DE2522490A1

DE2522490A1 - Transistorverstaerker

Info

Publication number: DE2522490A1
Application number: DE19752522490
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Kamimura; Tadao Yoshida
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1974-05-21
Filing date: 1975-05-21
Publication date: 1975-12-04
Also published as: JPS50150346A; DE2522490B2; IT1035773B; US3974455A; BR7503112A; FR2272524B1; NL7505984A; DE2522490C3; GB1494550A; FR2272524A1; CA1040279A; JPS5720722B2; JPS50150344A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transistorverstärker und insbesondere auf einen Transistorverstärker, der aus einem Feldeffekttransistor der Triodenart mit dynamischen Kennlinien besteht, worin der durchfliessende Gleichstromvormagnetisierungsstrom ungeachtet von SpannungsSchwankungen im Netzgerät stabilisiert wird.

Die Verwendung eines Feldeffekttransistors der Triodenart mit dynamischen Kennlinien bietet viele Vorteile, die bei den herkömmlichen Feldeffekttransistoren nicht erhalten werden können, welche dynamische Kennlinien der Pentodenart aufweisen. So z.B. werden bei den ersteren der Klirrfaktor herabgesetzt und die Schaltkennwerte verbessert. Der Feldeffekttransistor der Triodenart mit dynamischen Kennlinien

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hat auch eine wesentlich verbesserte Linearitätsfunktion. Infolgedessen findet der Feldeffekttransistor dieser Art gerne Verwendung bei Hi-Fi-Tongeräten, insbesondere als Tonfrequenzausgangsverstärker.

Ein Problem eines derartigen Feldeffekttransistors der Triodenart mit dynamischen Kennlinien besteht darin, daß der durch die Abfluß-Quelle-Schaltung fliessende Vormagnetisierungsgleichstrom Veränderungen unterworfen wird, falls das Arbeitspotential, das durch die Speisespannung an den Feldeffekttransistor angelegt ist, Schwankungen aufweist. Solche Veränderungen der Vorspannung bzw. des Vormagnetisierungsstromes können zu einer unerwünschten Verzerrung bei dem verstärkten Ausgang des Feldeffekttransistors führen.

Eine Lösung dieses Problems ist in der U.S.-Patentanmeldung Az. No. 508 8 36 vorgeschlagen worden, welche am 24.9.1974 eingereicht und auf denselben Rechtsnachfolger, wie es sich bei der vorliegenden Erfindung handelt, übertragen worden ist. Nach dem früheren Vorschlag wird eine Vorspannungsschaltung mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors verbunden, um eine geeignete Vorspannung daran anzulegen. Diese Vorspannungsschaltung enthält eine Gleichstromentzerrbzw. Ausgleichsschaltung, welche zum Verändern der Torvorspannung des Feldeffekttransistors in Abhängigkeit von Schwankungen bei dem Arbeitspotential, das von einer Stromspeisung geliefert wird, dient. Insbesondere soll die Veränderung der Torvorspannung zur Veränderung des Arbeitspotentials direkt proportional sein, mit einem Proportionalitätsfaktor bzw. einer Verhältniszahl, die auf die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors bezogen ist.

Obwohl diese Anordnung in den meisten Fällen zufriedenstellende Ergebnisse bietet, ist erwünscht, die erforderliche Schal-

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tungsanordnung zu vereinfachen. Es ist auch bevorzugt, daß die Änderung der Torvorspannung auf die Schwankungen der Stromspeisung des Feldeffekttransistors näher bezogen ist.

Daher ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Transistorverstärker mit einem Feldeffekttransistors der Triodenart mit dynamischen Kennlinien zu schaffen, worin der durch den Feldeffekttransistor fliessende Vormagnetisierungsgleichstrom ungeachtet der SpannungsSchwankungen in der Stromspeisung des Feldeffekttransistors stabilisiert wird.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines verbesserten Transistorverstärkers einer einfachen Konstruktion mit einem Feldeffekttransistor der Triodenart mit stabilisierter Vormagnetisierung bzw. Vorspannung.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines verbesserten Verstärkers mit einem Feldeffekttransistor der Triodenart in einer Abflußfolgeanordnung mit stabilisiertem Vormagnetisierungsgleichstrom.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines verbesserten Verstärkers mit einem Feldeffekttransistor der Triodenart mit einer einfachen Ausgleichschaltung zur Vermeidung einer Ausgangsverzerrung des Verstärkers, welche durch Schwankungen des Arbeitspotentials verursacht werden, das an den Feldeffekttransistor angelegt ist.

Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Transistorverstärkers einer verhältnismässig einfachen Schaltungsanordnung, der zur Verwendung als Tonfrequenzleistungsverstärker hoher Güte sehr geeignet ist.

\ö?schiedene andere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfin-

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dung erhellen aus der nachfolgenden näheren Beschreibung, wobei die neuartigen Merkmale insbesondere in den beigefügten Patentansprüchen herausgestellt sind.

Erfindungsgemäß wird ein verbesserter Transistorverstärker vorgesehen, der einen Transistor aufweist, welcher eine Eingangselektrode und ein paar Ausgangselektroden sowie einen Feldeffekttransistor mit Eigenschaften der Triodenart aufweist, wobei die Torelektrode des Feldeffekttransistors mit einer der Ausgangselektroden des Transistors verbunden ist; die Abfluß-Quelle-Schalltung des Feldeffekttransistors ist mit einer Quelle eines Arbeitspotentials verbunden; ein Teil von Schwankungen des Arbeitspotentials wird in die andere Ausgangselektrode des Transistors eingelegt, um somit die Torspannung zu verändern, die an den Feldeffekttransistor angelegt ist, und zwar durch den Transistor, in einer Richtung, um den Vormagnetisierungsgleichstrom zu stabilisieren, der durch dieQuelle-Abfluß-Schaltung des Feldeffekttransistors in Anwesenheit solcher Schwankungen des Arbeitspotentials fließt.

Die nachfolgende nähere Beschreibung wird am besten in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verstanden; darin zeigen:

Fig. 1 eine Schnittansicht einer Ausführungsform eines Feldeffekttransistors mit Eigenschaften der Triodenart zur Verwendung im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine Schnittansieht einer anderen Ausführungsform eines Feldeffekttransistors zur Verwendung im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung;

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Fig. 3 eine graphische Darstellung der typischen dynamischen Eigenschaften eines Feldeffekttransistors mit Eigenschaften der Triodenart;

Fig. 4 eine graphische Darstellung der Charakteristiken bzw. Eigenschaften oder Kennlinien eines Feldeffekttransistors als Hilfe zum Verständnis der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 eine andere graphische Darstellung der Eigenschaften des Feldeffekttransistors als Hilfe zum Verständnis der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines Transistorverstärkers nach den Lehren der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7ein schematisches Diagramm einer weiteren Ausführungsform eines Transistorverstärkers nach den Lehren der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ein schematisches Diagramm einer weiteren Ausfuhrungsform eines Transistorverstärkers nach den Lehren der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 9 ein schematisches Diagramm einer weiteren Ausführungsform eines Transistorverstärkers nach den Lehren der vorliegenden Erfindung.

Bezugnehmend auf die Zeichnungen und insbesondere auf Fig. 1, zeigt diese eine Schnittansicht eines Ausführungsbeispiels eines Feldeffekttransistors der Triodenart dynamischen Charakteristiken oder Kennlinien zur Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Transistorverstärker. Der Feldeffekttran-

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sistor ist eine Vertikalübergangskonstruktion, welche aus einem Eigenleithalbleiterbereich 1 mit niedriger Störstoffkonzentration und hohem Widerstand, einem Halbleiterbereich 2 vom P-Typ mit einer Ringkonfiguration, der auf dem oberen Teil des Eigenleitbereiches 6 gebildet ist, und aus einem Halbleiterbereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration besteht, der sowohl auf dem kreisringförmigen Bereich 2 vom P-Typ als auch dem Eigenleitbereich 1, wie gezeigt, gebildet ist. Der Bereich 2 vom P-Typ kann durch herkömmliche Selektivdiffusionsmethoden und der Bereich 3 vom N-Typ durch herkömmliche Aufwachsverfahren gebildet werden. Auch andere Verfahrenkönnen selbstverständlich zum Bilden dieser Bereiche nach Wunsch verwendet werden. Entsprechende Abfluß-, Tor- und Quelle-Elektroden D bzw. G bzw. S sind an der unteren Oberfläche des Eigenleitbereiches 1, an einem freigelegten Abschnitt des kreisringförmigen Bereiches 2 vom P-Typ bzw. an der oberen Oberfläche des Bereiches 3 vom N-Typ vorgesehen.

Der in Fig. 1 gezeigte Feldeffekttransistor mit Vertikalübergang zeigt dynamische Kennlinien der Triodenart. Eine bevorzugte Ausführungsform eines derartigen Feldeffekttransistors ist in Fig. 2 gezeigt, worin gleiche Bezugszeichen entsprechende Elemente bezeichnen. Die Ausführungsform nach Fig. 2 kann als durch eine Kombination mehrerer Feldeffekttransistoren der in Fig. 1 gezeigten Art gedacht werden, wobei sie der in Fig. 1 oben beschriebenen Ausführungsfown des Feldeffekttransistors sehr ähnlich ist, nur mit den zusätzlichen Abwandlungen, daß der kreisringförmige Bereich vom P-Typ mit einer maschenartigen Konstruktion darin, wie gezeigt, ausgebildet ist. Wie gezeigt, liegt demgemäß der Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration sowohl über dem kreisringförmigen und maschenartigeη Bereich 2 vom P-Typ als auch auf dem Eigenleitbereich 1, wobei die Maschenform eine Grenze zwischen dem Eigenleitbereich und dem darüberliegenden Bereich vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration

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bildet. Ferner ist ein zusätzlicher Halbleiterbereich 4 vom N-Typ mit hoher Störstoffkonzentration auf der unteren Oberfläche des Eigenleithalbleiterbereiches 1 gebildet, wobei die Abfluß- oder Saugelektrode D darüber gebildet ist. Der zusätzliche Bereich vom N-Typ dient zur Vergrösserung der Durchbruchsspannung zwischen der Abfluß- oder Saugelektrode und der Quellen-Elektrode.

Der äquivalente Innenwiderstand zwischen der Quellen- und Abflußelektrode ist ein zusammengesetzter Widerstand, der aus dem Widerstand zwischen der Quellenelektrode und dem Kanal innerhalb des Feldeffekt-Transistors, dem Widerstand des Kanals selbst und dem Widerstand zwischen dem Kanal und der Abfluß- oder Saugelektrode zusammengesetzt ist.

Bei dem Feldeffekt-Transistor mit dem Obergang nach dem Stand der Technik ist der Kanal ein Seitenkanal mit hohem Widerstand infolge seiner schmalen und langen Form. Der Quelle-Kanal-Widerstand und der Kanal-Abfluß-Widerstand ist auch hoch. Infolgedessen ist der Widerstand des Feldeffekttransistors mit dem übergang nach dem Stand der Technik sehr hoch. Als Ergebnis dieses hohen Widerstandes zeigt der Feldeffekttransistor mit dem Obergang nach dem Stand der Technik dynamische Kennlinien der Pentodenart, und wie daraus ersichtlich, der Abflußstrom wird gesättigt, wenn die Abflußspannung erhöht wird.

Im Vergleich zum oben beschriebenen Feldeffekt-Transistor mit dem Obergang nach dem Stand der Technik ist der in den Fig. 1 und 2 gezeigte Feldeffekt-Transistor durch eine verhältnismässig kleine Trennung zwischen der Quellenelektrode S und dem senkrechten Kanal gekennzeichnet, wobei zusätzlich die Kanallänge selbst verhältnismässig klein ist, so daß das Verhältnis der Kanalweite zur Länge größer als jenes des

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Feldeffekt-Transistors mit Seitenkanal nach dem Stand der Technik ist. Infolgedessen ist der Ausgangswiderstand des in den Fig. 1 und 2 gezeigten Feldeffekt-Transistors mit senkrechtem Obergang viel kleiner als der Widerstand des Feldeffekt-Transistors nach dem Stand der Technik und liegt beispielsweise in der Größenordnung von etwa 10 Ohm. Demgemäß wird der Abflußstrom des gezeigten Feldeffekttransistors nicht gesättigt, wenn die Abflußspannung höher wird. Somit weisen die Spannung-Stromkennlinien in Bezug auf die Abflußelektrode eine überlegene Linearität gegenüber jenen nach dem Stand der Technik, auf, wodurch eine wirksame Verwendung des Feldeffekt-Transistors bei einem Verstärker mit hoher Signalwidergabetreue ermöglicht wird.

Eine Veranschaulichung der durch den in den Fig. 1 und 2 gezeigten Feldeffekt-Transistor gezeigten dynamischen Kennlinien ist in Fig. 3 graphisch dargestellt. Diese graphische Darstellung zeigt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom I_d, in Milliampere, und die AbflußspannungV , in Volt. Jede einzelne Kurve stellt das Verhältnis Strom-Spannung für entsprechende Torspannungen V dar, worin die Torspannung der veränderliche Parameter von beispielsweise OV bis -2¹+ V ist. Es ist ersichtlich, daß die in Fig. 3 gezeigten Kennlinien den Kennlinien analog sind, welche die dynamischen Kennlinien einer herkömmlichen Triode darstellen. Da der Feldeffekt-Transistor der Art zugehört, nach welcher er dynamische. Kennlinien der Triodenart zeigt, ist daher der Ausgangswiderstand im wesentlichen konstant, wobei der Feldeffekttransistor ein großes Ausgangssignal mit kleiner Verzerrung erzeugen kann.

Unter den Vorteilen,die durch die Verwendung des dargestellten Feldeffekttransistors mit dynamischen Kennlinien der Triodenart erzielt sind, ist jener hervorzuheben, der darin besteht, daß das grössere Verhältnis zischen Vertikalkanalbreite oder

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-Weite und Kanallänge zwischen dem Abfluß- und Quellenbereich das Fliessen eines höheren Abflußstromes ermöglicht. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kennlinien, welche das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung zeigen, linear sind, so daß eine Verzerrung durch ungeradzahlige Harmonische herabgesetzt wird. Ein weiterer Vorteil besteht aber in der Herabsetzung der Sehaltverzerrung, was auf die Tatsache zurückzuführen ist, daß der Feldeffekttransistor nicht die Speicherträger aufweist, die in Bipolartransistoren enthalten sind. Ein weiterer Vorteil besteht in der hohen Eingangsimpedanz des Feldeffekttransistors. Als Ergebnis einer solchen Eingangsimpedanz verursacht die Belastung oder Last, die durch eine Eingangsquelle vorgegeben wird, keine nichtlineare Verzerrung. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß infolge seines niedrigen Ausgangswiderstandes der dargestellte Feldeffekttransistor einen Verbraucher ohne weiteres aussteuern kann, der einen verhältnismässig hohen Dämpfungsfaktor erfordert. Ein zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß, falls der dargestellte Feldeffekttransistor bei einem Gegentaktverstärker verwendet wird, eine komplementäre Gegentaktschaltung einer einfachen Schaltungskonstruktion gebildet werden kann.

Der herkömmliche Feldeffekttransistor mit Seitenübergang kann die obigen Vorteile nicht erzielen, in erster Linie weil er dynamischen Kennlinien der Pentodenart aufweist und somit einen sehr hohen Ausgangswiderstand in der großen Ordnung von beispielsweise mehreren Megohm hat. Somit wird bei dem herkömmlichen Feldeffekttransistor bei Zunahme der Abflußspannung der Abflußstrom bei einem verhältnismässig niedrigen Wert der Abflußspannung in Sättigung ausgesteuert.

Nun wird die Wirkung der Spannungen in den Arbeitspotentialen, die an den Feldeffekttransistor angelegt sind, unter Bezugnahme auf Fig. 4 geschrieben. Die graphische Darstellung

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der Fig. 4 zeigt die dynamischen Kennlinien der Triodenart des Feldeffekttransistors. Zusätzlich ist eine Lastlinie auf diesen Kennlinien gezeichnet, wobei die Lastlinie eine Schräge oder Neigung hat, die l/R gleich ist, worin R die Belastungsimpedanz bzw. den Verbraucherwiderstand darstellt. Angenommen, daß die an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitsspannung bzw. das angelegte Arbeitspotential gleich V__D ist, so wird die von diesem Punkt aus gezeichnete Lastlinie gesehen, daß'sie die Strom-Spannungskurve am Punkt 0 für den Fall überschneidet, in welchem die Torspannung des Feldeffekttransistors gleich V_o~ ist. Dieser Punkt 0 kann als ein statischer oder ruhender Arbeitspunkt betrachtet werden, der zu einem Vormagnetisierungsgleichstrom führt, der I_Q an der Abfluß-Saugelektrode gleich ist.

Wird nun das an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitspotential einer Schwankung unterworfen, um somit auf den Wert V'~~ herabgesetzt zu werden, so wird sich die Lastlinie entsprechend verschieben, um die Abszisse an diesem unteren Punkt zu überschneiden. Auf ähnliche Weise wird sich die Lastlinie dann, wenn das an die Abflußelektrode angelegte Arbeitspotential auf den höheren Wert V'· ^ erhöht wird, wie gezeigt, entsprechend verschieben. In dieser Hinsicht ist ersichtlich, daß eine negative Änderung des Arbeitspotentials bewirkt, daß die Lastlinie die Strom-Spannungs-Kennlinie für eine Torspannung überschneidet, die V„_Q am Punkt A gleich ist. Dies hat die Wirkung einer Herabsetzung des Abflußvormagnetisierungsstromes von seinem stoischen Wert Iq auf einen niedrigeren Wert I.. In Abhängigkeit von einer positiven Änderung des an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors angelegten Arbeitspotentials erscheint auf ähnliche Weise die Überschneidung der Lastlinie mit der Strom-Spannungskurve Vp₀ am Punkt B, was zu einem erhöhten

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Abflußvormagnetisierungsstrom Ir, führt.

Diese Veränderung des Abflußvormagnetisierungsstromes, die durch Schwankungen des Arbeitspotentials verursacht ist, das an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors angelegt ist, hat die schädliche Wirkung der Erzeugung von Verzerrungen am Ausgang des TonfrequenzVerstärkers. Dieser Nachteil wird für die Verstärkeranordnung akzentuiert, worin der N-Kanal und der P-Kanal des Feldeffekttransistors mit dynamischen Kennlinien der Triodenart als komplementärer Gegentakttonfrequenzverstärker oder ein Verstärker der Klasse AB verwendet werden. Dies kann ohne weiteres berücksichtigt werden, wenn erkannt wird, daß bei einer derartigen Verstärkerkonfiguration oder -Anordnung der N-Kanal und der P-Kanals des Feldeffekttransistors ausgewählt sind, um Strom-Spannungskennlinien in Bezug auf die Abflußelektrode zu haben, welche angepaßte Sperreigenschaften aufweisen.

Die von angepaßten komplementären Feldeffekt-Transistoren mit dynamischen Kennlinien der Triodenart abgeleitete Arbeitsweise ist in Fig. 5 graphisch dargestellt. In dieser graphischen Darstellung stellt die ganze Linie in der oberen Hälfte der graphischen Darstellung das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit N-Kanal dar. Die ganze Linie in der unteren Hälfte der graphischen Darstellung stellt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit P-Kanal dar. Falls die an die entsprechenden Feldeffekttransistoren angelegten Torspannungen gleich -Vp_n und + Vp₀ sind, so wird eine zusammengesetzte Kennlinie für die komplementären Feldeffekttransistoren effektiv so sein, wie durch die gestrichelte Linie S_Q gezeigt. Sind jedoch die Abflußvormagnetisierungss-röme dieser Feldeffekttransistoren

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von Iq auf I. herabgesetzt und zwar als Ergebnis der Schwankungen des Arbeitspotentials, so wird eine Stufe oder ein Schritt in der zusammengesetzten Kennlinie S_ bei Abflußstrom von Null gebildet. Diese Stufe führt zur Einführung einer Überkreuzungsverzerrung in den Ausgang des GegentaktVerstärkers.

Erfindungsgemäß wird dieses Problem der Veränderung des Abflußvormagnetisierungsstromes des Feldeffekttransistors sowie das Problem der Überkreuzungsverzerrung in einem Gegentaktverstärker der Klasse AB vermieden, indem die Vormagnetisierungsgleichstromspannung, die an die Torelektrode des Feldeffekttransistors angelegt ist, verändert wird, um solche Schwankungen des Arbeitspotentials auszugleichen. Insbesondere wird die Vormagnetisierungsspannung bzw. die Vorspannung der Torelektrode durch einen Aussteuerungstransistor, wie z.B. einen Bipolartransistor als Funktion der Schwankungen des Arbeitspotentials angelegt. In Bezug auf die graphische Darstellung der Fig. 4 wird beispielsweise dann, wenn das Arbeitspotential einer negativen Veränderung unterzogen wird, um somit auf den Wert V¹^_n herabgesetzt zu werden und um den Abflußstrom von I_Q auf I. herabzusetzen, die Torspannung von Vq₀ auf Vg. geändert. Es ist ersichtlich, daß diese Änderung derTorspannung zur Strom-Spannungs-Kennlinie führt, die zugeordnet ist, um die verschobene Lastlinie am Punkt 0^f zu überschneiden. An diesem Arbeitspunkt ist ersichtlich,daß der Abflußstrom dem statischen Pegel I_Q gleich ist. Umgekehrt, falls das Arbeitspotential einer positiven Veränderung unterworfen wird, um somit auf den Wert V" _ erhöht.zu werden,

so wird die Torspannung auf den Wert V_n- erhöht. Es ist erbt)

sichtlich, daß die dieser erhöhten Torspannung zugeordnete Strom-Spannungs-Kennlinie die verschobene Lastlinie am Punkt 0" überschneidet. An diesem Arbeitspunkt ist der Abflußvormagnetisierungs strom I₀ gleich.

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Es ist daher ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung auf dem Grundsatz einer Veränderung der Torspannung des Feldeffekttransistors als Funktion von Schwankungen des Arbeitspotentials des Feldeffekttransistors beruht, um somit den statischen Abflußvormagnetisierungsstrom ungeachtet derartiger Spannungen aufrecht zu erhalten. Daher wird der Vormagnetisierungsstrom des Feldeffekttransistors stabilisiert.

Eine Ausführungsform eines Transistorverstärkers zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 6 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform des Verstärkers besteht aus einem Feldeffekttransistor 5 mit dynamischen Kennlinien der Triodenart und einem Transistor, wie z.B. einem Bipolartransistor 7. Wie gezeigt, sind die Quellen- und Abflußelektroden des Feldeffekttransistors 5 durch eine Lastimpedanz oder einen Verbraucherwiderstand 6 über eine Quelle eines Arbeitspotentials + V_CCn verbunden. Bei der dargestellten Schaltung wird angenommen, daß eine Anschlußklemme der Quelle des Arbeitspotentials mit einem Bezugspotential, wie z.B. Erde, verbunden ist.

Die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 ist mit einer der Ausgangselektroden, beispielsweise der Kollektorelektrode des Transistors 7 verbunden. Die andere Ausgangselektrode des Transistors kann einen Teil der Schwankungen der Quelle abs Arbeitspotentials ⁺Vp_C2 empfangen. Wie gezeigt, ist dementsprechend eine Spannungsteilerschaltung, die von den in Reihe geschalteten Widerständen 11 und 9 gebildet ist, über die Quelle des Arbeitspotentials + V_CC2 verbunden, wobei der Ausgang dieser Spannungsteilerschaltung, die durch den

- Übergang der Widerstände gebildet, mit der Emitterelektrode des Transistors 7 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors ist durch einen Kollektorverbraucherwiderstand 8 mit einer anderen Quelle von Arbeitspotential + Vp^₁ ver-

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bunden. Die Basiselektrode des Transistors fungiert als eine Eingangs- oder Steuerelektrode und ist mit einer Eingangsklemme 10 verbunden, um ein Eingangssignal, das verstärkt werden soll, zu empfangen. In einem Beispiel der dargestellten Ausführungsform ist die Quelle desArbeitspotentials + V__C1 so ausgewählt, um ein höheres Potential als die Quelle des Arbeitspotentials + V_rc„ zu erzeugen. Dementsprechend ist die Tor-Quellenspannung des Feldeffekttransistors 5 positiver Polarität.

Im Arbeitszustand kann der Verstärkungsgrad desTransistors durch das Verhältnis zwischen dem Kollektorwiderstand 8 und dem Emitterwiderstand 9 angenähert werden. Ein Eingangssignal, das an die Eingangsklemme 10 angelegt ist, wird durch den Transistor 7 mit einem Verstärkungs verhältnis bzw. einer Verstärkungsgeschwxndigkeit verstärkt, die dem obengenannten Verstärkungsgrad des Transistors gleich ist. Dieses verstärkte Ausgangssignal wird der Torelektrode des Feldeffekttransistors zugeführt und durch die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors weiter verstärkt, um die Belastung bzw, den Verbraucher 6 auszusteuern.

Die Wirkung der SpannungsSchwankungen des Arbeitspotentials, das durch die Quelle des Arbeitspotentials + V _CC7 dem Feldeffekttransistor zugeführt ist, wurde oben in Bezug auf Fig. 4· beschrieben und dargestellt. Für den Verwendungszweck, bei welchem der Feldeffekttransistor als die Ausgangsstufe bei einem Tonfrequenzverstärker zum Aussteuern eines Lautsprechersystems verwendet wird, ist für die Spannungsschwankungen der Quelle + Vp„„ typisch, größer als die Spannungen der Quelle + Vp-.. zu sein. Angenommen, daß die Spannung, die von der Quelle des Arbeitspotentials + V__C2 erzeugt ist, um einen Betrag A?_cc erhöht ist, so ist ersichtlich, daß der Abflußstrom, der durch den Feldeffekttransistor 5 fließt, sich um einen Betrag ^I_d entsprechend erhöht. Dieses Ver-

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hältnis zwischen der Veränderung der Spannungsquelle und
der resultierenden Veränderung des Abflußvormagnetisierungsstromes wurde unter Bezugnahme auf Fig. 4 oben beschrieben. Umgekehrt, eine Herabsetzung der Spannung, die von der Quelle des Arbeitspotentials + V_CC2 erzeugt ist, erzeugt eine entsprechende Herabsetzung des Abflußvormagnetisierungsstromes des Feldeffekttransistors 5 Es ist ersichtlich, daß diese
Schwankung des Abflußvormagnetisierungsstromes eine unerwünschte Verzerrung des Ausgangssignals erzeugt, das durch den Feldeffekttransistor dem Verbraucher 6 zugeführt ist.

Erfindungsgemäß wird eine Veränderung der Torspannung AV-,
an die Torelektrode des Feldeffekttransistors in Abhängigkeit einer Veränderung Δ Vp_C in der Quelle des Arbeitspotentials + Vpp„ angelegt, um somit den Abflußvormagnetisierungsstrom des Feldeffekttransistors auf die Art und Weise zu stabilisieren, die zuvor unter Bezugnahme auf Fig. U beschrieben wurde. Diese Veränderung der Torspannung wird abgeleitet, indem die Schwankung fa Vp_r der Spannungsquelle in eine Emitterelektrode des Transistors 7 eingelegt wird. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn ΔV_rn positiv ist, das Basis-Emitter-Potential, das
an den Transistor 7 angelegt ist, herabgesetzt wird. Diese effektive Herabsetzung des Eingangssignals, das an die Klemme angelegt ist, wird durch den Transistor verstärkt, wobei der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstandswerte
der Widerstände 8 und 9 bestimmt ist. Es ist ersichtlich, daß die resultierende Verstärkung die Torspannung erhöht, die
an den Feldeffekttransistor durch die Kollektorelektrode des Transistors 7 angelegt ist, und zwar um einen Betrag von + ^ V„. Zurückkommend auf Fig. 4, ist ersichtlich, daß die Erhöhung der Torspannung die Wiederherstellung des Abflußvormagnetisierungs stromes auf seinen gewünschten Wert I₀ anstrebt.

Eine mathematische Analyse der obigen Beschreibung wird nun stattfinden. Falls die Widerstandswerte der Widerstände 8

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9 und 11 als r_g, r_g und r,, dargestellt sind, durch Spannungsteilung, so ist ersichtlich, daß eine Veränderung der Spannungsquelle ^V in der Quelle des Arbeitspotentials + V_CC2 an die Emitterelektrode des Transistors 7 als ^rq ^Vpp/Cr-,-,+r_g) angelegt ist. Dies verursacht eine Veränderung des Eingangssignalpegels, das an den Transistor 7 angelegt ist, wie durch den Faktor rg/r_g verstärkt, um somit eine Veränderung der
Torspannung des Feldeffekttransistors zu erzeugen, die wie
folgt ausgedrückt werden kann:

r_g r_g CC

(1)

Im allgemeinen ist der Widerstand des Widerstandes 11 so ausgewählt, daß er viel grosser als der Widerstand des Widerstandes 9 ist, so daß die Gleichung (1) reduziert werden kann, um praktisch wie folgt dargestellt zu werden:

AV_p r

*^VCC * r"

worin das Zeichen '= als "im wesentlichen ... gleich" oder
"... sehr annähernd" zu betrachten ist, worin der Unterschied zwischen den Ausdrücken in jeder Seite dieses Zeichens unbeachtlich ist.

Der Feldeffekttransistor 5 hat eine Verstärkungskonstante yU . welches das Verhältnis zwischen der Tor- und Quellenspannung des Feldeffekttransistors bestimmt. Insbesondere kann für die in Fig. 6 dargestellte Ausfuhrungsform, worin der Feldeffekttransistor 5 sich in geerdeter Quellenkonfiguration befindet, das Verhältnis zwischen einer Veränderung der Torspannung
AVp und einer Veränderung der Quellenspannung ^\V_Q, wobei die

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letztere der Schwankung Δ Vq_C ^^{n der} Quelle des Arbeitspotentials + V_CC2 gleich ist, wie folgt ausgedrückt werden:

=1+1 (3)

Werden die Gleichungen (2) und (3) kombiniert, so ergibt sich der folgende Ausdruck:

^rn

Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Widerstandswerte r₈ und r,, so ausgewählt sind, um dem Verhältnis zu genügen, welches durch die Gleichung (4) bestimmt ist, der Abflußvormagnetisierungsstrom des Feldeffekttransistors 5 an seinen im wesentlichen konstanten Arbeitspegel, beispielsweise I_n, ungeachtet von Schwankungen in der Quelle des Arbeitspotentials +. V_CC2 stabilisiert wird. D.h., durch eine derartige Bemessung der Widerstände Vq und r,,, eine Schwankung in der Quelle des Arbeitspotentials in eine entsprechende Änderung der Torspannung resultiert, welche an den Feldeffekttransistor durch den Transistor 7 angelegt ist, was wiederum bewirkt, daß der Abflußva?- magnetisierungsstrom des Feldeffekttransistors in einer Richtung und um einen Betrag zweckmässigerweise verändert wird, der die erwartete Änderung des Vormagnetisierungsstroms infolge der SpannungsSchwankung ausgleicht.

Bezugnehmend nun auf Fig. 7 zeigt diese einen Gegentaktverstärker der Klasse - B oder - AB mit den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie unter Bezugnahme auf Fig. 6

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vorhin beschrieben. Der Gegentaktverstärker wird durch eine Verstärkerstufe 12 der Klasse -A ausgesteuert, mit einer Eingangsklemme 13, die mit einem Eingangssignal, das verstärkt werden soll, gespeist wird. Der Verstärker der Klasse -A enthält einen ersten Differentialverstärker, der durch die auf Differentialweise verbundenen Transistoren Qg und Q₅ gebildet wird, wobei ihre entsprechenden Kollektorelektroden durch die Widerstände L., R^₆ mit einer Klemme einer Spannungsquelle + Vp-,, verbunden sind. Wie gezeigt, sind die Emitterelektroden dieser Transistoren zusammen und durch einen Widerstand R-, Q mit einer Klemme einer Spannungs quelle ~V_P(-,, verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Spannungsquellenklemmen positive und negative Klemmen der Gleichstromspeisung sein können.

Der Eingang zum Differentialverstärker mit den Transistoren Q₆ und Q₅ wird von der Eingangsklemme 13 durch einen Kupplungskondensator C2 der Basiselektrode des Transistors Q₆ zugeführt; wie bald beschrieben werden wird, kann die Basiselektrode des Transistors Q₅ eine negative Rückkupplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang empfangen.

Die Verstärkerstufe 12 besteht ferner aus einem anderen Differentialverstärker der durch die differentialverbundenen Transistoren Qq und Q_n gebildet ist, deren entsprechende Kollektorelektroden durch die Widerstände R,„ und R ^ml der Spannungsquellenklemme -Vpp-, verbunden sind. Die Emitterelektroden dieser Transistoren sind zusammen durch einen Widerstand 15 mit der Klemme der Spannungsquelle ⁺V_pp, verbunden. Wie dargestellt, ist die Basiselektrode des Transistors Q_g zusammen mit der Basiselektrode des Transistors Q₆ verbunden, um somit das Eingangssignal, das an die Klemme 13 angelegt ist, zu empfangen. Auch die Basiselektrode des Transistors Q₈ ist zusammen mit der Basiselektrode des Transistors Q₁- verbunden, um somit die negative Rückkopplung von dem Gegentaktverstärkerausgang zu empfangen.

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Eine Eingangsvorspannungsschaltung mit veränderlicher Eingangsimpedanz bzw. veränderlichem Eingangswiderstand ist mit den gemeinsam verbundenen Basiselektroden der Transistoren Q₆ und Q₉ verbunden. Diese Vorspannungsschaltung enthält einen Widerstand R-, ₃, der mit einem Kondensator Cg in Reihe geschaltet ist und erstreckt sich von den Basiselektroden des Transistors zu einem Bezugspotential, wie z.B. Erde. Der Übergang, der durch den Widerstand R,^ und den Kondensator C₃ gebildet ist, ist mit dem verstellbaren Kontakt oder Abgriff eines veränderlichen Widerstandes VR₁, der ein Potentiometer sein kann, verbunden. Eine geeignete Gleichetromapannung ist an die Klemmen 14·und 15 über den veränderlichen Widerstand VR, angelegt, um somit eine veränderliche Vorspannungsquelle für die Differentialverstärker zu bilden.

Der Ausgang des Differentialverstärkers, der aus den Transistoren Qg und Q₆ gebildet ist, ist von der Kollektorelektrode des letzteren Transistors abgeleitet und durch einen verstärkenden Transistor Q₇ dem Gegentaktausgangsverstärker zugeführt. Der Transistor Q₇ ist gegenüber den differentialverbundenen Transistoren Q₁. und Q₆ komplementär und hat seine Emitterelektrode durch einen Widerstand R__o mit der Klemme der Spannungsquelle + V„_C1 verbunden. Auf ähnliche Weise ist der Ausgang des DifferentialVerstärkers, der aus den Transistoren Q₈ und Q₉ gebildet ist, von der Kollektorelektrode des letzteren Transistors abgeleitet und durch einen verstärkenden Transistor Q₁₀ mit dem Gegentaktausgangsverstärker gekoppelt. Der Transistor Q₁₀ gehört einem Leitfähigkeitstyp, der den differentialverbundenen Transistoren komplementär ist, wobei seine Emitterelektrode durch einen Widerstand R^₁ mit der Klemme der Spannungsquelle - V_Cfl, verbunden ist, an.

Ein Strang von in Reihe geschalteten Dioden D, verbindet die

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Kollektorelektroden der Transistoren O₇ und Q-_n miteinander und kann eine Bezugsspannung V₃ daran erzeugen. Diese Dioden sind so gepolt, daß sie leitend sind, wenn die Kollektorspannung des Transistors Q₇ die Kollektorspannung des Transistors Qq überschreitet. Ein Kondensator C, ist mit den Dioden D-, parallelgeschaltet, um einen Nebenweg AC zwischen den Transistoren Q₇ und Q₁₀ zu bilden.

Ein Widerstand R₃ dient zum Koppeln der Kollektorelektrode des Transistors Q₇ mit der Basiselektrode eines Transistors Q₃, wobei der letztere Transistor als Eingangsstufe für denGegentaktausgangsverstärker dient. Auf ähnliche Weise dient ein Widerstand R₁, zum Koppeln der Kollektorelektrode des Transistors Q,„ mit der Basiselektrode des Transistors Q₁,, wobei der letztere Transistor gegenüber dem Transistor Q₃ komplementär ist und als eine komplementäre Eingangsstufe zum Gegentaktausgangsverstärker dient. Ein veränderlicher Widerstand VR₂, wie z.B. ein Potentiometer, Rheostat oder dgl., verbindet die entsprechenden Basiselektroden der Transistoren Q₃ und Q₁^ miteinander, und wie bald beschrieben wird, ermöglicht eine Verstellung der EingangsVorspannungspotentiale, die dem Gegentaktverstärker zugeführt werden.

Der Gegentaktausgangsverstärker, wie dargestellt, ist ein Strom- oder Energieverstärker mit komplementären Stufen, die in einer Gegentaktanordnung angeordnet sind. Jede dieser Stufen ist der Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers ähnlich, der unter Bezugnahme auf Fig. 6 zuvor beschrieben wurde. Somit besteht der Ausgang einer komplementären Stufe aus dem Feldeffekttransistor Q, mit dynamischen Kennlinien der Triodenart und ist mit einer Ausgangsklemme in einer gemeinsamen Quellenkonfiguration verbunden. Der Ausgang der anderen komplementären Stufe besteht aus dem Feldverstärker Q₂ mit dynamischen Kennlinien der Triodenart und ist mit der Ausgangsklemme 6 in gemeinsamer Quellenkonfi-

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guration verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Q., und Q„ komplementär sind. Wie bei der Ausführungsform nach Fig. 6, gehört der Feldeffekttransistor Q₁ beispielsweise dem P-Kanaltyp an, wobei seine Quellenelektrode mit der Quelle des Arbeitspotentials + V_cc2 verbunden ist. Die Torelektrode dieses Feldeffekttransistors ist mit der Kollektorelektrode des Transistors Q₃ verbunden, der einem komplementären Leitfähigkeitstyp angehört. Die Kollektorelektrode des Transistors Q~ ist durch einen Widerstand R, ferner mit der Klemme der Spannungsquelle + Vp,,, verbunden, während die Emitterelektrode des Transistors durch einen Widerstand Rr mit der Ausgangsklemme 16 verbunden ist. Schwankungen in der Quelle des Arbeitspotentials + V_cc„ werden in die Emitterelektrode des Transistors Qo durch einen Widerstand R₇ eingelegt.

ELe komplementäre Stufe des GegentaktVerstärkers ist auf ähnliche Weise verbunden, wobei die Kollektorelektrode des Transistors Q₄ mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Q„ und ferner durch den Widerstand R₂ mit der Klemme der Spannungs quelle - Vp„, verbunden ist. Wie gezeigt, ist die Emitterelektrode des Transistors Q₁, durch einen Widerstand R_c mit einer Ausgangsklemme 16 verbunden und kann Schwankungen in der Quelle das Arbeitspotentials - V_cc„ empfangen, die durch einen Widerstand Rq darin eingelegt sind.

Obwohl nicht gezeigt, muß es voll ersichtlich sein, daß eine Belastungsimpedanz oder ein Verbraucherwiderstand mit der Ausgangsklemme 16 verbunden werden kann, um durch den dargestellten Verstärker ausgesteuert zu werden. Typisch für den Verwendungszweck, bei welchem der Verstärker als Tonfrequenzverstärker hoher Güte verwendet wird, kann ein Lautsprechersystem mit der Ausjangsklemme verbunden werden.

Die Ausgangsspannung, welche der Ausgangsklemme 16 durch den

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Gegentaktverstärker zugeführt wird, wird der Verstärkerstufe 12 durch eine negative Rückkopplungsschaltung rückgekoppelt, die aus den in Reihe geschalteten Widerständen R,, und R₁₂ gebildet ist. Diese Widerstände sind in einer Spannungsteileranordnung angeordnet, deren Ausgangsklemme durch den dazwischen gebildeten Übergang gebildet ist. Wie dargestellt, ist der Ausgang dieser Spannungsteilerschaltung gemeinsam den Transistoren Q₁- und Qn der zuvor beschriebenen Differentxalverstärker zugeführt..

Bei dem dargestellten Verstärker ist ersichtlich, daß Schwankungen in der Spannungsquelle + Vp„, und/oder - Vpp, die entsprechenden Torschaltungen beeinflussen, die an die Feldeffekttransistoren Q₁ und Q_? durch die Transistoren Q₃ bzw. Q_u angelegt sind. Obwohl derartige Schwankungen auf ein Minimum herabgesetzt und wirksam vermieden werden, indem diese Spannungsquellen als konstant regulierte Quellen hoher Präzision konstruiert werden, sind derartige Spannungsquellen sehr kostspielig und kompliziert. Um die Kosten solcher Spannungsquellen auf ein Minimum herabzusetzen, werden dementsprechend die erwarteten Schwankungen derselben berücksichtigt und ihre Wirkungen ausgeglichen, indem die Widerstände Rg und R-. , welche zum Einlegen der Schwankungen in die Spannungsquelle - Vp^₁ in die Emitterdektrode des Transistors Q- und zur Einlegung der Schwankungen in der Spannungsquelle + Vpp, in die Emitterelektrode des Transistors Q₄ vorgesehen sind.

Nun wird die Arbeitsweise des dargestellten Verstärkers beschrieben, wobei zunächst angenommen wird, daß kein Eingangssignal der Eingangsklemme 13 zugeführt wird. Angenommen ferner, daß die Eingangsvorspannung, die an den Gegentaktverstärker durch die Transistoren Q₇ und Q₁₀ der Verstärkerstufe 12 zugeführt ist, zu einer Spannung V₃ an der Diode D-, führt, welche der Summe der Diodenspannung im wesentlichen gleich ist, abfällt. Die Widerstände R₃, VR₂ und R₁₊ bilden eine

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Spannungsteilerschaltung, die über die Dioden D₁ verbunden ist, wodurch sich eine geteilte Spannung ergibt, die V₁, gleich ist, und zwar am veränderlichen Widerstand VI^.Diese Spannung V^ reicht aus, um die Transistoren Q₃ und Q₁₊ in Leitungsfähigkeit vorzuspannen, so daß im wesentlichen gleiche Ströme dadurch fliessen und die Transistoren einen Basis-Emitterspannungsabfall zeigen, der V_ßE gleich ist. Angenommen, daß der Basisstrom geringfügig ist, ist ersichtlich, daß die Kollektorströme dieser entsprechenden Transistoren den Emitterströmen desselben gleich sind, was wie folgt ausgedrückt werden kann:

- ^2VBE

^R5 ^{+ R}6

Da die Vorspannung V₁^ ein geteilter Bruchteil der Spannung V-ist, ist ersichtlich, daß V₁^ und somit die Kollektorströme der Transistoren Q₃ und Q₄ lediglich durch Verstellung des veränderlichen Widerstandes VR« leicht verstellt werden können. Da die entsprechenden Torspannungen, die an Q. und Q₂ des Feldeffekttransistors angelegt sind, den Kollektorspannungen der Transistoren Q₃ und Q₁₊ gleich sind, ist daher ersichtlich, daß die Arbeitspunkte des Feldeffekttransistors für die Arbeitsweise der Klasse -B oder Klasse -AB festgestellt werden können, indem die Transistor-Kollektorströme auf die oben beschriebene Weise entsprechend verstellt werden.

Die Verzerrung, die sonst in das verstärkte Ausgangssignal eingeführt wird, das an der Ausgangsklemme 16 erzeugt ist, und zwar nach der Verstärkung eines Ausgangssignals, das an die Eingangsklemme 13 angelegt ist, nämlich infolge der Schwankungen in den Quellen des Arbeitspotentials + V_pP2 und - V_pP2, wird vermieden und zwar auf die Art und Weise, die nun beschrieben wird. Zum Zwecke dieser Erörterung, sei angenommen, daß die Spannungsquellen + V_ppi und - V_ppi im wesentlichen konstant gehalten und

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keinen Schwankungen unterworfen werden. In diesem Falle ist ersichtlich, daß der Abfallvormagnetisierun-gsstrom der Feldeffekttransistoren Q, und Q₂ entsprechend der Anordnung stabilisiert werden,die unter Bezugnahme auf Fig. 6 hier zuvor beschrieben und dargestellt wurden. Insbesondere, falls die Widerstände R,, R-, R- und Rg die Widerstandswerte r,, r₂, V_n und r_o entsprechend haben, und falls die Verstärkungskonstanten der Feldeffekttransistoren Q, und Q₂ \\ bzw. [^l gleich sind, so wird die Stabilisierung des Abflußvormagnetisierungsstromes ungeachtet von Schwankungen in den Quellen des Arbeitspotentials + Vpp„ und - V„p„ erzielt, falls den folgenden Gleichungen genügt wird:

V	1
r	7
r	2
r	8

^t5)

= . 1 + —j7 (6)

Γ2

Angenommen, daß die Spannungsquellen + V_CC1 und - V_CC1 Schwankungen unterworfen werden. Angenommen ferner, daß die positiven und negativen Spannungsquellen Schwankungen in derselben Polarität und in derselben Größe erfahren. In Bezug auf die Kollektorspannung des Transistors Q₃ (die selbstverständlich die Torspannung ist, die an den Feldeffekttransistor Q-, angele^: ist), wird dementsprechend eine Änderung Δ V_CC1 in der Spannungsquelle + V_cc an die Kollektorelektrode des Transistors angelegt und eine gleiche Änderung AV__C1 in der Spannungsquelle - Vpp, spannungsmässig durch die Widerstände R_g und R,- geteilt und an die Transistoremitterelektrode angelegt, um somit die Basis-Emitterspannung herabzusetzen, wobei diese Herabsetzung der Spannung durch den Transistor verstärkt und an der Kollektorelektrode entsprechend dem Transistorverstärkungs-

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grad erzeugt, welcher durch das Verhältnis zwischen den Kollektor- und Emitterwiderständen bestimmt ist. Die Veränderung der Kollektorspannung des Transistors Q₃ ist somit der Veränderung der Torspannung gleich, die an den Feldeffekttransistor Q, angelegt ist, wobei sie wie folgt ausgedrückt werden kann:

jA- ... (7)

Es ist ersichtlich, daß der erste Ausdruck in der Gleichung (7) auf die Schwankung in der Spannungsquelle + V__cl und der zweite Ausdruck auf die Schwankung in der Spannungsquelle - Vpp, zurückgeführt wird. Falls der Widerstandswert Vq viel größer als der Widerstandswert R₅ ist, kann die Gleichung (7) wie folgt reduziert werden:

= _+AV_CC1 - AV_CC1 . -j!- (8)

Nach der Gleichung (8) kann die Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors Q^ infolge der SpannungsSchwankungen in den Spannungsquellen + „ - V_ccl vermieden werden, falls die Widerstandswerte

r-, und r_g so ausgewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich

Die Gleichungen (7) und (8) sind auf gleiche Weise anwendbar, um die Veränderung der Torspannung zu bestimmen, die an den Feldeffekttransistor Q₂ angelegt ist, wie durch die Schwankungen der Spannungsquellen + V_cc-, und - V__ri verursacht. Es folgt somit, daß solche SpannungsSchwankungen im wesentlichen keine Wirkung auf den Abflußvormagnetisierungsstrom des Feldeffekttransistors Q₂ haben, falls die Wider-

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- 26 - 252249Q

standswerte r„ und r-, „ so ausgewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.

Wird nun ein zu verstärkendes Eingangssignal an die Eingangsklemme 13 angelegt, so wird dieses Signal durch die Verstärkerstufe 12 verstärkt und dann durch die Transistoren 0-7 und 0,q der Gegentaktausgangsverstärkerstufe zugeführt. Weitere Verstärkung wird durch die Transistoren Q₃ und Q₄ bewirkt, welche die Q, und Q₂ des Feldeffektverstärkers aussteuern. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffektverstärker nun eine geeignete Last aussteuern können, welche mit der Klemme 16 verbunden ist, und zwar mit minimaler Verzerrung, ungeachtet der Schwankungen in den Spannungsquellen + V_C(,, und - V-,-,. oder Schwankungen in der Quelle des Arbeitspotentials + V_CC2 und -

Bei der dargestellten Ausführungsform ist ersichtlich, daß jede der Spannungsquellen und der Quellen des Arbeitspotentials aus einzelnen Erregerquellen bestehen können. Wechselweise können eine einzige Spannungsquelle mit positiven und negativen Ausgangsklemmen und ein Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwendet werden, um die Spannungen + V^p, und - Vpp, zu liefern; und auf ähnliche Weise kann eine einzige Quelle eines Arbeitspotentials mit positiven und negativen Ausgangsklemmen und einem Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwendet werden, um die Arbeitspotentiale + Vp_C2 und - V„_C2 zu liefern. Es ist ersichtlich, daß die bestimmte Anordnung einer solchen Spannungsquelle und einer Quelle des Arbeitspotentials nach Wunsch ausgewählt werden kann.

Eine weitere Ausführungsform eines Transistorverstärkers zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 8 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform ist

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der in Fig. 6 dargestellten und vorher beschriebenen Ausführungsform ähnlich, so daß gleiche Bestandteile mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind, die eine zusätzliche Prime haben. Die Ausführungsform nach Fig. 8 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach Fig. 6 darin, daß die Kollektorelektrode des Transistors 7' mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors 5' durch einen Emitterfolger 17 verbunden ist. Wie gezeigt, ist somit die Emitterelektrode des Emitterfolgertransistors 17 durch einen Widerstand 18 mit der Spannungsquellenklemme + V' „ und die Kollektorelektrode dieses Transistors mit Erde verbunden. Der Kollektorausgang des Transistors 7' ist mit der Basiselektrode des Emitterfolgertransistors 17 verbunden.

Die Arbeitsweise der in Fig. 8 schematisch dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise des Transistorverstärkers, der unter Bezugnahme auf Fig. 6 zuvor beschrieben wurde, im wesentlichen ähnlich. Somit wird der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischen Kennlinien der Triodenart durch den Emitterfolgertransistor 17 ausgesteuert, wodurch der Transistorverstärker noch mehr verbesserte Frequenzansprecheigenschaften erhält. Die höheren Frequenzen des verstärkten Ausgangssignals werden somit nicht verschlechtert, sogar in Anwesenheit der eigenen Eingangskapazität des Feldeffekttransistors 5¹. Der Zusatz des Emitterfolger ist für jene Ausführungsformen vorteilhaft, bei welchen der Feldeffekttransistor mit dynamischen Kennlinien der Triodenart eine verhältnismässig große Kapazität zwischen seinen Tor- und Quellenelektroden aufweist. Eine solche Kapazität kann in der Größenordnung von mehreren hundert Picofarad liegen. Es ist ersichtlich, daß bei dieser Größe der Kapazität die niedrige Ausgangsimpedanz des Emitterfolgertransistors bedeutsame Frequenzansprechverschlechterung des verstärkten Signals, der Tor-Quellenkapazität des Feldeffekttransistors zugeschrieben, vermeidet.

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" ²⁸ " 2522A90

Bei der Ausfuhrungsform nach Fig. 8 sind der Transistor 7' und der Emitterfolgertransistor 17 komplementär. Diese komplementären Transistoren sind jedoch nicht unbedingt notwendig, wie aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsform ersichtlich, die in Fig. 9 schematisch dargestellt ist.

Der Verstärker nach Fig. 9 ist dem in Fig. 7 gezeigten und vorhin beschriebenen Verstärker im wesentlichen gleich, wobei entsprechende Bestandteile durch die zuvor ausgewählten Bezugszeichen mit der Zi^sbe einer Prime bezeichnet sind. Die Ausführungsform nach Fig. 9 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach Fig. 7 dadurch, daß der in Fig. 8 gezeigte Transistorverstärker als Gegentaktausgangsverstärker verwendet wird. Während die Feldeffekttransistoren nach der Ausführungsform gemäß Fig. 7 in einer gemeinsamen Quellenanordnung gezeigt sind, verwendet die Ausführungsform nach Fig. 9 Feldeffekttransistoren Q,, und Q₁₂ in einer Quellenfolgeranordnung .

Die Kollektorelektrode des Transistors Q^f- ist mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Q₁₂ durch einen Emitterfolgertransistor 19 verbunden. Es ist ersichtlich, daß der Transistor Q^f~ und der Feldeffekttransistor Q₁₂ der komplementären Leitfähigkeitsart zugehören, wogegen der Transistor Q^r ₃ und der Emxtterfolgertransistor 19 ähnlichem LeitfähigteLtstyp zugehören. In der anderen Gegentaktstufe ist die Kollektorelektrode des Transistors Q' mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Q,, durch einen Emitterfolgertransistor 20 verbunden. Der Transistor Q¹^ und der Feldeffekttransistor Q,, gehören dem komplementären Leitfähigkeitstyp an, wogegen der Transistor Q¹^ und der Emxtterfolgertransistor 20 demselben Leitfähigkeitstyp angehören.

Der Emxtterfolgertransistor 19 ist über die Spannungsquellen ~ ^'CCl ^verbunden, wobei seine Emitterelektrode

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durch einen Widerstand 2 3 mit der Spannungsquelle - V'_ccl und seine Kollektorelektrode durch einen Widerstand 22 mit der Quelle + V'_C1 verbunden ist. Der Emitterfolgertransistor 20 ist an diesen Spannungsquellen durch seinen Emitterwiderstand 24 und seinen Kollektorwiderstand 21 angeschlossen.

Die Arbeitsweise der in Fig. 9 schematisch dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise im wesentlichen gleich, die zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben wurde, wobei sie zusätzlich die verbesserten höheren Frequenzansprecheigenschaften zeigt, die unter Bezugnahme auf den Transistorverstärker nach Fig. 8 beschrieben wurde. Zum Zwecke der Kürze wird dementsprechend eine weitere Beschreibung derselben nicht erfolgen. Es ist jedoch zu beachten, daß, da die Feldeffekttransistoren Q,, und Q-,« in einer Quellen-Folgeranordnung angeordnet sind, deren Ausgangsimpedanz verhältnismässig niedrig ist, um somit einen höheren Dämpfungsfaktor für die Belastungsimpedanz zu erzielen, die mit der Ausgangsklemme 16* verbunden ist, als jene, die durch die gemeinsame Quellenkonfiguration gemäß Fig. 7 erzielt ist. Nichtsdestoweniger ist ersichtlich, daß die Vormagnetisierungsströme der Feldeffekttransistoren sogar in der Anwesenheit von Schwankungen in den Spannungsquellen + V¹^p, und und/oder Spannungen in den Quellen des Arbeitspotentials + V'_CC2 und - V'_CC2 stabilisiert sind.

Während die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf eine Vielzahl von bevorzugten Ausführungsformen derselben beschrieben und dargestellt wurde, ist zu verstehen, daß verschiedene Änderungen und Abwandlungen in Bezug auf Form und Einzelheiten möglich sind. So z.B. können die Leitfähigkeitstypen der entsprechenden Transistoren,

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Claims

sowie die Feldeffekttransistoren nach Belieben zweckmässig verändert werden. Die Feldeffekttransistoren können auch in anderen herkömmlichen Klassen der Arbeitsweise arbeiten und müssen nicht nur auf die Arbeitsweisen der Klasse - AB oder -B beschränkt werden. Falls in Gegentaktanordnung verwendet, ist ferner ersichtlich, daß die Verstärkerstufe 12, welche die Gegentaktstufe aussteuert, eine andere Konstruktion haben kann und nicht lediglich auf die dargestellten Ausführungsformen beschränkt werden muß. Es ist auch ersichtlich, daß die bestimmten Anwendungen für die Lehren der vorliegenden Erfindung einen weiten Verwendungsbereich haben können und müssen nicht lediglich auf Tonfrequenzverstärker beschränkt sein.

Deswegen sollen die beigefügten Patentansprüche als sämtliche derartige Veränderungen und Abwandlungen in Bezug auf Form und Einzelheiten enthaltend ausgelegt werden, die innerhalb des Schutzumfanges der vorliegenden Erfindung gemacht werden können.

Patentansprüche;

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Patentansprüche

ι Transistorverstärker mit einem Feldeffekttransistor, der mit einer Belastungsimpedanz bzw. einem Verbraucherwiderstand verbunden ist, wobei der Feldeffekttransistor dynamische Kennlinien der Triodenart und einen stabilisierten Vormagnetisierungsgleichstrom hat, der durch diesen ungeachtet der Spannungsschwankungen einer mit ihm verbundenen Arbeitsspannungsquelle fließt, gekennzeichnet durch einen Transistor (7; Q₅, Q₄; 7'j Q'₅, Q¹^) mit einer Eingangselektrode zum Empfang eines Signals und einem Paar Ausgangselektroden, einer Einrichtung (17; 19, 20) zum Verbinden einer der Ausgangselektroden mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors, um eine Spannung daran anzulegen, eine Einrichtung (11; R^, Ii₈, R_g, R₁₀; 11»; Ε¹«, R¹Q, R'q, R'-iq) ^zvm I^-dczie^⁰¹¹ eines Teils der Spannungsschwankungen in die andere Ausgangselektrode des Transistors, um somit die Spannung zu verändern, die an die Torelektrode des Feldeffekttransistors durch die Ausgangselektrode des Transistors angelegt ist, und durch eine Einrichtung zum Zuführen einer zweiten Arbeitsspannung (+Vqci» ~ ^VCC1' V^{! v}'^ ^{an d} ^^it
2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein Bipolartransistor (7> Q^, Q₄; 7'; Q^! ₅, Q¹^) ist, wobei die Emitterelektrode desselben

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in den besagten Teil der Schwankungen eingelegt und die Kollektorelektrode desselben mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors verbunden ist.
3. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Bipolartransistor und der Feldeffekttransistor den komplementären Typen (NPN, P-Kanal; PNP, N-Kanal) angehört.
Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Arbeitsspannung (+ Vpp,, - Vpp,) an den Transistor durch eine erste Impedanz (8;, R₁, R₂; 8'; R^, R'₂^ angelegt ist, die mit der Kollektorelektrode verbunden ist und daß die Einrichtung zum Einlegen eines Teils der Schwankungen der ersten Arbeitsspannung in die Emitterelektrode eine zweite Impedanz (11; R₇, R₃; 11'; R'y, R¹J aufweist.
5. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Impedanz (9; R₅, R₆; 9'; R'g, R'g) die Transistor-Emitterelektrode mit einem Bezugspotential koppelt.
6. Transistorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite und dritte Impedanz als erster bzw. zweiter und dritter Widerstand gekennzeichnet ist, welche Widerstandswerte haben, die r. bzw. r₂ bzw. r_

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gleich sind und entsprechend

=1+1

^r2 ^{+ r}3 ^r3

bezogen sind, worin ^ die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors ist.
7. Transistorverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Impedanz als Widerstände mit
entsprechenden Widerstandswerten in einem Verhältnis gekennzeichnet sind, daß im wesentlichen 1 + 1/^t gleich
ist, worin A die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors ist.
8. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor mit

- der Belastungsimpedanz bzw. den Verbraucherwiderstand in geerdeter Quellenanordnung (Fig. 6, 7, 8) verbunden ist.
9. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, daß der Feldeffekttransistor mit der Belastungsimpedanz bzw. dem Verbraucherwiderstand in Quelle-Folgeranordnung (Fig. 9) verbunden ist.
10. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Koppeln einer der Ausgangselektroden des Transistors mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors durch einen

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Emitter-Folgertransistor (17; 19, 20) dargestellt
ist.
11. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden

Ansprüche, worin der Feldeffekttransistor (Q,.; Q«) und
derTransistor (Q₃; Q'q) iⁿ einer Stufe eines Stromverstärkers zum Aussteuern der Belastungsimpedanz enthalten sind, wobei der Stromverstärker eine zweite komplementäre Stufe aufweist, gekennzeichnet durch einen zweiten Feldeffekttransistor (Q₉; O-i«) va.it dynamischen Kennlinien
der Triodenart, wobei der zweite Feldeffekttransistor
(N-Kanal; P-Kanal) gegenüber dem ersten Feldeffekttransistor (P-Kanal; N-Kanal) komplementär ist und
seine Quelle-Abflußschaltung mit einer weiteren Arbeitsspannung (-Vqqo) gespeist wird, einen zweiten Transistor (Qu j Q'h.)» der gegenüber dem ersten Transistor komplementär ist und eine Eingangselektrode zum Empfang eines
Signals sowie ein Paar Ausgangselektroden aufwdst, eine
Einrichtung (20) zum Koppeln einer der Ausgangselektroden des zweiten Transistors mit der Torelektrode des zweiten Feldeffekttransistors, um eine Spannung daran anzulegen, eine Einrichtung (R_gj R'₈) zum Einlegen eines Teiles der Schwankungen der weiteren Arbeitsspannung in die anderen Ausgangselektroden des besagten zweiten Transistors (Q₁,; QΙ,) um somit die Spannung zu verändern, die an die Torelektrode des zweiten Feldeffekttransistors durch die besagte Ausgangselektrode des zweiten Transistors angelegt ist, und durch eine Einrichtung zum Zuführen einer zweiten weiteren Arbeitsspannung (-V««·,) dem zweiten Transistor.
12. Transistorverstärker nach Anspruch 11, gekennzeichnet

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durch eine zusätzliche Einrichtung (R₁₀* R_g» ^R'io* ^R*9^ zum Einlegen von Schwankungen der zweiten Arbeitsspannung (+V„_V1 und der zweiten weiteren Arbeitsspannung (- Vp-,, ) in die anderen Ausgangselektroden des zweiten Transistors (Qu» Q'ii) ^und iⁿ di^e anderen Ausgangselektroden des ersten Transistors (Qoj Q'o)» um somit die Spannungen zu verändern, die an die Torelektroden der entsprechenden Feldeffekttransistoren angelegt sind, wodurch die Vormagnetisierungsgleichströme, welche durch die entsprechenden Feldeffekttransistoren fliessen, im wesentlichen konstant aufrechterhalten werden, ungeachtet der Schwankungen in der zweiten Arbeitsspannung und in der zweiten weiteren Arbeitsspannung.
13. Transistorverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzliche Einrichtung entsprechende Widerstände (R-iq» Rq » R'in» ^R'g^ ^zum Einlegen von Schwankungen der zweiten Arbeitsspannung in die Emitterelektrode des zweiten Transistors und zum Einlegen von Spannungen der zweiten weiteren Arbeitsspannung in die Emitterelektrode des ersten Transistors aufweist.
14. Transistorverstärker nach Anspruch 13, wobei die Kollektorelektrode des ersten Transistors (Q₃, Q' ) mit einem ersten Widerstand (R-, , R¹,) mit einem Widerstandswert

r-^ verbunden ist, die Kollektorelektrode des zweiten Transistors (O₁₊, Q¹J.) mit einem zweiten Widerstand (R₂* R'₂) mit einem Widerstandswert von r^ verbunden ist, die Emitterelektrode des ersten Transistors (Q~» Q'o) mit einem dritten Widerstand (R₅, R'₅) mit einem Widerstandswert r₅ verbunden ist, die Emitterelektrode des zweiten Tran-

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sistors (Q₄, Q'h) mit einem vierten Widerstand (Rg* ^Rlc^ mit einem Widerstandswert von r_fi verbunden ist, Schwankungen der Quelle der Arbeitsspannung (+V/-.^) iⁿ die Emitterelektrode des ersten Transistors (Q₃, Q%^ durch einen fünften Widerstand (R₇, R'₇) mit einem Widerstandswert von r₇ eingelegt werden, Schwankungen der weiteren Arbeitsspannung in die Emitterelektrode des zweiten Transistors (Q₁₊, Q\) durch einen sechsten Widerstand (Rg, R¹ mit einem Widerstandswert von r„ eingelegt werden und die Verstärkungskonstanten des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (Q₁, Q₁₁; Q₂, Q₁₂) gleichet, j. ^und 9^2 ^s^^nd» dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandswerte das folgende Verhältnis aufweisen:

^r5 ^ri - 1 + 1 ^r5 ^{+ r}7 ^r5 fr ^r6 ^r2 = 1 + 1 ^r6 + r₈ ^Γ6 IX₂
15. Transistorverstärker nach Anspruch 14, wobei der Widerstandswert r₇ viel grosser als der Widerstandswert r₅ und der Widerstandswert r« viel grosser als der Widerstandswert r_g ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandswerte das folgende Verhältnis aufweisen:

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^rl '=. 1 +

^r7

1 +
16. Transistorverstärker nach einem der Ansprüche 14 und 15, wobei Schwankungen der zweiten weiteren Arbeitsspannung C-Vp-,,) in die Emitterelektrode des ersten Transistors (Q₃* Q'o) durch einen siebten Widerstand (Rq, R'g) mit einem Widerstandswert r„ eingelegt werden und Schwankungen der zweiten Arbeitsspannung (+ Vp„,) in die Emitterelektrode des zweiten Transistors (Q₁,, Q ¹^) durch einen achten Widerstand (R-I₀, R'-in) eingelegt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandswerte das folgende Verhältnis aufweisen:

^r5 ^rl ^r5 ^r6 ^r5 ^r6 ⁺ ^rio ^r6

1.
17. Transistorverstärker nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß r₁ ._ r_g; und Y^ ._ ^t\q·
18. Transistorverstärker nach einem der Ansprüche 10 - 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Emitterfolger (Q_lg) den ersten Transistor (Q'3) mit dem ersten Feldeffekt-

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transistor (Q₁O^ koppelt, wobei der Emitterfolger einen Emitterwiderstand (R- „) mit einem Widerstandswert von r_?c. hat und daß ein zweiter Emitterfolger (Qoq) den zweiten Transistor (Q¹^) mit dem zweiten Feldeffekttransistor (Q,,) koppelt, wobei der Emitterfolger einen Emitterwiderstand (R₂I,) mit einem Widerstandswert von r„^ hat.

Der\ Patentanwalt

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