DE3850923T2

DE3850923T2 - Operationsverstärkerstufen.

Info

Publication number: DE3850923T2
Application number: DE3850923T
Authority: DE
Inventors: Stephen P Webster
Original assignee: Gennum Corp
Current assignee: Gennum Corp
Priority date: 1987-09-14
Filing date: 1988-08-19
Publication date: 1995-02-23
Anticipated expiration: 2008-08-20
Also published as: DE3850923D1; US4901030A; CA1312359C; EP0308079A3; JP2860656B2; JPH01157608A; EP0308079A2; EP0308079B1

Description

Die Erfindung betrifft einen integrierten Operationsverstärker mit Niedrigpegel und geringer Leistung. Im spezielleren betrifft sie einen Verstärker der oben angeführten Art, bei dem die notwendige Versorgungsspannung und die Leistungsaufnahme verringert und die Phasenreserve erhöht werden können.
In kleinen Geräten, z. B. Hörhilfen, verwendete Verstärker bestehen typischerweise aus drei Stufen: Eingangs-, Verstärkungs- und Ausgangsstufe. Bei diesen kleinen Geräten stellten die Größe und Lebensdauer der Batterie und die Verstärkergröße lange ein Problem dar. Es ist wünschenswert, über kleine Bauteile, die bei geringer Batteriestromentnahme und Batteriespannung arbeiten, zu verfügen.
Die Batterielebensdauer und -größe waren durch die begrenzte Spannungschwankungstauglichkeit typischer Verstärker eingeschränkt. Üblicherweise arbeiten diese Verstärker unter 1,5 V Abtastfähigkeit mit Masse oder negativer Versorgung oder unter 1,0 V Abtastfähigkeit ohne negative Masseversorgung nicht verläßlich.
Die EP-A-0 133 506 offenbart eine Ausgangsstufe zur Anwendung in einem Operationsverstärker mit zwei Versorgungsschienen, wobei die Ausgangsstufe einen Stufeneingang und einen Stufenausgang, einen Stromtreiberverstärker, erste und zweite Stromspiegel, wobei jeder Stromspiegel mit einer Versorgungsschiene verbunden ist, eine Referenzstromquelle und einen ersten und zweiten Transistor mit gemeinsamem Emitter, die zwischen den Versorgungsschienen verbunden sind, umfaßt.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Spannungsschwankungstauglichkeit zu erhöhen und die Leistungsaufnahme eines solchen Verstärkers zu senken.
Dieses Ziel wird durch die Ausgangsstufe gemäß Anspruch 1 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Vorteile und Ziele werden durch die folgende Beschreibung unter Beiziehung der beigelegten Zeichnungen augenscheinlich.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung und um ihre Wirkungsweise zu verdeutlichen, wird nun beispielhaft auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, die eine bevorzugte Ausführung der Erfindung darstellen und worin:
Fig. 1 ein Schaltbild des elektrischen Kreises eines Teils eines Verstärkers gemäß vorliegender Erfindung ist;
Fig. 2 ein Schaltbild des elektrischen Kreises der verbleibenden Elemente des Verstärkers von Fig. 1 ist;
Fig. 3 ein Schaltbild einer konventionellen Eingangsstufe ist;
Fig. 4 eine schematische Darstellung der Eingangsstufe des Verstärkers von Fig. 1 ist;
Fig. 5 ein Schaltbild einer konventionellen Verstärkungsstufe ist;
Fig. 6 ein Schaltbild der Verstärkungsstufe des Verstärkers von Fig. 1 ist;
Fig. 7 eine graphische Darstellung der Stromverstärkungen der Verstärkungsstufen von Fig. 5 und 6 ist;
Fig. 8 eine graphische Darstellung der Phasenverschiebungen der Verstärkungsstufen der Fig. 5 und 6 ist;
Fig. 9 ein Schaltbild der Verstärkungsstufe der Fig. 1 und 7 und eine Funktionsdarstellung der Ausgangsstufe des Verstärkers von Fig. 1 ist;
Fig. 10 ein Schaltbild einer konventionellen Ausgangsstufe ist;
Fig. 11 ein Schaltbild einer alternativen Ausgangsstufe des Verstärkers von Fig. 1 ist;
Fig. 12 ein Schaltbild der Ausgangsstufe des Verstärkers von Fig. 1 ist.
Es wird nun auf die Fig. 1 Bezug genommen, wobei die einzelnen Stufen eines Operationsverstärkers 1 gemäß der bevorzugten Ausführung der Erfindung herausgehoben werden. Wie durch die strichlierten und strichpunktierten Linien gezeigt, besteht der Verstärker 1 aus einer Eingangsstufe 601, einer Verstärkungsstufe 603, einer Ausgangsstufe 605 und einem Bias- bzw. Vorspannungskreis 607. Zwei Elemente, Q4 und R3 sind der Verstärkungsstufe 603 und der Ausgangsstufe 605 gemeinsam. Die strichpunktierte Linie des Bias-Kreises 607 ist ein Kasten mit offenen Enden als ein Teil des Bias-Kreises 607, wie durch den Pfeil 609 in Fig. 1 gezeigt und setzt sich in Fig. 2 fort.
Bezugnehmend auf Fig. 2 kann der darin erscheinende Teil des Bias-Kreises als Referenzkreis 21 bezeichnet werden.

SCHALTKREISKONFIGURATION DES NEUARTIGEN VERSTÄRKERS

Unter Bezug auf die Fig. 1 werden nun die Komponenten der Stufen 601, 603 und 605 beschrieben. Die Beschreibung jener Komponenten des Bias-Kreises 607, die in Fig. 1 dargestellt sind, erfolgt nicht getrennt sondern gemeinsam mit der Beschreibung der Stufen 601, 603 und 605.
Die Eingangsstufe 601 besitzt invertierende und nicht invertierende Eingänge 3, 5. Die Eingänge sind mit den Basen der zwei PNP Transistoren Q101, Q102 verbunden. Die Transistoren Q101, Q102 sind mit den untereinander verbundenen Emittern von Q101 und Q102 differential verbunden und weiters mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR102A verbunden. Die Kollektoren von Q101 und Q102 sind über Widerstände R1A und R1B bzw. R2A und R2B mit einer negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Offsetverstellungen 9,11 sind zwischen R1A und R1B bzw. zwischen R2A und R2B vorgesehen.
Die Kollektoren von Q101 und Q102 sind weiters direkt mit den Emittern der NPN Transistoren Q1 und Q2 verbunden. Kollektor und Basis von Q1 sind untereinander verbunden, mit der Basis von Q2 verbunden und mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR103A verbunden.
Der Kollektor von Q2 ist mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR103B verbunden.
Die Eingangsstufe 601 ist mit der Verstärkungsstufe 603 verbunden, wobei die Verbindung der Verstärkungsstufe 603 und die Konfiguration der Verstärkungsstufe 603 nun beschrieben wird. Der Kollektor von Q2 ist mit der Basis eines NPN Transistors Q3 und über einen Kondensator C1 und einen Widerstand R3 mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Der Emitter von Q3 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Der Kollektor von Q3 ist mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR102B verbunden. Der Kollektor von Q3 ist weiters mit der Basis eines NPN Transistors Q4 verbunden.
Der Emitter von Q4 ist zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R3 angeschlossen. Der Kollektor von Q4 ist mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR106 verbunden.
Die Verstärkungsstufe 603 und die Ausgangsstufe 605 überlappen sich, wie bereits erwähnt, an den Bauteilen Q4 und R3. Es wird nun die Ausgangstufe 605 beschrieben, dabei jedoch auf eine Wiederholung der Beschreibung von Q4 und R3 verzichtet. Der Kollektor von Q4 ist auch mit dem Kollektor und der Basis eines PNP Transistors Q103A verbunden.
Die Basis von Q103A ist weiters mit der Basis eines PNP Transistors Q103B verbunden. Die Emitter von Q103A und Q103B sind untereinander und über einen Widerstand R5 mit einer positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Die Basen von Q103A und Q103B sind weiters mit der Basis eines PNP Transistors Q106 verbunden. Der Emitter von Q106 ist mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Der Kollektor von Q106 ist mit einem Ausgang 15 des Verstärkers 1 verbunden.
Der Kollektor von Q103B ist mit Basis und Kollektor eines NPN Transistors Q6 verbunden. Der Emitter von Q6 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Kollektor und Basis von Q6 sind auch mit der Basis eines NPN Transistors Q7 verbunden.
Der Emitter von Q7 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Der Kollektor von Q7 ist mit der Kathode einer Schottkydiode S1 und mit dem Emitter eines NPN Transistors Q5 verbunden.
Die Basis von Q5 ist mit Kollektor und Basis eines NPN Referenzspannungstransistors QR6 verbunden. Der Kollektor von Q5 ist mit den Basen von Q103A, Q103B und Q106 verbunden.
Kollektor und Basis von QR6 sind weiters mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR104 verbunden. Der Emitter von QR6 ist über einen Referenzwiderstand RR12 mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Die Anode von DS1 ist mit dem Kollektor eines Referenzstromtransistors QR105 und auch mit der Basis eines NPN Transistors Q8 verbunden.
Der Emitter von Q8 ist über einen Widerstand R4 mit der negativen Versorgungsschiene 7 und auch direkt mit der Basis eines PNP Transistors Q105 verbunden. Der Kollektor von Q8 ist mit Kollektor und Basis eines PNP Transistors Q104A verbunden.
Der Kollektor von Q105 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Der Emitter von Q105 ist mit dem Kollektor eines PNP Transistors Q104B und der Basis eines NPN Transistors Q9 verbunden.
Die Basen von Q104A und Q104B sind untereinander verbunden. Die Emitter von Q104A und Q104B sind untereinander und mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden.
Der Kollektor von Q9 ist mit dem Ausgang 15 verbunden. Der Emitter von Q9 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Der Emitter von Q4 ist auch über einen Widerstand R6 und über einen Widerstand R202 und einen Kondensator C202 mit dem Ausgang 15 verbunden. Zwischen R202 und C202 ist eine Frequenzkompensationsverbindung 17 zur wahlweisen externen Frequenzeinstellung der Ausgangsstufe 605 angeschlossen.
Der Kollektor von Q4 ist weiters über einen Widerstand R201 und einen Kondensator C201 mit der Anode von DS1 verbunden. Die Anode von DS1 ist weiters über einen Widerstand R203 und einen Kondensator C203 mit dem Ausgang 15 verbunden.
Die Basen von QR102A, QR102B, QR103A, QR103B, QR106, QR104 und QR105 sind untereinander und mit einem Bias-Bus 19 verbunden.
Die Emitter von QR102A, QR102B sind untereinander und über einen Referenzwiderstand RR7 mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Die Emitter von QR103A, QR103B sind in ähnlicher Weise untereinander und über einen Referenzwiderstand RR8 mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Die Emitter von QR106, QR104 und QR105 sind über Referenzwiderstände RR11, RR9 und RR10 mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden.
Der Bias-Bus 19 ist mit einem Bias-Referenzkreis 21 verbunden, wie in Fig. 2 gezeigt. Der Bias-Referenzkreis 21 ist Teil des Verstärkers 1 und funktioniert gänzlich in konventioneller Weise.
Der Bias-Bus 19 ist mit den Basen der zwei PNP Referenztransistoren QR101A und QR101B verbunden.
Die Emitter von QR101A und QR101B sind untereinander und über einen Referenzwiderstand RR1 mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden.
Der Kollektor von QR101A ist mit Kollektor und Basis eines NPN Referenztransistors QR1 verbunden. Der Emitter von QR1 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Der Kollektor von QR101B ist mit dem Kollektor eines NPN Referenztransistors QR2 verbunden. Die Basen von QR1 und QR2 sind untereinander verbunden. Der Emitter von QR2 ist über einen Referenzwiderstand RR2 mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Die Kollektoren von QR101B und QR2 sind weiters mit der Basis eines NPN Referenztransistors QR3 verbunden. Der Kollektor von QR3 ist mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Der Emitter von QR3 ist über einen Referenzwiderstand mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.
Der Emitter von QR3 ist weiters direkt mit dem Emitter eines NPN Referenztransistors QR4 verbunden. Der Kollektor von QR4 ist mit dem Bias-Bus 19 verbunden. Die Basis von QR4 ist über einen Referenzwiderstand R3 mit der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Die Basis von QR4 ist auch über Referenzwiderstände RR4 und RR5 mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Die Basis von QR4 ist weiters direkt mit dem Kollektor eines NPN Referenztransistors QR5 verbunden.
Die Basis von QR5 ist zwischen RR4 und RR5 angeschlossen. Der Emitter von QR5 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden.

KONVENTIONELLE EINGANGSSTUFE

Es wird nun auf die Fig. 3 Bezug genommen, um die Wirkungsweise einer konventionellen PNP Eingangsstufe zu erklären (klarerweise in Fig. 1 nicht gezeigt). Alle Komponenten der nachfolgend beschriebenen Stufen werden durch ein vorangestelltes "C" gekennzeichnet, um sie von den Komponenten der neuartigen Stufen zu unterscheiden.
Eine Stromquelle Cl versorgt die Emitter von differential verbundenen PNP Transistoren CQ101 und CQ102. Die Kollektoren von CQ101 und CQ102 sind mit den Kollektoren von Stromspiegel-verbundenen NPN Transistoren CQ103 und CQ104 verbunden.
Die Eingänge der Eingangsstufe bestehen aus einem invertierenden Eingang 103 und einem nicht invertierenden Eingang 105. Der Ausgang der Stufe ist ein Strom Cio, der für die Differenzspannung der Eingänge 103, 105 repräsentativ ist.
Im Betrieb wird der Bias-Strom Cl mit gleichen Spannungen an den Eingängen 103 und 105 durch die Transistoren CQ101 und CQ102 aufgeteilt. Gleiche Ströme werden in den Kollektoren von CQ101 und CQ102 erzeugt. Der Strom im Kollektor von CQ101 liefert den Strom für den Kollektor von CQ103 und die Basen von CQ103 und CQ104.
Da sich die Transistoren CQ103 und CQ104 in Stromspiegel-Konfiguration befinden, sind die Ströme in den Kollektoren von CQ103 und CQ104 ähnlich. Der vom Kollektorstrom von CQ101 genommene Treiberstrom für die Basen von CQ103 und CQ104 muß auch vom Kollektor des Transistors CQ102 entfernt werden. Dieser Strom wird als Biaskomponente des Ausgangsstroms Cio weggenommen und dient zur Vorspannung der nächsten Stufe.
Wenn im Betrieb ein positives Signal, verglichen mit dem Eingang 103, an den Eingang 105 angelegt wird, wird die Spannung über den Emitter von CQ101 sich verringern. Der Betrag des Stroms, den CQ101 von der Stromquelle Cl nimmt, wird sich entsprechend verringern. Dies verringert den Betrag des Stroms in den Kollektoren von CQ101, CQ103 und CQ104.
Zur gleichen Zeit fließt mehr Strom von der Stromquelle Cl in den Emitter von CQ102 und verursacht einen größeren Strom im Kollektor von CQ102. Der Kollektorstrom von CQ102 wird, verglichen mit dem Kollektorstrom in CQ104, größer sein. Dies verursacht eine Erhöhung des Ausgangsstroms Cio. In entsprechender Weise verringert sich der Strom Cio, wenn das Eingangssignal am nicht invertierenden Eingang 105 verringert wird.
Wenn im Betrieb ein positives Signal am invertierenden Eingang 103 angelegt wird, wird weniger Strom vom Kollektor von CQ102 fließen und dementsprechend fließt mehr Strom vom Kollektor von CQ101 durch die Stromspiegel CQ103 und CQ104. Dies erzeugt eine Verringerung des Ausgangsstroms Cio. In entsprechender Weise wird der Ausgangsstrom Cio erhöht, wenn die Spannung am Eingang 103 verringert wird.
In dieser Konfiguration werden Gleichtaktspannungen an den Eingängen 103, 105 nahe der negativen Versorgungsschiene 7 die Transistoren CQ101 und CQ102 sättigen.
Diese konventionelle Eingangsstufe kann mit Versorgungsspannungen bis herunter zu 1,0 V betrieben werden, sie verfügt jedoch nicht über negative Versorgungsschienengleichtaktspannungsabtastfähigkeit.
Alternativ dazu können CQ101 und CQ102 durch PNP Darlington-verbundene Transistoren ersetzt werden (nicht gezeigt), um die oben erwähnte Sättigung zu vermeiden. Trotzdem wird die Eingangsstufe mit Versorgungsspannungen zwischen der positiven und negativen Versorgungsschiene 13, 7 von weniger als 1,5 V mit Gleichtaktspannungen, die positiver als die negative Versorgungsschiene sind, nicht verläßlich arbeiten, da die Stromquelle Cl in der Sättigung wäre.

NEUARTIGE EINGANGSSTUFE

DIFFERENTIALPUFFERVERSTÄRKER

Es wird nun auf die Fig. 1 und 4 Bezug genommen. Die Eingangsstufe 601 des Verstärkers 1 besitzt einen Differentialpufferverstärkerabschnitt, dessen Hauptkomponenten Q101, Q102, R1A, R1B (in Fig. 4 gemeinsam als R1 dargestellt), R2A und R2B (in Fig. 4 gemeinsam als R2 dargestellt) sind.
Biasgleichstrom wird vom Bias-Kreis 607 an die Emitter von Q101 und Q102 geliefert. In Fig. 4 sind die Komponenten des als Stromquelle konfigurierten QR102A des Bias- Kreises 607 als Stromquelle Il dargestellt.
Unter besonderer Bezugnahme auf Fig. 4 verursacht der in die Emitter von Q101 und Q102 fließende Biasgleichstrom Il, daß entsprechend kleinere Eingangsbiasströme in den invertierenden und nicht invertierenden Eingang 3, 5 gezogen werden. Weiters fließen entsprechende Biaskollektorströme in die Kollektoren von Q101 und Q102.
Die KolIektorbiasströme fließen durch R1A und R1B und durch R2A und R2B. R1A, R1B und R2A, R2B sind in Fig. 4 zusammen als R1 und R2 dargestellt.
Die Ausgänge 25, 27 des Differentialpufferverstärkerabschnitts werden von den Kollektoren von Q101 und Q102 genommen. Dies verursacht ein invertiertes Differentialspannungsausgangssignal an den Ausgängen 25, 27. Ein positives Signal am nicht invertierenden Eingang 5 bewirkt eine Stromabnahme in Q101 und eine entsprechende Abnahme der Spannung über den Widerstand R1. Ein entsprechendes negatives Signal bewirkt eine Zunahme der Spannung über den Widerstand R1. In ähnlicher Weise bewirkt ein positives Signal am invertierenden Eingang 3 einen Rückgang der Spannung über R2 und ein negatives Signal eine Zunahme der Spannung über R2.
Wenn R1 und R2 ähnlich und annähernd gleich zur Inversen der Kleinsignal- Transkonduktanz von Q101 und Q102 sind, so ist die Spannungsdifferenz an den Ausgängen 25, 27 etwa dieselbe wie die Spannungsdiffererenz an den Eingängen 5, 3.
Die Offset Verstellungen 9, 11 von Fig. 1 werden ähnlich wie die einer nicht gezeigten konventionellen Differentialverstärkereingangsstufe zur Kompensierung von internen Bauteilabweichungen verwendet.

TRANSKONDUKTANZ

Bezugnehmend auf die Fig. 1, 4 sind die Ausgänge 25, 27 des Differentialpufferverstärkers mit einem Transkonduktanzabschnitt verbunden, dessen Hauptkomponenten zwei NPN Transistoren Q1 und Q2 sind, die durch Stromquellen I2 und I3 vorgespannt sind. I2 und I3 in Fig. 4 sind funktionale Darstellungen der als Stromquellen konfigurierten QR103A und QR103B von Fig. 1.
Der Transkonduktanzabschnitt nimmt das Differentialspannungssignal an den Ausgängen 25, 27 und konvertiert es in einen unsymmetrischen Ausgangsstrom ioi. Der Strom ioi entspricht der Inversen des Differentialsignals an den Ausgängen 25, 27.
Die Stromquellen I2, I3 erzeugen ähnliche Biasströme für die Transistoren Q1, Q2. Wenn die Spannungssignale an den Ausgängen 25, 27 ähnlich sind, wirken Q1 und Q2 als Stromspiegel ähnlich dem Stromspiegel der konventionellen Eingangsstufe. Dies erzeugt die Ausgangsbiasstromkomponente von ioi.
Wenn die Spannung über R2 erhöht wird, verringert sich die Spannung über den Emitter von Q1. Dies bewirkt, daß ein größerer Betrag des Stroms von der Stromquelle I2 in die Basis von Q2 fließt. Q2 schaltet härter ein, wobei mehr vom Strom von I3 genommen wird. Dies verursacht ein Absinken des Ausgangsstroms ioi.
Dementsprechend neigt Q2 zum Abschalten, wenn die Spannung über R1 erhöht wird, wobei Q1 härter eingeschaltet wird und der Ausgangsstrom ioi zunimmt.
Da der Biasstrom I2 tatsächlich Strom hauptsächlich dem Kollektor von Q1 und viel weniger den Basen von Q1 und Q2 zuführt, bleiben der Kollektorstrom von Q1 und folglich die Vbe von Q1 im wesentlichen konstant in Bezug auf den Kollektorstrom und die Vbe von Q2. Als Folge tritt scheinbar die gesamte Spannungsdifferenz an den Kollektoren von Q101 und Q102 als die Vbe von Q2 auf.
Da die Spannung an den Eingängen 5, 3 als die Spannung an den Ausgängen 25, 27 und als die Vbe von Q2 auftritt, ist der Ausgangsstrom der Eingangsstufe 601 annähernd die Transkonduktanz gm2 von Q2 mal der Eingangsspannung Vin an den Eingängen 5, 3. So wirkt Q2 als ein von der Spannung an den Ausgängen 25, 27 gesteuertes Stromverstärkungselement. Die den Strom treibende Quelle ist I2.
Die Ausgangsspannung voi der Eingangsstufe 601 ist annähernd der Eingangswiderstand rπ3 des in der Verstärkungsstufe verwendeten Transistors Q3 mal ioi. Die Spannungsverstärkung der Eingangsstufe 601 ist etwa gleich rπ3·gm2.
Die kombinierten Differential pufferverstärker- und Transkonduktanz-Abschnitte erzeugen einen repräsentativen Ausgangsstrom für einen gegebenen Differentialspannungseingang, wie bei der konventionellen Eingangsstufe.
Der Hauptvorteil der neuen Eingangsstufe 601 ist, daß der Gleichtakteingangsspannungsbereich Spannungen umfaßt, die beinahe um Vbe unter der negativen Versorgungsschiene 7 liegen, ohne Niederspannungssignalfunktion zu umfassen; der Betrieb mit 1,0 V Versorgung ist tatsächlich und verläßlich möglich.
Zusätzlich bewirkt der Transkonduktanzabschnitt eine Spannungspegelverschiebung von den Ausgängen 25, 27 zum Ausgang der Eingangsstufe 601. Dies trägt zum verfügbaren Spannungssignal, um die Verstärkungsstufe 603 zu treiben, bei.
Die neuartige Eingangsstufe kann für einen Betrieb mit Versorgungsspannungen von nur 0,85 V ausgelegt werden.

KONVENTIONELLE VERSTÄRKUNGSSTUFE

Eine in Schaltkreisen nach dem Stand der Technik eingesetzte Verstärkungsstufe (siehe Fig. 5) besteht aus einem NPN Transistor CQ3 und einem Kondensator CC zur Frequenzkompensierung, der zwischen Basis und Kollektor von CQ3 angeschlossen ist. Das Eingangsstromsignal zur Verstärkungsstufe ist ein Strom Ciig. Ciig wird gewöhnlich vom Ausgangsstrom einer Eingangsstufe geliefert. Das Ausgangsstromsignal ist ein Strom Ciog. Die konventionelle Verstärkungsstufe wird von einer Stromquelle CI2B vorgespannt.
Die konventionelle Verstärkungsstufe arbeitet als Integrator, wie aus den Wellenformen für Ciig und Ciog in den Fig. 5A und 5B zu ersehen. Zusätzlich existiert eine Komponente in Ciog aufgrund der ansteigenden und abfallenden Kanten von Ciig.
Wenn der Strom Ciig eine ansteigende Kante von hauptsächlich hochfrequenten Komponenten erreicht, wird CQ3 von CC kurzgeschlossen. Somit steigt Ciog um einen Betrag entsprechend Ciig an.
Wenn der Verlauf von Ciig abflacht und der Hochfrequenzanteil abnimmt, kehrt CC in seine Rolle als integrierendes Element zurück. Die an der ansteigenden Kante bemerkte Erhöhung in Ciig wandelt sich nun in einen größeren Basisstrom für CQ3. Dies wiederum schaltet CQ3 härter ein, worauf CQ3 mehr Biasstrom von CI2B nimmt, wobei Ciog verringert wird.
Wenn Ciig auf eine fallende Kante trifft, schließt CC wieder kurz. Ciog erhöht sich dementsprechend.
Wenn der Verlauf von Ciig abflacht, wird der Rückgang des Stroms an der Basis von CQ3 bemerkt, was die Neigung zum Abschalten von CQ3 bewirkt. Dies vergrößert den Betrag des verfügbaren Stroms von CI2B für Ciog.
Aus den Fig. 5A und 5B ist offensichtlich, daß das dem Hochfrequenzsignal bei Ciig folgende Ciog eine gegenphasige Komponente in Bezug auf Ciig hat. Dies kann Instabilität verursachen, wenn die Schleife auf der konventionellen Verstärkungsstufe geschlossen ist. Bei Verwendung der konventionellen Verstärkungsstufe gehen ungefähr 90º an Phasenreserve verloren.

NEUARTIGE VERSTÄRKUNGSSTUFE

Unter Bezugnahme auf Fig. 7 wird nun die Wirkungsweise der Verstärkungsstufe 603 des Verstärkers 1 aus Fig. 1 im Detail erklärt. iig ist das Signal zur Basis von Q3, während iog vom Kollektor von Q4 genommen wird. Q3 und Q4 werden von den Stromquellen I2B und I6 vorgespannt. I2B und I6 sind funktionale Darstellungen der als Stromquellen konfigurierten Q102B und Q106 des Biaskreises 607 aus Fig. 1.
Es wird nun die Wirkungsweise der Verstärkungsstufe 603 bezüglich einer in Fig. 6A dargestellten Signalform erläutert. Wenn das Signal eine ansteigende Kante erreicht, schließt C1 kurz und verursacht, wie in Fig. 6B gezeigt, einen in R3 fließenden Strom. Dies läßt die Vbe von Q4 absinken und damit auch den Strom in Q4. R3 und Q3 wirken unter anderem als stromgesteuerte Spannungsquellen, während Q4 als eine spannungsgesteuerte Stromquelle wirkt. Der Betrag des verfügbaren Stroms von I6 für iog nimmt zu, wie in Fig. 6C gezeigt.
Wenn iig abflacht, integriert C1 den Strom. Der Basisstrom von Q3 nimmt zu. Entsprechend nimmt der Kollektorstrom von Q3 zu. Der für Q4 von der Stromquelle I2B verfügbare Basisstrom nimmt ab. Entsprechend nimmt der Kollektorstrom von Q4 ab. Ein wachsender Betrag von 16 ist für iog verfügbar.
Bei einer fallenden Kante von iig schließt C1 kurz und verringert so den Strom durch R3. Dies verringert die Spannung an Punkt A. Die Vbe von Q4 erhöht sich und schaltet Q4 härter ein. Dies vergrößert den Kollektorstrom von Q4 und verringert den von I6 für iog verfügbaren Strombetrag.
Wenn iig abflacht, integriert C1, wobei der an der Basis von Q3 verfügbare Strombetrag verringert wird. Dies verringert den Kollektorstrom von Q3, wodurch der Betrag des für Q4 verfügbaren Basisstroms erhöht wird. Der Kollektorstrom von Q4 nimmt zu. Der von 16 für iog verfügbare Strom wird dementsprechend verringert.
Es ist aus den Fig. 6A und 6C offensichtlich, daß die Phasendifferenz zwischen iog und iig für alle Betriebsfrequenzen der Verstärkungsstufe positiv ist.
Der bei der konventionellen Verstärkungsstufe aufgetretene 90º Verlust an Phasenreserve wurde bei relativ hohen Frequenzen zurückgewönnen und zur Phasenreserve der neuartigen Verstärkungsstufe addiert. Dies trägt zur Gesamtstabilität des Verstärkers 1 bei geschlossener Schleife bei.
Der Vergleich zwischen der konventionellen und der neuartigen Verstärkungsstufe 603 wird bei den Bode-Diagrammen von Fig. 7 und 8 besonders deutlich.
Die Diagramme stellen die Stromverstärkung (Fig. 7) und die Phasenverschiebung (Fig. 8) von Ciogl und iog in Bezug auf Ciig und iig für zunehmende Frequenz dar. Ciogl wird durch einen zusätzlichen zweiten NPN Transistor CQ4 mit Ciog als Eingangssignal an seiner Basis und Ciogl als Kollektorstrom gebildet. Dies erlaubt einen fairen Vergleich zwischen der konventionellen und der neuartigen Verstärkungsstufe. Die Stromverstärkung der konventionellen Verstärkungsstufe wird durch die Kurve Acig dargestellt und die Stromverstärkung der neuartigen Verstärkungsstufe wird durch die Kurve Aig dargestellt.
Die Phasenverschiebung wird für die konventionelle Verstärkungsstufe durch die Kurve Rcig und für die neuartige Verstärkungsstufe durch die Kurve Rig dargestellt.
Wie aus den Bode-Diagrammen ersichtlich, ist die Stromverstärkung der beiden Stufen ähnlich, wobei jede ca. -20 dB/Dekade Dämpfung aufweist. Die Phasenverschiebung ist anfangs für beide Stufen ähnlich. Bei zunehmender Frequenz wird die Phasenverschiebung Rig aufgrund des oben diskutierten Phänomens für die neuartige Verstärkungsstufe 603 positiver, während die Phasenverschiebung Rcig für die konventionelle Verstärkungsstufe aufgrund der oben diskutierten negativen Phasenverschiebung mit zunehmender Rate abnimmt.
Die neuartige Verstärkungsstufe 603 erzeugt somit bei relativ hohen Frequenzen eine relativ große Phasenreserve im Vergleich mit der konventionellen Verstärkungsstufe. Dies trägt zur Gesamtstabilität des Verstärkers 1 bei.
Die Erhöhung der Phasenreserve erlaubt, daß der Wert des Kompensierungskondensators C1 verringert wird oder daß die Phasencharakteristik der Ausgangsstufe kleiner gemacht wird oder auch eine Kombination aus beiden Maßnahmen.
Die am Kondensator C1 auftretende Spannung ist relativ gering, weshalb C1 ein Diffusionskondensator sein kann. Diffusionskondensatoren können auf einem Halbleiterchip hergestellt werden, wodurch die Gesamtgröße des Verstärkers 1 verringert wird. Dies steht im Kontrast zur höheren Spannung am Kondensator CC der konventionellen Verstärkungsstufe, was wiederum oft die Ausführung von CC als externes Bauteil verlangt.
Die Spannungsverstärkung der Verstärkungsstufe 603 kann unter Verwendung der Schaltung von Fig. 9 abgeschätzt werden. In Kombination mit der Ausgangsstufe 605 des Verstärkers 1 von Fig. 1 erscheint dann eine durch die Verstärkung der Ausgangsstufe und R6 erzeugte Rückkopplungsschleife. Die Verstärkung der Ausgangsstufe 605 ist funktional durch einen invertierenden Verstärker A1 und R6 in Fig. 9 dargestellt. Dieses Rückkopplungsnetzwerk kann die Spannungsverstärkung von Q4 verringern, andererseits jedoch den Eingangswiderstand von Q4, gesehen von der Basis von Q4, dramatisch erhöhen.
Da die Spannungsverstärkung von Q3 durch die Transkonduktanz gm3 von Q3 mal dem Lastwiderstand des Kollektors von Q3 vorgegeben ist, und dieser Widerstand groß ist, wie oben erläutert, ist auch die Verstärkung von Q3 entsprechend groß.
Die Spannungsverstärkung von Q4 ist, wie vorher beschrieben, aufgrund des Rückkopplungsnetzwerks relativ klein. Somit kann die Gesamtspannungsverstärkung der neuartigen Verstärkungsstufe durch die Multiplikation von gm3 von Q3 mit einer Parallelschaltung des Eingangswiderstandes von Q4 mit einem Ausgangswiderstand ro der Stromquelle I2B angenähert werden.

KONVENTIONELLE AUSGANGSSTUFE

Bei der Beschreibung der Arbeitsweise einer konventionellen Ausgangsstufe wird auf die Fig. 10 Bezug genommen. Ein Eingangsstrom an der konventionellen Ausgangsstufe ist Ciio. Ciio ist normalerweise von Ciog der konventionellen Verstärkungsstufe abgeleitet.
Ciio versorgt die Basis eines PNP Transistors CQ200. Der Kollektor von CQ200 ist mit der negativen Versorgungsschiene 7 verbunden. Der Emitter von CQ200 ist mit der Basis eines PNP Transistors CQ201 und über in Serie geschaltete Dioden CD1 und CD2 mit der Basis eines NPN Transistors CQ202 und der Biasstromquelle CIB verbunden.
Die Kollektoren von CQ201 und CQ202 sind jeweils mit der negativen Versorgungsschiene 7 und der positiven Versorgungsschiene 13 verbunden. Die Emitter von CQ201 und CQ202 sind untereinander und mit dem Ausgang 100 der Ausgangsstufe verbunden. Ein Ausgangsstrom Cioo fließt von 100.
Im Betrieb spannt die Stromquelle CIB die Ausgangsstufe vor, um den Fluß eines Stroms ICQ in jedem der Emitter von CQ201 und CQ202 mit nur einem Biassignal als Ciio und einem Nullausgangsstrom Cioo zu erzeugen.
ICQ wird wie folgt bestimmt: CD1 und CD2 sind Dioden, die sich üblicherweise in enger physikalischer Nachbarschaft zu den Transistoren CQ201 und CQ202 befinden. Bei der Herstellung werden CD1 und CD2 üblicherweise so ausgelegt, daß ihre elektrischen Eigenschaften ziemlich genau mit jenen von CQ201 und CQ202 übereinstimmen.
Unter Anwendung obiger Bedingungen und wenn Cioo null ist, ist es offensichtlich, daß, wenn CD1 mit CQ201 und CD2 mit CQ202 elektrisch übereinstimmen, die Spannung am Halbierungspunkt zwischen CD1 und CD2 idealerweise gleich der Spannung am Ausgang 100 ist. Der Ausgang kann somit vom Konzept her mit dem Halbierungspunkt zwischen CD1 und CD2 kurzschlossen werden (nicht gezeigt), ohne das Gleichgewicht der konventionellen Verstärkungsstufe zu verändern. Es ist nun klar, daß CD2, CQ202 und CD1, CQ201 jeweils in Serie geschaltete Stromspiegel mit der Stromquelle CIB als gemeinsamer Bezug sind. Somit wird ICQ als ein konstanter Faktor multipliziert mit dem Referenzstrom CIB bestimmt. Der konstante Faktor wird durch die physikalischen Flächenverhältnisse von CQ202 zu CD2 und CQ201 zu CD1 bestimmt, die idealerweise für jedes Dioden-Transistorpaar gleich sind.
Um die Betriebsbedingungen der konventionellen Ausgangsstufe anzunähern, muß die Ausgangsstufe mit einer Last betrieben werden, die durch RL in Fig. 10 dargestellt ist. Wenn Ciio vermindert wird, fließt weniger Strom in CQ200. Weniger Strom fließt auch in CD1, CD2 und CQ201. Mehr CIB muß in die Basis von CQ202 fließen, wodurch CQ202 härter eingeschaltet wird. CQ201 erhält weniger Strom von CQ202 oder es würde sonst der Gesamtstrom in CQ200 der gleiche sein. Da CQ200 weniger Strom erhält, muß etwas Strom vom Emitter von CQ202 nach RL fließen. Da Strom in RL hinein fließt, muß Cvoo positiv sein.
Unter der Annahme, daß CIB ein als Stromquelle angeschlossener Bipolar- Flächentransistor ist, ist der Maximalwert von Cvoo durch die Vbe von CQ202 und die Sättigungsspannung Vcesat von IB begrenzt.
Wenn somit Cioo erhöht wird, fließt mehr Strom von CD1, CD2 und CQ202 nach CQ200. Dies verringert den verfügbaren Strom in CQ200, weshalb dieser zum Abschalten neigt. Da sich der Gesamtbetrag des Stroms in CQ200 erhöht haben muß, muß CQ201 mehr Basisstrom und damit Emitterstrom als CQ202 haben. Der Extrastrom muß von der Last RL zugeführt werden. Da Strom in den Ausgang 100 folgt, muß die Ausgangsspannung negativ sein.
Die maximale negative Ausgangsspannung ist auf die Vbe von CQ201 plus die Vcesat von CQ200 über der negativen Versorgungsschiene 7 begrenzt.
Die konventionelle Ausgangsstufe arbeitet typisch nur bei Spannungen über 1,5 V korrekt. Zusätzlich hat die Stufe für Spannungen bis hinunter zu 1,5 V Nullausgangsschwingungstauglichkeit und ist gewöhnlich für den praktischen Betrieb nur bei höheren Spannungen brauchbar.

NEUARTIGE AUSGANGSSTUFE

Da die Ausgangsstufe 605 von Fig. 1 die Verbesserungen einer in Fig. 11 gezeigten, geänderten Ausgangsstufenkonfiguration plus zusätzlicher Weiterentwicklungen umfaßt, wird der Einfachheit halber zuerst die geänderte Konfiguration 609 erklärt. Wo die Bauteile dieselben wie jene von Fig. 1 sind, werden ähnliche Bezugszeichen verwendet und auf eine wiederholte Erklärung verzichtet.
In der neuartigen Ausgangsstufe von Fig. 11 sind die Spannungsschwankungsgrenzen durch die Verwendung von Transistoren Q106 mit gemeinsamem Emitter und ein Darlington Paar QD, Q9 verringert. Die Ausgangsspannung ist nur durch die Sättigungsspannungen von Q106, QD und Q9 begrenzt. Aus dem Weiterentwicklungsabschnitt geht eine wie in Fig. 1 verwendete Niederspannungs- Darlingon-Konfiguration hervor.
Obwohl die neuartige Ausgangsstufe 609 vom Konzept her einfach ist, so ist sie schwer vorzuspannen.
Zuerst kann die Schaltung als R5 als Kurzschluß aufweisend angesehen werden. Ohne Strom am Ausgang 15, ist der Ruhestrom Iq durch die Stromquelle IREF bestimmt. Da das Darlington Paar QD, Q9 nur sehr wenig Stromeingang verlangt, erzeugen die Stromspiegel-verbundenen Q6, Q7 ca. IREF in den Emittern der Stromspiegelverbundenen Q103A, Q103B. Da die Vbes von Q103A, Q103B und Q106 ähnlich sind, ist Iq ungefähr gleich wie IREF.
Der zur Vorspannung der Ausgangsstufe benötigte Strom kann durch Vergrößern um einen Faktor N des Flächenfaktors von Q106 verglichen mit Q103A und Q103B verringert werden. Iq ist dann ungefähr N·IREF.
Um das Flächenverhältnis von Q106 effektiv weiter zu vergrößern, wurde R5 hinzugefügt. Da die Basis-Emitter-Verbindung von Q106 als in Durchlaßrichtung
vorgespannte PN Verbindung angesehen werden kann, findet das Diodengesetz Iq = Io (e VBE106/VT-1), wobei Io und VT Transistorparameter sind, Anwendung. VBE106 kann in ΔV plus VBE103B zerlegt werden, wobei ΔV die Spannung über R5 ist. Somit ergibt sich Iq = Io (e (VBE103 + ΔV)/VT-1). Wenn ΔV = 0, folgt wie oben gezeigt Iq - NIREF. Daher folgt NIREF = Io (e VBE103/VT-1) und e VBE103/VT = 1 + NIREF/Io. Substituiert man e VBE103/VT, bleibt Iq - NIREF e ΔV/VT. Da Strom nur in die Emitter von Q103A,B fließen kann, ist ΔV immer positiv. R5 hat die effektive Fläche von Q106 um einen weiteren Faktor e ΔV/VT vergrößert.
Da R5 den Strom von ungefähr 2·IREF führt, ist ΔV ca. gleich 2·IREF·R5.
Daher kann der Ruhestrom Iq genau und wiederholbar durch die passende Auswahl von IREF und R5 eingestellt werden.
Wenn im Betrieb der Basisstrom von Q4 erhöht wird, fließt ein größerer Strom als IREF nach Q6. Q7 zieht den gesamten IREF weg und sättigt Q7 und schaltet QD und Q9 ab. Inzwischen wird mehr Strom von der Basis von Q106 und dem Stromspiegel Q103A, Q103B gezogen. Dies vergrößert ΔV und erhöht den Anteil des in Q106 fließenden Stroms. Dieser Strom fließt zum Ausgang 15.
Wenn der Basisstrom von Q4 von IREF verringert wird, wird weniger Strom von der Basis von Q106 gezogen und dieser neigt daher zum Abschalten. Es fließt dann weniger Strom in den Stromspiegeln Q103A, Q103B, Q6, Q7. Ein größerer Strombetrag von der Stromquelle IREF ist verfügbar, um das Darlington Paar QD, Q9 zu treiben. Strom wird vom Ausgang 15 in die Kollektoren von QD, Q9 gezogen, wodurch sich die Spannung am Ausgang 15 verringert.
Die neuartige Ausgangsstufe 609 kann mit Spannungen bis herunter zu 0,9 V korrekt vorgespannt werden. Q106 hat an diesem Punkt wesentliche Spannungsschwankungstauglichkeit.

WEITERENTWICKELTE NEUARTIGE AUSGANGSSTUFE

Da die Stromverstärkung des Darlington Paars QD, Q9 sehr groß ist, besteht nicht die Notwendigkeit, sie wie für Q106 zu verbessern.
Um die negative Spannungsgrenze des Darlington Paars zu verringern, wurden die Weiterentwicklungen von Fig. 1, die auch in Fig. 12 gezeigt sind, zur Ausgangsstufe 609 hinzugefügt. Auch hier wurden denselben Bauteilen in den Fig. 1, 11, 12 dieselben Bezugszeichen gegeben. IREF von Fig. 12 ist eine funktionale Darstellung des als Stromquelle konfigurierten Q105 von Fig. 1. Vclamp ist eine funktionale Darstellung der Dioden-geschalteten QR6, RR12 und des als Stromquelle konfigurierten QR104 von Fig. 1. I6 ist eine funktionale Darstellung des als Stromquelle konfigurierten QR106.
QD wurde durch Q104A, Q104B, Q8, Q105 und R4 ersetzt. Diese Komponenten erfüllen zusammen eine ähnliche Funktion wie QD. Wenn sich der Basisstrom von Q8 erhöht, erhöhen sich auch der Kollektor- und der Emitterstrom entsprechend. Der Kollektorstrom wird gespiegelt und erscheint als der Kollektorstrom von Q104B. Inzwischen erhöht sich die Spannung über R4 mit dem erhöhten Emitterstrom von Q8. R4 wirkt als stromgesteuerte Spannungsquelle. Dies verringert die VBE von Q105, wodurch dieser zum Abschalten neigt. Q105 wirkt als spannungsgesteuertes Stromverstärkungselement. Der vergrößerte Strom im Kollektor von Q104B plus der frühere Strom in Q105 fließen nach Q9. Wie bei QD, wird der Basisstrom von Q8 verstärkt und der Basis von Q9 zugeführt.
Der Vorteil dieser neuen Komponenten ist, daß Q9 in die Sättigung gezogen werden kann, wodurch die negative Ausgangsspannungsgrenze auf die Sättigungsspannung VCESat von Q9 verringert wird.
Wenn der Strom in der Basis von Q4 vom Strom, der Iq erzeugt, erhöht wird, so ist der Strom in Q6 größer als IREF. Da der einzige für Q7 verfügbare Strom IREF ist, geht Q7 in die Sättigung.
Wenn sich der Strom an der Basis von Q4 verringert, muß Q7 zuerst aus der Sättigung kommen, bevor er einen wesentlichen Strom für das Darlington Paar oder die weiterentwickelte Darlington Schaltung erzeugen kann. Weiters wird die Spannung am Punkt E heruntergezogen, wenn Q7 in die Sättigung geht. Allfällige Streukapazitäten an E müssen geladen werden, wenn Q7 aus der Sättigung kommt. Die diese Kapazität ladende Stromquelle ist IREF. IREF ist relativ klein. Der Vorgang des aus der Sättigung Bringens von Q7 kann dynamische Übergangsverzerrungen am Ausgang 1 5 hervorrufen.
Um die Möglichkeit dynamischer Übergangsverzerrungen zu verringern, wird Q7 durch Q5 und eine Klemmspannung Vclamp auf einem Pegel "festgeklemmt", auf dem er gerade in Sättigung ist.
Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß die Spannung von Vclamp ungefähr die VBE von QR6 plus die Spannung über RR12 beträgt. Die Spannung über RR12 ist durch den Strom von QR102 und den Wert von RR12 bestimmt.
Da die Spannung der Klemmung gleich der VBE von Q5 plus der VCE von Q7 ist, sollte die Spannung von Vclamp ca. auf eine VBE plus VCESat von Q7 eingestellt werden. Da Vclamp gleich einer VBE plus der Spannung VRR12 über RR12 ist, sollte VRR12 auf VCESat eingestellt werden.
Wenn der Ausgangsstrom am Ausgang 15 Null ist, fließt ungefähr der gesamte IREF nach Q7. Die VCE von Q7 wird relativ groß sein. Die VBE von Q5 wird relativ klein sein, wobei Q5 einen vernachlässigbaren Betrag des Stroms führt.
Da Q7 mehr Strom als IREF zieht, wird Q5 beginnen, mehr zu leiten. Die VBE von Q5 wird steigen und die VCE von Q7 wird sinken. Q7 wir in weiche Sättigung gehen, wobei seine Spannung bei VCESat festgeklemmt ist. Auf diese Weise wird verhindert, daß Q7 in den Bereich harter Sättigung kommt.
Der Strom im Kollektor von Q5 wird von der Basis von Q106 gezogen werden, wobei der verfügbare Strom, um Q106 zu treiben, erhöht wird. Somit wirkt Q5 als Stromschalter, der Strom in den Stromspiegel Q6, Q7 zieht, wenn Q106 getrieben wird.
Da Q5 effektiv den von der Basis von Q106 durch Q103A abgezweigten Strom ersetzt, ist beinahe der gesamte, Q4 zugeführte, Treiberstrom als Basisstrom für Q106 verfügbar, wenn Q5 leitend ist. R5 begrenzt die Ströme in Q103A und Q103B und dementsprechend in Q6 und Q7.
Die Schottkydiode DS1 verringert die Zunahme der zum Einschalten von Q8 und Q9 notwendigen Spannung. Da DS1 leitend ist, wenn Q7 aus der Sättigung kommt, ist die Spannung an der Basis von Q8 ungefähr Vcesat plus Vds1. Eine relativ geringe Zunahme der VCE von Q7 bewirkt das Einschalten von Q8. Dies verringert weiter die dynamische Übergangsverzerrung am Ausgang.
Die neuartige Ausgangsstufe 605 kann mit Spannungen bis herunter zu 0,85 V mit wesentlicher Ausgangsschwankungstauglichkeit an diesem Punkt korrekt vorgespannt werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit der bevorzugten Ausführungsform geoffenbart wurde, soll klargestellt werden, daß es weitere in den Schutzbereich der nachfolgenden Ansprüche fallende Ausführungen geben kann.

Claims

1. Ausgangsstufe (605; 609) zur Verwendung in einem Operationsverstarker mit einer ersten und zweiten Versorgungsschiene (13, 7), wobei die Ausgangsstufe umfaßt: einen Stufeneingang und einen Stufenausgang (15), einen Stromtreiberverstärker (Q4), erste und zweite Stromspiegel, wobei der erste Stromspiegel (Q103A, Q103B) mit der ersten Versorgungsschiene (13) und der zweite Stromspiegel (Q6, Q7) mit der zweiten Versorgungsschiene (7) verbunden ist, eine Referenzstromquelle (IREF), und einen ersten und zweiten Ausgangstransistor (Q160, Q9) mit gemeinsamen Emitter, wobei die Ausgangstransistoren zwischen den Versorgungsschienen (13, 7) und mit dem Stufenausgang (15) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberverstärker (Q4) Strom dem ersten Stromspiegel (Q103A, Q103B) und direkt einem der Ausgangstransistoren (Q106) zuführt, daß der erste Stromspiegel dem zweiten Stromspiegel (Q6, Q7) Strom zuführt, daß der genannte zweite Stromspiegel und die Stromquelle dem anderen Ausgangstransistor (Q9) Strom zuführen, und daß die Ausgangstransistoren (Q106, Q9) dem Stufenausgang (15) Strom zuführen, wodurch ein Wechselanteil eines Wechselsignals am Stufeneingang direkt einen der Ausgangstransistoren antreibt und der andere Wechselanteil den ersten und folglich den zweiten Stromspiegel antreibt, so daß die Differenz zwischen dem Strom im zweiten Stromspiegel und dem Referenzstromquellenstrom verwendet wird, den anderen Ausgangstransistor anzutreiben.

2. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, die weiters einen Widerstand (R5) zwischen dem ersten Stromspiegel (Q103A, Q103B) und der ersten Versorgungsschiene (13) umfaßt, wodurch das wirksame Bereichsverhaltnis des mit der ersten Versorgungsschiene verbundenen Ausgangstransistors (Q106) erhöht wird.

3. Ausgangsstufe nach Anspruch 2, worin das tatsächliche Bereichsverhältnis des Ausgangstransistors des mit der ersten Versorgungsschiene verbundenen Transistors (Q106) um einen Faktor N erhöht wird.

4. Ausgangsstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin der Ausgangstransistor weiters erste und zweite Darlington-konfigurierte Transistoren (QD, Q9) umfaßt.

5. Ausgangsstufe nach Anspruch 4, worin der erste Darlingtonkonfigurierte Transistor weiters umfaßt:

einen Transistoreingang und einen Transistorausgang;

ein erstes Stromverstärkungselement (Q8);

einen Stromspiegel (Q104A; Q104B), der mit der ersten Versorgungsschiene (13) verbunden ist;

ein spannungsgesteuertes zweites Stromverstärkungselement (Q105);

eine stromgesteuerte Spannungsquelle (R4);

der Transistoreingang mit einem Eingang des ersten Stromverstärkungselements (Q8) verbunden ist;

das erste Stromverstärkungselement mit einem Eingang des Stromspiegels (Q104A, Q104B) verbunden ist;

ein Ausgang des Stromspiegels mit dem Transistorausgang und einem Ausgang des zweiten Stromverstärkungselements verbunden ist;

ein Ausgang der Spannungsquelle mit der zweiten Versorgungsschiene verbunden ist, ein anderer Ausgang der Spannungsquelle mit einem Spannungssteuerungseingang des zweiten Stromverstärkungselements (Q105) verbunden ist;

ein Stromsteuerungseingang der Spannungsquelle mit einem weiteren Ausgang des ersten Stromverstärkungselements (Q8) verbunden ist, ein weiterer Spannungssteuerungseingang des zweiten Stromverstärkungselements mit dem Transistorausgang verbunden ist und der Transistorausgang mit dem zweiten Transistor (Q9) der Darlington-Transistoren verbunden ist,

wodurch ein Wechselanteil eines Wechselstromsignals am Transistoreingang durch das erste Stromverstärkungselement (Q8) verstärkt wird, das verstärkte Signal durch den Stromspiegel gespiegelt wird und das verstärkte Signal die Spannung der Spannungsquelle erhöht, der Strom im zweiten Verstärkungselement abnimmt, der Strom im Spiegel und der Strom im zweiten Verstärkungselement verglichen und dem zweiten Transistor (Q9) zugeführt werden, während der andere Wechselanteil eines Wechselstromsignals am Transistoreingang durch das Stromelement verstärkt wird, das verstärkte Signal durch den Stromspiegel gespiegelt wird und das verstärkte Signal die Spannung der Spannungsquelle senkt, der Strom im zweiten Verstärkungselement erhöht wird, der Strom im Spiegel und der Strom im zweiten Verstärkungselement verglichen und dem zweiten Transistor zugeführt werden.

6. Ausgangsstufe nach Anspruch 5, worin das erste Stromverstärkungselement (Q8) ein NPN-Transistor ist, wobei der Transistoreingang mit der Basis des NPN-Transistors verbunden ist;

der Stromspiegel ein erster und ein zweiter PNP-Transistor ist, wobei der Kollektor des ersten PNP-Transistors (Q104A) mit dem Kollektor des NPN-Transistors verbunden ist;

das zweite Stromverstärkungselement (Q105) ein dritter PNP-Transistor ist, wobei der Emitter des dritten PNP-Transistors mit dem Kollektor des zweiten PNP-Transistors (Q104B) verbunden ist und der Kollektor des dritten PNP-Transistors mit der zweiten Versorgungsschiene (7) verbunden ist;

das Spannungsquellenelement ein Widerstand (R4) ist, dessen eines Ende mit der zweiten Versorgungsschiene und dessen anderes Ende mit dem Emitter des NPN-Transistors (Q8) verbunden ist.

7. Ausgangsstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiters eine Spannungspegelverschiebungs-Schottky-Diode (DS1) zwischen dem zweiten Stromspiegel (Q6, Q7) und dem zweiten Ausgangstransistor (Q9) und zwischen dem zweiten Stromspiegel und der Referenzstromquelle (IREF) umfaßt, wodurch der Ausgangstransistor im anderen Wechselanteil des Eingangssignals früher zu leiten beginnt.

8. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, die weiters eine Spannungsklemmschaltung (VCLAMP) umfaßt, welche die Spannung des zweiten Stromspiegels an jenem Punkt (E) festklemmt, an dem der zweite Stromspiegel mit dem zweiten Transistor verbunden ist, wodurch der Stromspiegel außerhalb voller Sättigung gehalten wird, wenn das Eingangssignal den ersten Ausgangstransistor antreibt.

9. Ausgangsstufe nach Anspruch 8, die weiters einen Spannungsteiler und Stromschalter (Q5), verbunden mit der Spannungsklemmschaltung und jenem Punkt, an dem der zweite Stromspiegel mit dem zweiten Transistor verbunden ist, und eine mit dem Treiberabschnitt des ersten Ausgangstransistors (Q106) verbundene Stromquelle (16) umfaßt; worin der Stromschalter (Q5) Strom zwischen dem Treiberabschnitt des ersten Ausgangstransistors (Q106) und dem zweiten Stromspiegel (Q6, Q7) schaltet, wo der zweite Stromspiegel mit dem zweiten Transistor verbunden ist und der Spannungsteiler die Spannung der Spannungsklemmschaltung zwischen dem Spannungsteiler und dem zweiten Stromspiegel teilt, wodurch der Treiberstrom zum ersten Ausgangstransistor erhöht und der Strom zum zweiten Stromspiegel erhöht wird, wenn das Eingangssignal den ersten Ausgangstransistor antreibt, der dazu beiträgt, den zweiten Stromspiegel aus der vollen Sättigung zu halten.

10. Ausgangsstufe nach Anspruch 9, worin die Spannungsklemmschaltung weiters umfaßt:

eine Stromquelle, ein Diodenmittel, und einen Widerstand, in Serie verbunden, wobei der Widerstand mit der zweiten Versorgungsschiene weiterverbunden ist;

die Verbindung zwischen dem Spannungsteiler und dem Stromschalter und der Spannungsklemmschaltung zwischen dem Diodenmittel und der Stromquelle angeordnet ist.

11. Ausgangsstufe nach Anspruch 9, worin der Spannungsteiler und Stromschalter (Q5) ein NPN-Transistor sind, wobei die Basis des NPN-Transistors die Verbindung zur Spannungsklemmschaltung (VCLAMP) bildet, wobei der Kollektor mit der Basis des ersten Ausgangstransistors (Q106) und der Emitter mit dem zweiten Stromspiegel (Q7) verbunden ist.

12. Operationsverstärker umfassend eine Ausgangsstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei genannter Operationsverstärker weiters umfaßt:

zwei Spannungssignaleingänge (3, 5) und einen Ausgang (15);

eine Eingangsstufe (601) mit einem Differenzpufferverstärker (Q101, Q102), und einen Transkonduktanzabschnitt (Q1, Q2), der mit dem Differenzpufferverstärker verbunden ist; wobei der Differenzpufferverstärker Mittel zum Erzeugen eines Differenzspannungssignals enthält, das für die Spannungsdifferenz zwischen den Spannungssignaleingängen repräsentativ sind, und wobei der Transkonduktanzabschnitt Mittel zum Umwandeln des Differenzspannungssignals in einen Eingangsstufenausgangsstrom enthält;

eine Verstärkungsstufe (603) mit einem Verstärkungsstufeneingang und einem Verstärkungsstufenausgang; ein erstes Stromverstärkungselement (Q3); ein spannungsgesteuertes zweites Stromverstärkungselement (Q4); stromgesteuerte erste und zweite Spannungsquellen (Q3, R3); einen Integrierungskondensator (C1); wobei der Verstärkungsstufeneingang mit dem ersten Stromverstärkungselement, einem Ende des Integrierungskondensators und einem Eingang der ersten Spannungsquelle (Q3) verbunden ist; wobei ein anderes Ende des Integrierungskondensators mit einem Eingang der zweiten Spannungsquelle (R3) verbunden ist; wobei ein Eingang zum zweiten Stromverstärkungselement mit einem Ausgang des ersten Stromverstärkungselements verbunden ist; ein Ausgang jeder der ersten und zweiten Spannungsquellen mit der zweiten Versorgungsschiene (7) verbunden ist; ein erster und zweiter Spannungssteuerungseingang des zweiten Stromverstärkungselements mit jeweils einem weiteren Spannungsausgang jeder der ersten und zweiten Spannungsquellen verbunden ist; ein Ausgang des zweiten Verstärkungselements mit dem Verstärkungsstufenausgang verbunden ist;

einen Rückkopplungswiderstand (R6);

den Eingangsstufen- (601) Ausgang, der mit dem Verstärkungsstufen- (603) Eingang verbunden ist;

den Verstärkungsstufenausgang, der mit dem Ausgangsstufen- (605) Eingang verbunden ist;

und den Ausgangsstufenausgang, der mit dem Ausgang (15) verbunden ist;

wobei der Rückkopplungswiderstand (R6) mit dem anderen Ausgang der zweiten Spannungsquelle (R3) der Verstärkungsstufe verbunden ist;

wodurch die Eingangsstufe innerhalb eines Bereichs von Gleichtaktspannungssignalen an den Spannungssignaleingängen betreibbar ist, wobei der Bereich Gleichtaktspannungssignale an oder über der zweiten Versorgungsschiene (7) enthält;

und wodurch ein Eingangsstromsignal am Verstärkungsstufeneingang vom Eingangstufenausgang durch den Kondensator (C1) integriert wird, wobei der integrierte Strom aus dem Eingangsstromsignal entfernt wird und ein modifiziertes Eingangsstromsignal erzeugt wird, das modifizierte Stromsignal durch die ersten und zweiten Verstärkungselemente verstärkt wird, um einen Ausgangsstrom am Verstärkungsstufenausgang zu erzeugen, wobei die Verstärkung des zweiten Elements durch eine unterschiedliche Spannung zwischen den zwei Spannungsquellen gesteuert wird, wobei die erste Spannungsquelle durch das modifizierte Signal gesteuert wird, während die zweite Spannungsquelle durch den integrierten Strom gesteuert wird;

und wodurch die Ausgangssignale der genannten Verstärkungsstufe die Eingangssignale der genannten Ausgangsstufe sind;

und wodurch die Verstärkung des zweiten Stromverstärkungselements (Q4) der Verstärkungsstufe durch die Spannung über den Rückkopplungswiderstand verringert wird.