DE2555571C2

DE2555571C2 - Transistorverstärker mit Schutzschaltung

Info

Publication number: DE2555571C2
Application number: DE2555571A
Authority: DE
Inventors: Tadao Tokio/Tokyo Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-12-11
Filing date: 1975-12-10
Publication date: 1984-09-27
Also published as: AU497759B2; FR2294572A1; AU8736875A; JPS5168758A; GB1513810A; CA1040720A; JPS5756246B2; NL7514352A; FR2294572B1; US4061983A; DE2555571A1

Description

gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

e) der Transistorder Eingangsstufe wird durch einen Bipolartransistor(14) und derTransistor der weiteren Verstärkerstufe durch einen Feldeffekttransistor (15) mit Triodencharakteristik gebildet·

0 die erste Elektrode des Bipolartransistors (14) ist mit cem Eingangsanschluß U₁) verbunden, die zweiten Elektroden des Bipolartransistors (14) und des Feldeffekttransistors (15) sind an eine erste Spannungsquelle (+ß,) angeschlossen, die dritte Elektrode des Feldeffekttransistors (15) ist mit dem Ausgangsanschluß (Z₂) verbunden, die dritte Elektrode des Bipolartransistors (14) und die erste Elektrode des Feldeffekttranssistors (15) sind an die zweite Spannungsquelle (-£,) angeschlossen, die die entgegengesetefe Polarität wie die erste Spannungsquelle (+B₁) besitzt;
g) der Dämpfungskreis enihäit ein Schaltelement (16), das zwischen der ersten und dritten Elektrode des Bipolartransistors (14) angeordnet ist, so daß der Bipolartransistor (14) und der Feldeffekttransistor (15) in den Sperrzustand kommen, wenn das Schaltelement durch das Steuersignal des Überlast-Detektor-25 kreises (21) leitend wird.

2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die <yste, zweite und dritte Elektrode des Bipolartransistors (14) Basis, Kollektor bzw. Emitter sind, daß die erste, zweite und dritte Elektrode des Feldeffekttransistors (15) Gate-, Drain- bzw. Source-Elektrode sind und daß das Schaltelement (16) des 30 Dampfungskreises ein Transistor mit Kollektor, Emitter und Basis ist, von denen Kollektor und Emitter zwischen Basis und Emitter des Bipolartransistors (14) angeordnet sind, während die Basis des Bipolartransistors (14) an cen Überlast-Detektorkreis (21) angeschlossen ist.

Die Erfindung betrifft einen Transistorverstärker mit Schutzschaltung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Transistorverstärker werden üblicherweise mit einer Schutzschaltung versehen, die verhindern soll daß der 40 Leistungstransistor Schaden nimmt, wenn die angeschlossene Last, beispielsweise ein Lautsprecher kurzgeschlossen wird. '

Für mit Bipolartransistoren ausgerüstete Transistorverstärker sind bereits verschiedene Schutzschaltungen bekannt (vgl. »Neues aus der Technik«, Nr. 6 vom 1. i-0. 1967, S. 2, »Wireless World«, Juni 1968 S 155 156 (F ι & 6, 7) sowie DE-OS 23 38 057). Eine weitere Schutzschaltung für einen mit Bipolartransistoren ausgerüste-45 ten Transistorverstärker ist Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 24 33 617.2-32.

Besondere Probleme treten auf, wenn der mit Schutzschaltung zu versehende Transistorverstärker einen Feldeffekttransistor (FET) mit Triodencharakteristik enthält. Wird hierbei die Gate-Elektrode auf Massepotential gehalten, wie dies allgemein üblich ist, so vergrößert sich beim Ansprechen der Schutzschaltung der Drain-Strom des FET, was die Gefahr einer Zerstörung dieses FET durch Überlastung mit sich bringt
so Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen mit Schutzschaltung versehenen Transistorverstärker der im Oberbegriff des Anspruches 1 vorausgesetzten Art so auszubilden, daß bei Verwendung eines FET mit Triodencharakteristik die Gefahr einer durch Überstrom bedingten Beschädigung dieses FET vermieden wird

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Kombination der im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 genannten Merkmale gelöst.
55 Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung ist Gegenstand des Anspruches 2.

Die Erfindung wird nun an einem Ausfiihrungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

F ig. 1 einen Schnitt durch einen FET mit Triodeneigenschaften, der in einem Transistorverstärker mit Schutzschaltung gemäß der Erfindung verwendet werden kann;

Fig. 2 einen Schnitt durch einen weiteren FET mit Triodeneigenschaften fur denselben Zweck;
60 Fig. 3 ein Kurvenschaubild typischer Ausgangscharakteristiken der FET gemäß Fig. 1 und 2; '

Fig. 4 ein grundlegendes Schaltbild eines Transistorverstärkers mit Schutzschaltung nach der Erfindung· Fig. 5 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Grundschaltung der Erfindung; Fig. 6 und 7 Kurvendiagramme für die Erläuterung der Arbeitsweise der Schutzschaltung· und

^F'S- ^{8 das} Schaltbild eines AB-Gegentaktverstärkers, in welchem der Transistorverstärker mit Schutzschalt-65 kreis nach der Erfindung eingesetzt ist.

Die nachfolgende Beschreibung wird an einem Ausfiihrungsbeispiel der Erfindung gegeben. Bei diesem Ausfuhrungsbeispiel wird als Verstärkungselemcnt ein neu entwickelter Vertikaljunction-FET mit Triodencharaktenstik verwendet, dessen Produkt seines Reihenwiderstandes mit der Übcrtrittsleitfähigkeit kleiner als 1 ist und

der ohne sich über die gesamte Kanallänge erstreckende Punch-Through-Bedingung arbeitet. Es soll deshalb der VertHoüjunction-FET zunächst beschrieben werden. Während der bekannte Junction-FET Pentodeneigenschaften hat, zeigt der vorstehend genannte FET Triodencharakteristik und hat eine niedrige Ausgangsimpedanz sowie eine große Übertrittsleitfahigkeit, so daß er mit äußerst hoher Leistung arbeitet Dieser FET eignet sich also besonders als Verstärkungselement fur Ausgangsverstärker in Audioschaltungen oder dergleichen. s

Anhand der Fig. 1 wird zunächst eine Ausfuhrungsform dieses Vertikaljunction-FET beschrieben. Der FET wird aus einem echten Halbleiterbereich 1 mit niedriger Störstellenkonzentration und hohem Widerstand, ^ einem p-Halbleiterbereich 2 von ringförmiger Gestalt auf der Oberseite des reinen Halbleiterbereichs 1 und

Sf einem n-Halbleiterbereich 3 von hoher Störstellenkonzentration, der sowohl den reinen Halbleiterbereich 1 als

p auch den ρ Bereich 2 überdeckt, gebildet. Eine Drain-Elektrode Dist auf der Unterseite des reinen Halbleiterbe-

Il reichs 1, eine Gate-Elektrode <7auf dem p-Bereich 2 und eine Source-Elektrode Sauf dem n-Bereich 3 ausgebil-

i| det. Für die praktische Ausführung eines Vertikaljunction-FET sind mehrere FET gemäß Fig. 4 miteinander

*g kombiniert und ergeben einen Transistor in der Gestalt der Fig. 2, in der mit den Bezugszeichen die jeweils

§ entsprechenden Elemente gekennzeichnet sind. Bei diesem FET ist der p-Halbleiterbereich 2 gitterformig aus-

% gebildet Außerdem befindet sich ein n-Halbleiterbereich 4 mit hoher Störstellenkonzentration unmittelbar

Ά über der Drain-Elektrode D.

Bei diesem Vertikaljunction-FET ist die Entfernung zwischen Source-Elektrode 5 und einem an der Periphe-

rie des p-Halbleiterbereichs 2 gebildeten Kanals kurz, wie auch die Länge des Kanals selbst kurz ist Allgemein

ji kann der auftretende Übertrittsleitwert gm eines Junction-FET folgendermaßen ausgedrückt werden:

$

Darin ist G_n, der wahre Übertrittsleitweri und /f_rder Reihenwiderstand. In den herkömmlichen Junction-FET ist der Widerstandswert von der Source-Elektrode zum Kanal hoch, der Kanalwiderstand ist hoch, da der Kanal eng und lang ist, un der Widerstand vom Kanal zur Drain-Elektrode ist ebenfalls hoch. Daraus folgt, daß auch der Reihenwiderstand Λ_Γ sehr hoch ist so daß der auftretende Übertrittsleitwert gm im wesentlichen gleich dem Reziprokwert des Reihenwiderstandes Ä_cist. Ein derartiger bekannter Junction-FET zeigt somit Pentodencharakteristik, woraus sich ergibt, daß der Drain-Strom in Sättigung geht, wenn die Drain-Spannung ansteigt.

Ein Vertikaljunction-FET dagegen hat Eigenschaften, die seinen Reihenwiderstand sehr klein, werden lassen, wobei der Übertrittsleitwert (/„groß und das Produkt aus dem Reihenwiderstand Ä_rund dem wahren Übertrittsleitwert G_n kleiner als 1 ist

In der F ig. 3 ist die Abhängigkeit des Drain-Stroms I₀ von der Drain-Spannung feines Vertikaljunction-FET aufgetragen. Auf der Abszisse ist die Drain-Spannung V₀ in Volt (V) und an der Ordinate der Drain-Strom I₀ in Milliampere (mA) aufgetragen, wobei die Kurven für mehrere Gate-Spannungen K₀ von 0, -2, -4, -6, -8 und -10 V als Parameter dargestellt sind. Die charakteristischen Kurven entsprechen genau denen einer sogenannten Triodencharakteristik. Der Reihenwiderstand Ä_f ist im wesentlichen konstant im Bereich der vorkommenden Spannungsschwankungen, und der scheinbare Übertrittsleitwert gm entspricht im wesentlichen dem wahren Übertrittsleitwert G_n entsprechend den Schwankungen in der Breite der Abreicherungsschicht Da daa Produkt des Übertrittsleitwertes G„ und des Reihenwiderstandes /{,.kleiner als 1 ist, wird die Charakteristik des Drain-Siroms Z)abhängig von der Drainspannung ^dieses FET ähnlich oder gleich der beschriebenen Triodencharakteristik mit der Folge, daß eine große Ausgangsleistung bei geringer Verzerrung möglich ist. Hierbei ist der Reihenwiderstand R_c die Summe dtr Widerstände von der Source-Elektrode zum Kanal, des Kanalwiderstandes selbst und des Halbleiterbereiches 1, der der Source-Bereich ist.

Fig. 3 macht deutlich, daß beim Ansteigen der Gate-Spannung ^ von einem negativen Wert bis Massepotential ein großer Drain-Strom fließt, auch bei einer nur kleinen Drain-Spannung V₀. Es läßt sich deshalb daraus verstehen, daß bei Erdung der Gate-Elektrode des FET infolge einer Überlastung bei einem Zustand, bei dem die Drain-Elektrode mit einer konstanten Spannung versorgt wird, ein großer Drain-Strom durch den FET fließt, so daß dieser nicht mehr abgeschaltet werden kann.

Als nächstes wird ein Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung anhand der F i g. 4 beschrieben. Darin ist mit 15 ein FET als Ausgangsverstärkerelement gekennzeichnet, der ein n-Kanal-Vertikaljunction-FET mit Triodencharakteristik in oben beschriebener Form ist. Der FET 15 stellt einen Source-Folgerverstärkerkreis dar, in welchen? die Drain-Elektrode an eine positive Spannungsquelle +B₁ von beispielsweise 450 V angeschlossen ist und die Source-Elektrode zu einer Ausgangsklemme I₇ geführt ist, <ui -Jie als Last 7 beispielsweise ein Lautsprecher angeschlossen ist.

Ein npn-Bipoiartransistor 14 speist als Verstärkcrelement den FET 15. Der Transistor 14 stellt einer? Emitterfolgerverstärkerkreis dar, bei dem die Kollektorelektrode an die positive Spannungsquelle + B und die Emitterelektrode an die Gate-Elektrode des FET 15 gelegt sind. Die Basiselektrode des Transistors 14 ist an die Eingangsklemme /, angeschlossen. Die Emitterelektrode des Transistors 14 und die Gate-Elektrode des FET 15 sind über einen Widerstand 20 an eine negative Spannungsquelle -B_x von beispielsweise -SO V gelegt

Ein Überlastdetektorkreis, der insgesamt mit 21 bezeichnet ist, stellt eine Lastimpedanz durch die Lastspannung und den Laststrom fest und erzeugt ein Ausgangssignal, wenn die Lastimpedanz einen bestimmten Grenzwert unterschreitet. Zwischen Basis und Emitter eines pnp-Schalttransistors 13 ist ein Kondensator 12 gelegt. Die Emitterelektrode des Transistors 13 ist an die Source-Elektrode des FET 15 geführt, die außerdem über einen kleinen Widerstand 6 Tür die Bestimmung des Laststromes an die A .»sgangsklemme /₂ geleitet ist. Die Basiselektrode des Transistors 13 ist über eine Reihenschaltung aus einer Gleichrichterdiode S und einem Widerstand 9 ebenfalls an die Ausgangsklemme I₂ und über ein. weitere Reihenschaltung aus einer Gleichrichterdiode 11 und einem Widerstand 10 an Masse angeschlossen. Im vorliegenden Fall liegt die Anode der Diode 8

auf der Seite der Basis des Transistors 13, während bei der Diode 11 die Anode an Masse geführt ist. Ein Transistor 16 dient als Schaltelement zur Bildung eines Dämpfungskreises. Der Kollektor des Transistors U ist mit der Basis des Transistors 14 verbunden, sein Emitter ist mit der Emitterelektrode des Transistors 14 zusammengeschaltet, und die Basis liegt über einen Widerstand 19 am Kollektor des Transistors 13. Eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 17 und einem Kondensator 18 ist zwischen Basis und Emitter des Transistors Ii gelegt.

Die Betriebsweise der in Fig. 4 dargestellten Schaltung wird nun näher beschrieben. Wenn die Lastimpedanz einen Lastgrenzwert R₁ R₃ZR₇ unterschreitet, der durch entsprechende Widerstandswerte R₁, R₂ und Zt₃ der Widerstände 6,9 und 10 bestimmt wird, dann übersteigt eine Spannung an dem Kondensator 12 die Basis-Emitter-Spannung V_tE des Transistors 13, so daß dieser leitend wird und dadurch auch den Transistor Xk leitend macht. Dadurch wird der Transistor 14 gesperrt und senkt damit das Gate-Potential des FET IS auf einen negativen Wert unter seiner Abschnürspannung, so daB auch der FET 15 nicht-leitend wird. Dadurch wird verhindert, daB der FET 15 durch Überlastung zerstört wird. In diesem Fall wird die Gate-Spannung des FET IS nicht auf das Bezugspotential (Massepotential) selbst geändert. Der Bipolartransistor 14 dient als Vorstufe zum FET 15, und seine Basisspannung wird auf das Bezugspotential geändert. Da außerdem die Gate-Elektrode des FET 15 an die negative Spannungsquelle -B₁ angeschlossen ist, wird das Gate-Potential stark ins Negative verändert.

Deswegen fließt praktisch kein Drain-Strom, so daß der FET 15 vor Zerstörung infolge Überlastung geschützt Es soll nun die Arbeitsweise de? UberlasidcieMorfcreisis 2! im einzelnen beschrieben werden. Fig. 5 zeigt

ein Ersatzschaltbild dieses Schaltkreises 21. In diesem Schaltkreis 21 sind der Laststrom /„, die Lastspannung ς, und die Widerstandswerte der Widerstände 6, 9 und 10 in ihren Weiten A₁, R₂ und A₃ angegeben, wobei der Widerstand 6 als Spannungsquelle 6' mit einer EMKi₀R₁ und die Last 7 als Spannungsquellc T mit einer EMK e„ angegeben sind. Der Kondensator 12 wird durch den Ausgang von der Spannungsquelle 6' aufgeladen und durch die Ausgangsspannung der Spannungsquelle 7' entladen. Mit anderen Worten, die Spannungen ;„ Ä_t und t_o werden durch die Dioden 8 und U auf ihre Scheitelwerte gleichgerichtet und diese Spannungen dem Kondensator 12 mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt.

Hierfür werden die Durchlaßwiderstände der Dioden 8 und U vernachlässigt, während die Durchlaßspannungsabfälle die Werte V_n und V_n haben. Unter stationären Bedingungen hat der Strom, der durch diese Ersatzschaltung fließt, den Wert], die Klemmenspannung am Kondensator 12 den Wert V, die Scheitelwerte des Stromes /„ bzw. /, und die Scheitelwerte der Spannung e„ bzw. <·,, und dann gelten folgende Gleichungen:

-e,+ V_/l + V_/2 + (R₂ + R₃)-i = O (D

V = Zf₁ -1,-V_n -R₂ i. (2)

Aus den Gleichungen (1) und (2) folgt durch Eliminieren des Stromes /

^ = A₁ /,-K₇, -_&_(,,- IJ₁- V₁₂). (3)

K₂ + K₃
40

Wenn die Spannung V, ausgedrückt durch die Gleichung (3), den Spannungsabfall V_fF zwischen Basis und Emitter des Transistors 13 übersteigt, wird der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Überlastfeststellsignal. Wird die Gleichung (3) unter der Annahme von V = V_BE umgeschrieben, so ergibt sich

, = A <<· +Jh + Jk A . ^K" A ^vn ₍₄₎

'ι

ρ

Ri

e_p

L fr

V_n

'Bl

Ri

V_n

Ri

e„

^vn

wird

nun

Λ.

R₂ + R₃

Ri

+ Rj

Ri

R₁

+ R₃

Ri

+ Ry

Es

V_n

angenommen.

daB

R\

K

nd

R₇

Ri

un

Vbe Ri

"> B
"I "1

Mit anderen Worten, da die Spannungen I₀R₁ und e_B gleichgerichtete Scheitelwertspannungen sind mit Hilfe

der Dioden 8 und 11, die vom Kondensator 12 in Gleichspannungen umgewandelt wurden, wird die Klemmenspannung Kam Kondensator 12 unabhängig von der Phasendifferenz zwischen /„ und e_o und nimmt einen Wert an, der durch die Scheitel werte von /,, und *■, begründet ist. Der Faktor Z = e_p/i_p ist also nicht nur eine reine Wirkwiderstandskomponente der Last 7 sondern eine Impedanzkomponente.

Unter Verwendung der Faktoren Z und KlR\ kann die Gleichung (4) folgendermaßen umgeschrieben werden:

Ä, -

R₂ + R₃

Wenn zur Erfüllung der Bedingung /, = °° die Lastimpedanz Z mit Z- bezeichnet wird, ergibt sich aus der Glei- i

chung (5) für Z» %

4 i

Wenn also die Lastimpedanz Z größer ist als der aus der Gleichung (6) erhaltene Wert, wird der Strom I₁, negativ, was bedeutet, daß der Transistor 13 gesperrt ist. Ist jedoch die Laslimpedanz Z kleiner als der Wert Z», wenn der Strom i„ größer als der aus der Gleichung (S) erhaltene ist, dann ist der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Überlastsignal.

Die Gleichung (S) ist in der Fig. 6 als Kurve dargestellt, bei der der Bereich ^derjenige ist, indemderTransistör 13 leitend ist, also ein Überlastsignal erzeugt wird. Die Gleichung (4) ist durch die Gerade der F i g. 7 wiedergegeben. Wenn die Last 7 ein reiner Wirkwiderstand ist, dann wird im Bereich/der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Überlastsignal.

Der Widerstand 19 in der Schaltung der Fig. 4 dient dazu, zu verhindern, daß der Transistor 14 ebenfalls leitend wird, wenn der Transistor 13 leitend wird, da der Ausgang des Transistors 13 dafür sorgt, daß das Basispotential des Transistors 14 ansteigt. Widerstand 17 verhindert das Leitendwerden des Transistors 14 infolge des Kollektorabschaltstromes 1_CBO des Transistors 13. Der Kondensator 18 verhindert außerdem, daß der Transistor 14 leitend wird, wenn Transistor 13 gesperrt ist, was darin liegt, daß die Basiseingangsimpedanz des Transistors 16 durch das augenblickliche Ansteigen der Basiseingangsspannung ansteigt.

Wenn schließlich der Widerstand 20 aus einer Reihenschaltung von zwei Widerständen gebildet wird und der Mittelpunkt dieser beiden Widerstände an die Emitterelektrode des Transistors 16 gerührt ist, um dessen Emitterpotential im Negativen zu halten, dann kann der Transistor 16 in jedem Arbeitsbereich des FET 15 gesperrt sein.

Anhand der FLg. 8 wird nun ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung beschrieben. In der Umrahmung 28 ist eine reine komplementäre AB-Gegentaktverstärkerschaltung dargestellt, die aus einem η-Kanal- TO und einem p-Kanal-Vertikaljunction-FET 15 a bzw. 156 aufgebaut ist, die dem FET 15 in F i g. 4 entsprechen. Im mit 27 bezeichneten Rahmen befindet sich ein aus je einem npn- umd einem pnp-Transistor 14 α bzw. 14 b aufgebauter Steuerverstärkerkreis, wobei die Transistoren dem Transistor 14 der F i g. 4 entsprechen. Schließlich umschließt der Rahmen 26 eine zweistufige A-Verstärkerschaltung als Eingangsstufe zum Steuerverstärker 27. Das einer Eingangsklemme t_o zugeführte Signal wird im Verstärker 26 verstärkt und den Transistoren 14 α und 14 b des Verstärkers 27 zugeführt. Die Verstärker 14 α und 14 b erhalten außerdem Vorspannungen aus der zweiten Verstärkerstufe der Schaltung 26. Die Emitterelektroden der Transistoren 14 α und 14 b sind über Widerstände 20a bzw. 20fc an Spannungsquellen -B₂ und +Bj gelegt.

Der übrige Aufbau entspricht dem der Fig. 4, so daß die Elemente der Fig. 8 mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 4 gekennzeichnet sind und lediglich die Zusätze a bzw. b haben. Eine nochmalige Beschreibung kann hier entfallen. Die Transistoren 13 a und 13 b sind pnp- bzw. npn-Transistoren, die Transistoren 16 a und 16 b npn- bzw. pnp-Transistoren.

Es ist möglich, statt der beiden Überlastdetektorkreise 21 α und 21 b nur einen einzigen Überlastkreis 21 α vorzusehen. Dann ist die Emitterelektrode des Transistors 13 α mit der Source-Elektrode des FET 15 a verbunden, seine Basiselektrode steht jedoch über die Reihenschaltung aus der Diode 8 a und dem Widerstand 9 a mit der Source-Elektrode des FET 156 in Verbindung. Damit werden die Transistoren 16 a und 16 Λ gleichzeitig vom Ausgangssignal des Transistors 13 α EIN/AUS gesteuert.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

40

Claims

Patentansprüche:
1. Transistorverstärker mit Schutzschaltung, enthaltend

5 a) eine Eingangsstufe mit einem ersten Transistor und einem Eingangsanschluß,

b) eine weitere Verstärkerstufe mit einem zweiten Transistor und einem zum Anschluß einer Last bestimmten Ausgangsanschluß,

c) einen Überlast-Detektorkreis zur Erzeugung eines Steuersignales beim Auftreten einer Überlast,

d) einen durch das Steuersignal des Überlast-Dctektorkreisesgesteuerten, mit dem Eingangsanschluß vrr-10 bundenen Dämpfungskreis,