesentlichen unverändert bleibt
(d. h. es wird das gleiche Verhältnis
der Ströme
durch M2 und M3 aufrechterhalten), ist bei dem Signal an Knotenpunkt 5 kein Fehler
erforderlich, um diese Änderung
des Stroms durch R4 zu unterstützen.
Somit kann diese Änderung
des Reststroms (über
M4 entsprechend Änderungen
bei Vin) vorgenommen werden, um sicherzustellen, dass der Endknotenpunkt 7 des
Differenzpaares M2, M3 (und folglich ebenso der Ausgang 6), vor
und unabhängig
von Regelkreiskorrekturen über Knotenpunkt 5,
auf einer annähernd
konstanten Spannung bleibt. Gemäß der vorliegenden
Erfindung erfolgt diese Änderung
des Reststroms, um bei Änderungen
von Vin den Ausgleich erster Ordnung vorzusehen.
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Die variable Stromquelle M4 des Schaltkreises
von 1 ist durch einen
MOST dargestellt, dessen Hauptstrombahn zwischen dem Endknotenpunkt 7 des
Differenzverstärkers
M2, M3 und der Rückleitung
gekoppelt ist. Ein Reihenwiderstand R2 verbindet M4 mit der Rückleitung.
M4 ist in einer Stromspiegelkonfiguration mit einem als Diode geschalteten MOST
M6 verbunden, welcher durch einen Reihenwiderstand R5 ebenfalls
an die Rückleitung 2 gekoppelt
ist. Die Hauptstrombahn des als Diode geschalteten MOSTs M6 ist
in einer Impedanzbahn (mit einem Widerstand R6, welcher in Reihe
mit Dioden D1, D2 sowie R5 und M6 geschaltet ist) zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und
der Rückleitung 2 geschaltet,
um einen variablen Referenzstrom abzuleiten. Dieser Referenzstrom
in der Impedanzbahn R6 (+D1, D2, M6, R5) verändert sich gemäß Änderungen
des Nennspannungspegels Vin auf der Stromversorgungsleitung 1.
Die Stärke
des dem Differenzverstärker
M2, M3 zugeführten
Vorspannungsstroms wird durch das Gate g von M4, welches in dieser
Impedanzbahn an den Knotenpunkt 8 von R6 und M6 gekoppelt
ist, geregelt. Damit wird die Änderung der
Stärke
des Vorspannungsstroms des Differenzverstärkers M2, M3 durch die Änderung
der Stärke des
Referenzstroms in der Impedanzbahn R6 (+ D1, D2, M6, R5) bestimmt.
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1 zeigt
somit ein Beispiel eines Schaltkreises, bei welchem die Stärke des
sich verändernden
Reststroms, der dem Differenzverstärker zugeführt wird, durch einen Stromspiegel
M4, M6, dem ein, von einem Widerstand R6 aus der Versorgungseingangs spannung
Vin erzeugten Referenzstrom zugeführt wird, abzüglich des
Durchlassspannungsabfalls der Diode an D1 und D2 und des MOS-Schwellwerts
von M6, definiert wird. Die Widerstandswerte von R2 und R5 werden
so gewählt,
dass diese mit dem gewünschten
Spiegelverhältnis
für M4
und M6 kompatibel sind und einen zuverlässigen Betrieb des Differenzverstärkerpaares
M2 und M3 gewährleisten. Die
Summe der Schwellenspannungen an D1, D2 und M6 sollte der Stärke der
geregelten Ausgangsspannung Vca in etwa entsprechen. Damit ist der Spannungsabfall
an (R6 + R5) zu dem Headroom der Reglerschaltung in etwa proportional
(Vin – Vca). Normalerweise
ist der Widerstandswert von R6 (und folglich sein Spannungsabfall)
signifikant höher
als dieser von R5, wenn die Werte dieser Komponenten der Impedanzbahn
so ausgewählt
werden. Die Stärke
des Referenzstroms wird so vorgesehen, dass bei dem Differenzverstärker M2,
M3 in seinem ausgeglichenen Zustand der Ausgang an Knotenpunkt 6,
ungeachtet der Änderungen
der Versorgungsspannung Vin, auf einer in etwa konstanten Spannung
gehalten wird.
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Da die algorithmische Korrektur erster
Ordnung (mit Hilfe der Änderung
des Reststroms) den Großteil
der Änderung
von Vin ausgleicht, dient die Regelkreisverstärkung des Systems (wie für die Rückkopplung
von der Ausgangsleitung 3 zu dem zweiten Eingang 5 vorgesehen)
lediglich dazu, Fehler bei der Fehlerkorrektur erster Ordnung auszugleichen.
Somit gleicht die Regelkreisverstärkung der einfachen Schaltkreiskonfiguration
von M2, M3 und M5 die Fehler (d. h. Änderungen) von Vin nicht unmittelbar
aus.
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Die Diagramme der 2 und 3 stellen
typische Leistungsdaten des Schaltkreises von 1 dar. Somit zeigt 2 die Änderung und Stabilität der Referenzspannung
Vref von M1 sowie der geregelten Ausgangsspannung Vca auf Ausgangsleitung 3 bei einem
Anstieg der Versorgungsspannung Vin von 1 Volt auf 6 Volt. Die Ergebnisse
von 2 wurden bei 165°C gemessen.
Der Vref-Wert wird bei dem Schaltkreis von 1 an dem Drain-Knotenpunkt 9 von
M1 gemessen, wobei M1 über
R1 von der Vca-Leitung 3 gespeist wird. Bei Werten von
Vin über
3,8 V ist die Änderung
von Vref und Vca wesentlich geringer als die Änderung von Vin, wobei bei
Vca eine Änderung von
höchstens
5% und bei Vref eine Änderung
von weniger als 1% erfolgt. Diese sehr geringen, prozentualen Änderungen
bei Vca und Vref lassen sich bei dem Schaltkreis von 1 bis zu dem vorgeschriebenen
Vin-Maximalwert von 20 V anwenden. Somit wird sowohl bei Vref als
auch Vca eine gute Stabilität über 3,8
Volt erreicht. 3 zeigt
die Stabilität
der Referenzspannung Vref von M1 und der Ausgangsspannung Vca auf
der Ausgangsleitung 3 gegenüber dem Temperaturbereich von
20°C bis
200°C. Wie
ersichtlich, wird über
den Großteil
dieses Bereichs eine gute Temperaturstabilität erreicht. Das Referenzelement
M1 mit einem Temperaturkoeffizienten Null wird in dem Schaltkreis
von 1 von der Ausgangsleitung 3 gespeist,
wobei die Stabilität
der Referenzspannung Vref durch weit präzisere Regelung der Stromdichte
in M1, als diese bei Speisung von der Stromversorgungsleitung 1 möglich wäre, signifikant verbessert
wird. Die Ergebnisse von 2 und 3 wurden bei einem Betrieb
von M2 und M3 in einem, unterhalb ihres Schwellwerts liegenden Bereich
erhalten, um die von dem Differenzverstärker angebotene Verstärkung zu
maximieren.
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Die Spannungsreglerschaltung von 1 kann mit anderen Halbleiterschaltelementen
in eine Halbleiterschaltung leicht integriert werden, um bei dem,
diese weiteren Schaltelemente aufweisenden Schaltkreis eine konstante
Eigenversorgung vorzusehen. 4 zeigt
einen Teil einer solchen Halbleiterschaltung, welche einen Halbleiterkörperabschnitt 21 des
ersten Leitfähigkeitstyps
(zum Beispiel des p-Typs) aufweist und auf welcher die verschiedenen Schaltelemente
integriert sind. Somit können
zum Beispiel die n-Kanal-Anreicherungs-MOSTs M1 bis M4 von 1 mit n-leitenden Source-
und Drainzonen 22 und 23, welche jeweils Teile
der p-leitenden Zone 21 überdotieren, ausgebildet werden.
Die n-leitenden Source- und Drainzonen 32 und 33 weiterer n-Kanal-MOSTs der Halbleiterschaltung
können
in den gleichen Verfahrensschritten wie die Source- und Drainzonen 22 und 23 des
Schaltkreises von 1 ausgebildet
werden. 4 zeigt beispielsweise
einen solchen zusätzlichen
MOST M10 und den MOST M5 des Schaltkreises von 1, welche nebeneinander in dem gleichen
p-leitenden Körperabschnitt 21 des
Bauelementkörpers
ausgebildet sind. M10 ist ein n-Kanal-MOST des Anreicherungstyps. MOST
M5 von 1 ist ein n-Kanal-Schaltungselement
des Verarmungstyps, dessen n-leitender Verarmungskanal durch Donatorimplantation
zwischen seiner Source- und Drainzone 22 und 23 ausgebildet werden
kann. Die Gate-Elektroden g der MOSTs M1 bis M5 und auch der zusätzlichen
MOSTs, wie z. B. M10, können
zum Beispiel durch eine dotierte Schichtstruktur 25, 35 aus
polykristallinem Silicium auf einer dielektrischen Gate-Schicht
auf der Oberfläche
des Halbleiterkörpers
ausgebildet werden.
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Es können Leiterbahnen und Verbindungen der
MOSTs M1 bis M5, M10 usw. durch eine Metallschichtstruktur 40a, 40b, 40c (zum
Beispiel aus Aluminium) auf einer Isolationsschichtstruktur 41 auf
der Oberfläche
des Halbleiterkörpers
ausgebildet werden. 4 zeigt
diese Metallschichtstruktur 40a, 40b, 40c,
welche die Source- und Drainzonen 22, 23, 32, 33 der
MOSTs M5 und M10 kontaktiert. Damit sieht bei dem Quer riss von 4 der Metallschichtteil 40a die
mit dem Drain von M5 verbundene Stromversorgungsleitung 1 von 1 und der Metallschichtteil 40b die
Ausgangsleitung 3 von der Source 22 von M5 vor.
In dem in 4 dargestellten,
spezifischen Beispiel ist die Sourcezone 32 von M10 an diese
Ausgangsleitung 3 gekoppelt, welche dazu dient, die Spannungsversorgung
für den
Schaltkreis mit M10 vorzusehen. Die Widerstände R1 bis R8 in 1 können auf bekannte Weise als
Dünnschicht-Widerstandselemente
aus z. B. dotiertem, polykristallinem Silicium auf der Isolationsschicht 41 vorgesehen
werden. Solche Dünnschicht-Widerstände weisen
einen Niedertemperatur-Widerstandskoeffizienten auf. Die Dioden
D1, D2 von 1 können durch
n-leitende und p-leitende Zonen in Dünnschichttechnik mit polykristallinem
Silicium oder durch n-leitende Zonen in dem p-leitenden Körperabschnitt 21 gebildet
werden. Der p-leitende Körperabschnitt 21 kann
zum Beispiel durch eine p-leitende Wanne in einem wesentlich größeren Halbleiterkörper dargestellt
sein, welcher zum Beispiel eine Leistungshalbleiteranordnung aufweist.
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Es sind viele Modifikationen und
Variationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung möglich. Somit
können
zum Beispiel die Schaltelemente von 1 bei
einer entsprechenden Änderung
der Polarität
auf der Stromversorgungsleitung Vin vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp
(zum Beispiel p-Kanal-MOSTs M1 bis M5) sein.
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5 zeigt
den Einsatz eines komplexeren Differenzverstärkers, welcher in Kaskade geschaltete
Verstärkerstufen
aufweist. Die erste Eingangsstufe weist den ersten und zweiten Eingang 4 und 5,
jeweils von dem Referenzelement M1 und der Ausgangsleitung 3,
auf. Diese Eingangsstufe wird von der Ausgangsleitung 3 gespeist,
indem diese zwischen der Ausgangsleitung 3 und der Rückleitung 2 geschaltet
ist. In dem Schaltkreis von 5 wird
lediglich die Ausgangsstufe des Differenzverstärkers von der Stromversorgungsleitung 1 gespeist,
indem diese über
die variable Stromquelle M4 zwischen der Stromversorgungsleitung 1 und
der Rückleitung 2 geschaltet
ist. Somit wird lediglich dieser zweiten Stufe des Differenzverstärkers dieser
variable Vorspannungsstrom von M4 zugeführt, um bei Änderungen der
Versorgungsspannung Vin den Ausgleich erster Ordnung des Ausgangsspannungssignals
Vca vorzusehen. Sowohl die Eingangs- als auch die Ausgangsstufe
ist in diesem Beispiel von 5 zum Zwecke
einer deutlicheren Darstellung des Schaltkreises jeweils mit ähnlichen,
langgezogenen Paarkonfigurationen (M20, M30) und (M2, M3) wiedergegeben.
Damit werden in diesem Beispiel für die Eingangsstufe ähnliche
Komponentenbezeichnungen wie für
die Ausgangsstufe, jedoch um einen Faktor 10 (z. B. M60 bei der
Eingangsstufe und M6 bei der Ausgangsstufe) erhöht, verwendet. Bei diesem Schaltkreis
von 5 wird der Reststrom
dem Eingangsstufenpaar M20 und M30 über M40 zugeführt, dessen
Gate über
den Impedanzweg mit R60 und den Stromspiegel M60 an die Ausgangsleitung 3 gekoppelt
ist. Der Schaltkreis von 5 sieht
eine größere Verstärkung (zwischen
Knotenpunkten 4 und 5) als dieser von 1 und eine sogar noch geringere, prozentuale Änderung
von Vca bei Vin vor. Er kann eingesetzt werden, um eine geregelte
Versorgung bei z. B. einer analogen oder digitalen, monolithisch integrierten
Schaltung vorzusehen. Jedoch ist diese Schaltkreiskonfiguration,
dadurch, dass sie eine größere Layoutfläche zur
Integration in eine Schaltkreisanordnung benötigt, weniger vorteilhaft als
diese von 1.
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Wie in den 2 und 3 dargestellt,
ist die Referenzspannung Vref, welche in der Schaltung von 1 an Knotenpunkt 9 erzeugt
wird, von signifikant höherer
Qualität
als die geregelte Ausgangsppanung Vca auf Leitung 3. Dieses
ist darauf zurückzuführen, dass
das Referenzelement M1 durch die geregelte Ausgangsspannung Vca
gespeist wird. Eine Referenzausgangsspannung Vref könnte über eine
Verbindung von Knotenpunkt 9 direkt zu anderen Schaltkreisen,
bei welchen Parametergenauigkeit wichtig ist (z. B. bei einer Strombegrenzerschaltung
in einer Leistungsanordnung), geleitet werden. Es kann keine Belastung
auf dem Referenzelement M1 zugelassen werden, da die Stromdichte
in diesem Bauelement den absoluten Wert und Temperaturkoeffizienten
der Referenzspannung Vref definiert. Wäre jedoch eine Abgabe der Referenzspannung
Vref erforderlich, könnte
diese normalerweise über
einen Pufferverstärker,
welcher die geregelte Ausgangsspannung Vca führt, erfolgen. Somit können in
einer Leistungshalbleiteranordnung mit einer Reglerschaltung gemäß der Erfindung
Regelkreise der Anordnung durch Vca von Leitung 3 gespeist
werden, wobei in diesen Regelkreisen eine oder mehrere Referenzspannungen über einen
Pufferverstärker
von Knotenpunkt 9 abgeleitet werden können.
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Bei Lesen der vorliegenden Offenbarung
ergeben sich für
Fachkundige weitere Modifikationen. Solche Modifikationen können äquivalente
und weitere Merkmale umfassen, welche bereits bekannt sind und an
Stelle oder zusätzlich
zu den hier bereits beschriebenen eingesetzt werden können. Obgleich Ansprüche in dieser
Anmeldung auf bestimmte Kombinationen von Merkmalen gerichtet sind,
versteht es sich von selbst, dass der Schutzumfang der vorliegenden
Anmeldung ein neuartiges Merkmal oder eine neuartige Kombination
von Merkmalen, die hier entweder explizit oder implizit oder als
Verallgemeinerung offenbart worden sind, ebenfalls umfasst, ganz
gleich, ob dieses die gleiche Erfindung, wie hier in den Ansprüchen beansprucht,
betrifft, und ob es einige oder sämtliche der gleichen technischen
Probleme wie im Falle der vorliegenden Erfindung reduziert. Die
Anmelder teilen hiermit mit, dass auf solche Merkmale und/oder Kombinationen
solcher Merkmale gerichtete, neue Ansprüche während der Weiterverfolgung
der vorliegenden Anmeldung bzw. einer von dieser abgeleiteten, weiteren
Anmeldung abgefasst werden können.