DE3043952C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-AB-Verstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Ein solcher Verstärker ist beispielsweise aus der US-PS 41 59 450 bekannt. Seiner mit komplementären Transistoren be­ stückten Ausgangsstufe ist eine Treiberstufe mit einem Paar komplementärer MOSFETs vorgeschaltet, deren zusammengeschalte­ te Gateelektroden den Eingang bilden und die mit ihren Source­ elektroden an die Betriebsspannungen geschaltet sind. Ihre Drainelektroden sind ebenfalls zusammengeschaltet und mit den Eingangselektroden der in Kollektorgrundschaltung betriebenen Endtransistoren verbunden, die ihrerseits emitterseitig am Ausgangsanschluß liegen und eine linear verstärkende Endstufe bilden.

Verstärker dieser Art sind vorteilhaft, weil ihre Steilheiten und ihre Überlastungseigenschaften durch die Feldeffekttransi­ storen in der Treiberstufe bestimmt werden. Bei Tonverstärkern erhält man auf diese Weise Klangeigenschaften, wie sie norma­ lerweise bei Vakuumröhrenverstärkern erhalten werden, und dieser "Röhren-Sound" wird von kritischen Hörern häufig dem "Transistor-Sound" vorgezogen, der üblichen Transistorver­ stärkern mit Bipolartransistoren eigen ist, wenn Musik gehört wird, die bis zu Spitzenwerten außerhalb des relativ verzerrungs­ freien linearen Bereichs des Verstärkers verstärkt wird.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungsmaßnahmen für einen Gegentakt-Transistor­ verstärker anzugeben, die auch bei über den linearen Bereich hinausgehender Aussteuerung einen Röhrenverstärkern ähnlichen Klang ergeben.

Gemäß der Erfindung enthält die Treiberstufe eines AB-Gegen­ taktverstärkers ein Paar komplementärer Feldeffekttransistoren in Sourcefolgerschaltung, und die Ausgangsstufe enthält ein Paar komplementärer nichtlinearer Stromverstärker in Gegentakt­ schaltung, die eingangsseitig von den Sourceelektroden der Sourcefolger-Treibertransistoren angesteuert werden.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen ge­ kennzeichnet.

Die Erfindung sei nachfolgend anhand von in den Zeichnungen veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher er­ läutert. Es zeigen

Fig. 1, 2 und 3 jeweils transformatorlose Gegentakt-AB-Ver­ stärker gemäß der Erfindung.

Gemäß Fig. 1 bilden ein p-Kanal-Treibertransistor Q 1 und ein n-Kanal-Treibertransistor Q 2 ein CMOS-Paar mit unmittelbar an den Eingangssignalanschluß IN angeschlossenen Gateelektroden. Beide sind in Kollektorgrundschaltung als Sourcefolger geschal­ tet. Ein PNP-Transistor Q 3 (dessen Emitter die relativ positive Betriebsspannung B+ zugeführt wird) und ein NPN-Transistor Q 4 (dessen Emitter die relativ negative Betriebsspannung B- zuge­ führt wird) werden in Emittergrundschaltung betrieben und sind mit ihren Kollektoren an die Signalausgangsklemme OUT angeschlos­ sen; dieser Komplementärverstärker bildet die Gegentaktausgangs­ stufe zur Lieferung des Ausgangssignals an eine nachgeschaltete (nicht dargestellte) Last, welche zwischen dem Anschluß OUT und eine in der Mitte zwischen den Spannungen B+ und B- liegende Massebezugsspannung geschaltet ist. Alternativ kann der Anschluß OUT auch über einen Blockkondensator an ein Ende der Last ange­ schlossen sein, und ihr anderes Ende kann gemäß üblicher Praxis an einer der Betriebsspannungsleitungen B+ oder B- liegen.

Ein als Diode geschalteter PNP-Transistor Q 5 und ein Widerstand R 1 sind in Reihe zwischen Basis und Emitter des Transistors Q 3 geschaltet und bilden mit diesem einen ersten nichtlinearen Stromverstärker mit drei Anschlüssen, dessen Eingang an die Sourceelektrode des Transistors Q 1 angeschlossen ist, dessen Bezugsanschluß an der Betriebsspannungsleitung B+ liegt und des­ sen Ausgang mit dem Ausgangsanschluß OUT verbunden ist. Der Wert des Widerstandes R 1 ist so gewählt, daß sein Spannungsabfall im Ruhezustand vernachlässigbar klein ist. Unter diesen Bedin­ gungen arbeitet der nichtlineare Stromverstärker wie ein Strom­ spiegelverstärker, welcher gebildet würde, wenn die Verbindung über den Widerstand R 1 zwischen den Transistoren Q 5 und Q 3 durch eine direkte Verbindung ersetzt würde. Der Sourcestrom des Tran­ sistors Q 1 wird um einen Faktor verstärkt, der gleich dem Ver­ hältnis der Kollektorstrom/Emitter-Basis-Spannungs-Kennlinie des Transistors Q 3 zur Emitterstrom/Emitter-Basis-Spannungs Kennlinie des Transistors Q 5 für jeweils gleiche Emitter-Basis- Spannungen ist.

Ein als Diode geschalteter NPN-Transistor Q 6 und ein Widerstand R 2 sind in Reihe zwischen Basis und Emitter des Transistors Q 4 geschaltet und bilden mit diesem einen zweiten nichtlinearen Stromverstärker mit drei Anschlüssen, dessen Eingang mit der Sourceelektrode des Transistors Q 2 verbunden ist, dessen Bezugs­ anschluß an der Betriebsspannungsleitung B- liegt und dessen Aus­ gang an den Ausgangsanschluß OUT geführt ist. Die Transistoren Q 4 und Q 6 und der Widerstand R 2 sind so bemessen, daß der zweite nichtlineare Stromverstärker im wesentlichen dieselbe Stromver­ stärkung hinsichtlich des zugeführten Sourcestromes wie der erste nichtlineare Verstärker hat. Da die Leitungseigenschaften der Feldeffekttransistoren Q 1 und Q 2 komplementär zueinander sind, sind die Kollektorruheströme der Transistoren Q 3 und Q 4 gleich, wenn das Potential am Anschluß IN in der Mitte zwischen den Betriebsspannungen B- und B+ liegt. Die galvanische Kopp­ lung vom Anschluß OUT zum Anschluß IN über den Widerstand R 3 schließt eine Gleichtakt-Gegenkopplungsschleife zur Angleichung der Kollektorströme der Transistoren Q 3 und Q 4 durch Vorspan­ nung des Anschlusses IN auf diese Spannung in der Mitte zwischen B- und B+. Dem Anschluß IN kann ein Eingangssignal über einen Blockkondensator zugeführt werden, so daß diese Gegenkopplungs- Vorspannungsschaltung nicht gestört wird. Die Spannungsverstär­ kung des Verstärkers bestimmt sich durch den Widerstand R _S des nicht dargestellten Eingangssignalgenerators und beträgt [(R ₃/R _S ) + 1].

Positive Eingangssignalamplituden am Anschluß IN führen zu einem Absinken des vom Transistor Q 1 verlangten Sourcestromes, so daß der Kollektorstrom des Transistors Q 3 entsprechend ver­ ringert wird. Der vom Transistor Q 2 gelieferte Sourcestrom steigt an, und damit wächst der Kollektorstrom des Transistors Q 4 nahe­ zu exponentiell. Über den Anschluß OUT wird ein Strom von einer angeschlossenen Last entnommen, und die Spannung am Anschluß OUT wird auf die Betriebsspannung B- gezogen, solange keine Be­ lastung durch einen Kurzschluß vorliegt.

Negative Eingangssignalamplituden am Anschluß IN vermindern andererseits den vom Transistor Q 2 verfügbaren Sourcestrom, so daß sich der Kollektorstrom des Transistors Q 4 entsprechend ver­ ringert. Der vom Transistor Q 1 verlangte Sourcestrom steigt an, und damit steigt der Kollektorstrom des Transistors Q 3 nahezu exponentiell. Am Anschluß OUT wird ein Strom in die angeschlos­ sene Last geliefert, und die Spannung am Anschluß OUT wird gegen die Betriebsspannung B+ gezogen, solange keine Kurzschluß­ belastung vorliegt.

Ist derjenige Anteil der Differenz zwischen den Betriebsspannun­ gen B- und B+, welcher als Kombination der Source-Drain-Spannung des Transistors Q 1 und der Drain-Source-Spannung des Transistors Q 2 zur Verfügung steht, kleiner gewählt als die Summe der Schwellwerte der jeweiligen Source-Gate-Spannungen V _{GS- Q 1 und V GS - Q 2 der Transistoren Q 1 und Q 2, dann erhöht sich die Vorspan­ nung des Gegentaktverstärkers für AB-Betrieb dadurch, daß die Transistoren Q 1 und Q 2 im Stromübernahmegebiet im quadratischen Bereich ihrer Kennlinien arbeiten. Bei dem in Fig. 1 gezeigten Verstärker ist die Summe der jeweiligen Source-Gate-Spannungen V GS - Q 1 und V GS - Q 2 der Transistoren Q 1 und Q 2 gleich der Diffe­ renz zwischen den Betriebsspannungen B- und B+ abzüglich der relativ kleinen Summe der jeweiligen Emitter-Basis-Offset-Span­ nungen V BEQ 5 und V BEQ 6 der Transistoren Q 5 und Q 6. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen B- und B+ größer wird, dann wächst sie stark über die Summe der Spannungen V GS - Q 1 und V GS - Q 2 hinaus, entsprechend der quadratischen Kennlinie im Anreicherungsbe­ trieb von CMOS-Transistoren, wie es gegenwärtig weit verbreitet ist, und ein Gegentaktverstärker wie der in Fig. 1 gezeigte würde CMOS-Transistoren benötigen, die auf besonders hohe Source-Gate-Spannungen V GS ausgelegt sind. Eine Möglichkeit der Anpassung an üblich ausgebildete CMOS-Transistoren liegt in einer Abwandlung des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1 durch Einfügung einer eine Offsetspannung erzeugenden Anordnung zwi­ schen die Sourceelektrode des Transistors Q 1 und die Basis des Transistors Q 3 und durch Einfügen einer anderen, eine Offset­ spannung erzeugenden Anordnung zwischen die Sourceelektrode des Transistors Q 2 und die Basis des Transistors Q 4. Diese Offset­ spannungsanordnungen können beispielsweise entsprechende Lawinen­ dioden oder zusätzliche Sourcefolger-Feldeffekttransistoren auf­ weisen. Fig. 2 zeigt eine Abwandlung des Verstärkers gegenüber Fig. 1 zur Anpassung an eine zweimal größere Differenz zwischen den Spannungen B- und B+, welche so ausgebildet ist, daß auch grö­ ßere Stromverstärkungen in den nichtlinearen Stromverstärker mit den Transistoren Q 3 und Q 4, welche jeweils als Endtransisto­ ren verwendet werden, möglich sind. Ein als Sourcefolger ge­ schalteter p-Kanal-Transistor Q 7 ist mit seinem Gate an die Sourceelektrode des Transistors Q 1 und mit seiner Sourceelek­ trode an die Basen der Transistoren Q 3 und Q 5 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q 5 ist jedoch nicht mehr mit der Basis des Transistors Q 3 verbunden, bleibt jedoch mit der Source­ elektrode des Transistors Q 1 verbunden, so daß der Transistor Q 7 zusammen mit dem Widerstand R 1 und die Transistoren Q 3 und Q 5 in den nichtlinearen Stromverstärker einbezogen sind. Die Basisströme der Bipolartransistoren Q 3 und Q 5 sind jetzt nicht mehr Bestandteile des Sourcestromes des Transistors Q 1, sondern nur der Kollektorstrom des Transistors Q 5 fließt als Source­ strom zum Transistor Q 1 ausgenommen ein Entladungsstrom für die an der Sourceelektrode des Transistors Q 1 wirksame Streu­ kapazität. Entsprechend ist ein als Sourcefolger geschalteter n-Kanal-Transistor Q 8 mit seinem Gate an die Sourceelektrode des Transistors Q 2 und mit seiner Sourceelektrode an die Basen der Transistoren Q 4 und Q 6 angeschlossen; der Kollektor des Transistors Q 6 liegt an der Sourceelektrode des Transistors Q 2, so daß nur der Kollektorstrom des Transistors Q 6 von der Source­ elektrode des Transistors Q 2 geliefert wird, abgesehen von dem die an der Sourceelektrode des Transistors Q 2 wirksame Streu­ kapazität aufladenden Strom. Nun können die Transistoren Q 3 und Q 4 so ausgebildet werden, daß ihre Kollektorströme für vorge­ gebene Basis-Emitter-Spannungen sehr groß sind, ohne daß ihre entsprechend großen Basisströme die Sourceströme der Transisto­ ren Q 1 und Q 2, welche von den Kollektoren der Transistoren Q 5 und Q 6 kommen, beeinflussen würden. So können die Kollektor­ ströme der Transistoren Q 5 und Q 6 gleich den Sourceströmen der Transistoren Q 1 bzw. Q 2 werden, und sie können zusammen mit den Widerständen R 1 bzw. R 2 die Nichtlinearität des Kollektorstrom­ verhaltens der Transistoren Q 3 bzw. Q 4 beeinflussen. Eine andere Anpassungsmöglichkeit für CMOS-Transistoren üblicher Ausbildung für den Gegentaktverstärker gemäß Fig. 1 besteht in der Einführung einer eine Offsetspannung erzeugenden Anordnung zwischen den Anschlüssen IN und das Gate des Transistors Q 1 und Einfügen einer anderen solchen Offsetanordnung zwischen den An­ schluß IN und das Gate des Transistors Q 2. Beide Möglichkeiten können auch zusammen verwendet werden. Die Verwendung einer eine Offsetspannung erzeugenden Anordnung, die feste Offsetspannungen ausbildet, setzt voraus, daß der Kon­ strukteur weiß, welcher Unterschied zwischen den Betriebsspan­ nungen B- und B+ zu erwarten ist. Häufig wird aber ein Gegentakt­ verstärker gewünscht, der über einen ganzen Bereich von Unter­ schieden zwischen den Betriebsspannungen B- und B+ arbeiten kann. Eine offsetspannungserzeugende Anordnung zur Einfügung von Offsetspannungen zwischen den Gateelektroden von CMOS-Transisto­ ren in Schaltungen mit invertierenden Verstärkern ist in der DE-OS 30 43 951 beschrieben. Fig. 3 zeigt einen Gegentaktverstärker, bei dem gemäß dieser Offenlegungsschrift die Summe der Offsetspannungen (V GS - Q 1 + V GS - Q 2) bestimmt wird durch die Differenz zwischen den Betriebs­ spannungen B- und B+ abzüglich der Summe der Spannungen V GS eines p-Kanal-Feldeffekttransistors und eines n-Kanal-Feldeffekt­ transistors, die bei vorgegebenem Drainstrom betrieben werden, abzüglich geeigneter V BE -Offsetspannungen zur Kompensierung der Eingangsoffsetspannungen der nichtlinearen Stromverstärker, welche von den Transistoren Q 1 und Q 2 angesteuert werden sollen. Der Ruhewert von V GS - Q 1 wird bestimmt durch den am Widerstand R 5 infolge des Kollektorstromes des PNP-Transistors Q 9 auftre­ tenden Spannungsabfalls; und der Ruhewert V GS - Q 2 wird bestimmt durch den Spannungsabfall am Widerstand R 6 infolge des Kollek­ torstroms des NPN-Transistors Q 10. Die Kollektorströme der Transistoren Q 9 und Q 10 werden in einer noch zu erläuternden Weise auf gleiche Größe eingestellt, und die vom Anschluß OUT zum Anschluß IN über den Widerstand R 3 verlaufende Gesamt- Gleichstromgegenkopplung sorgt für eine gewisse Diskrepanz zwi­ schen diesen Kollektorströmen, indem sie die Ruhespannungen zwischen den Anschlüssen IN und OUT geringfügig gegeneinander verschiebt. Ein p-Kanal-Feldeffekttransistor Q 11 gleicher Leitungseigen­ schaften wie der Transistor Q 1 wird als Verstärker in Drain­ grundschaltung betrieben und entnimmt Strom aus seinem Source­ widerstand R 11, wenn über den zwischen seiner Gateelektrode und Masse liegenden Widerstand R 5 eine Durchlaßvorspannung am Gate liegt. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand R 11 beginnt, die Summe der Emitter-Basis-Offsetspannung V BE - Q 17 des PNP- Emitterfolgertransistors Q 17 und der Emitter-Basis-Spannung V BE - Q 19 des in Emittergrundschaltung betriebenen PNP-Transistors Q 19 zu übersteigen, dann wird Q 19 in den Leitungszustand vorge­ spannt und liefert Kollektorstrom. Dieser Kollektorstrom fließt über den Widerstand R 15 nach Masse und ruft einen Spannungsab­ fall hervor, welcher ein weiteres Ansteigen des Spannungsab­ falls an R 11 verhindert. Der Spannungsabfall an R 11 stellt sich somit auf einen im wesentlichen festen Wert ein, der gleich (V BE - Q 17 + V BE - Q 19) ist. Der Widerstand R 11 wird so gewählt, daß sein Spannungsabfall, der entsprechend dem Ohm'schen Gesetz mit seinem Strom zusammenhängt und den Sourcestrom des Transi­ stors Q 11 bestimmt, diesen Sourcestrom des Transistors Q 11 gleich dem gewünschten Sourcestrom für den Transistor Q 1 werden läßt. Die geregelte Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q 19 wird als Emitter-Basis-Spannung V BE - Q 9 dem Transistor Q 9 zugeführt. Die Kollektorstrom/Basis-Emitter-Spannungs-Kennlinien der Tran­ sistoren Q 19 und Q 9 sind in gleicher Weise aufeinander abgestimmt wie die Werte der Widerstände R 15 und R 5, so daß die Spannungs­ abfälle an R 15 und R 5 im wesentlichen einander gleich sind. Da­ mit wird der Transistor Q 1 auf denselben Ruhestrom (Kanalstrom) wie der Transistor Q 11 eingestellt. Der n-Kanal-Feldeffekttransistor Q 12, die Widerstände R 12 und R 16 und die NPN-Bipolartransistoren Q 18 und Q 20 arbeiten in analoger Weise wie der p-Kanal-Feldeffekttransistor Q 11, die Widerstände R 11 und R 15 und die bipolaren PNP-Transistoren Q 17 bzw. Q 19 zur Lieferung der Basis-Emitter-Spannung V BE - Q 10 für den Transistor Q 10 derart, daß sein durch den Widerstand R 6 fließender Kollektorstrom eine Spannung V GS - Q 2 erzeugt, welche den Transistor Q 2 auf denselben Ruheleitungspegel vorspannt, wie ihn der Transistor Q 12 hat. Die Widerstände R 11 und R 12 haben gleiche Werte, so daß die Ruheleitungspegel der Transistoren Q 11 und Q 12 und damit auch diejenigen der Transistoren Q 1 und Q 2 gleich sind. Dadurch verringert sich der Unterschied zwischen den Kollektorströmen der Transistoren Q 9 und Q 10, und die Ruhe­ offsetspannung zwischen den Anschlüssen OUT und IN wird minimal. Die Widerstände R 7 und R 8 sind lediglich ein die Basis des Transistors Q 3 hoch- und die Basis des Transistors Q 4 herunter­ ziehender Widerstand und bewirken ein schnelleres Sperren beim Leitungsübergang von einem Transistor auf den anderen. Vom Ge­ sichtspunkt des Verstärkerwirkungsgrades aus ist es unerwünscht, daß die Transistoren Q 3 und Q 4 gleichzeitig leiten, außer in dem Maße, wie es zur Vermeidung von Verzerrungen im Stromübernahme­ gebiet erforderlich ist. Diesem Wunsch dient weiterhin die Einfügung einer Lastleitungs­ begrenzerschaltung in den Verstärker nach Fig. 3. Ausgangssignal­ amplituden am Anschluß OUT gelangen über einen Widerstand R 21 zum Emitter des mit geerdeter Basis betriebenen NPN-Transistors Q 21 und über einen Widerstand R 22 zum Emitter des mit geerdeter Basis betriebenen PNP-Transistors Q 22. Negative Ausgangssignal­ amplituden, welche über die Emitter-Basis-Offsetspannung V BE - Q 21 des Transistors Q 21 hinausgehen, spannen diesen in den Leitungs­ zustand vor, so daß er über den Widerstand R 23 einen Strom zieht, der dort einen Spannungsabfall hervorruft. Genügend große nega­ tive Ausgangssignalamplituden erhöhen den Spannungsabfall am Widerstand R 23 soweit, daß der als Verstärker in Emittergrund­ schaltung vorgespannte PNP-Transistor Q 23 leitend wird und jeg­ lichen verbleibenden Sourcestromfluß vom Transistor Q 1 ableitet, so daß er nicht in den Eingangskreis des nichtlinearen Strom­ verstärkers mit den Transistoren Q 3, Q 5, Q 7′ und den Widerstän­ den R 1 und R 7 fließen kann. Demgemäß hält der "Hochzieh"-Wider­ stand R 7 den Transistor Q 3 während betonter negativer Signal­ amplituden am Anschluß OUT definitiv im Sperrzustand. Positive Ausgangssignalspannungsamplituden, welche über die Basis-Emitter-Offsetspannung V BE - Q 22 des Transistors Q 22 hinaus­ gehen, spannen diesen Transistor in den Leitungszustand vor, so daß er Strom durch den Widerstand R 24 zieht, welcher an die­ sem einen Spannungsabfall hervorruft. Genügend große Ausgangs­ signalspannungsamplituden erhöhen den Spannungsabfall am Wider­ stand R 24 soweit, daß der als Verstärker in Emittergrundschal­ tung vorgespannte NPN-Transistor Q 24 leitend wird und jeglichen restlichen Sourcestrom vom Transistor Q 2 ableitet, so daß er nicht in den Eingangskreis des nichtlinearen Stromverstärkers mit den Transistoren Q 4, Q 6, Q 8′ und den Widerständen R 2 und R 8 fließt. Damit hält der "Herunterzieh"-Widerstand R 8 den Transistor Q 4 während betonter positiver Ausgangssignalspannungs­ amplituden am Anschluß OUT definitiv im Sperrzustand. Der Verstärker gemäß Fig. 3 unterscheidet sich von demjenigen nach Fig. 2 insofern, als der p-Kanal-Sourcefolger-Feldeffekt­ transistor Q 7 und der n-Kanal-Sourcefolger-Feldeffekttransistor Q 8 den bipolaren PNP-Emitterfolgertransistor Q 7′ bzw. den bipo­ laren NPN-Emitterfolgertransistor Q 8′ ersetzen. Damit können die Transistoren Q 17 und Q 18, welche die Offsetspannungen der Folger­ transistoren kompensieren, Bipolartransistoren sein. Die Emitter- Basis-Offsetspannungen der PNP- und der NPN-Transistoren lassen sich besser einander anpassen als die Source-Gate-Schwellspan­ nungen von n-Kanal- und p-Kanal-Transistoren wegen der hohen Steilheit der Bipolartransistoren. Dadurch wird es leichter, gleiche Sourceströme für die Transistoren Q 11 und Q 12 zu erhal­ ten, indem man die Widerstände R 11 und R 12 gleich macht. Alterna­ tiv können die Transistoren Q 7′ und Q 8′ durch Feldeffektransi­ storen Q 7 und Q 8 ersetzt werden, die Transistoren Q 17 und Q 19 durch p-Kanal-Feldeffekttransistoren und die Transistoren Q 10, Q 18 und Q 20 können durch n-Kanal-Feldeffekttransistoren ersetzt werden; die Widerstände R 11 und R 12 lassen sich durch einen p-Kanal-Feldeffekttransistor bzw. einen n-Kanal-Feldeffekttransi­ stor ersetzen, die sich jeweils über eine entsprechende Gate- Drain-Verbindung selbst vorspannen. Ein Fachmann ist aufgrund der vorstehenden Erörterungen in der Lage, auch verschiedene andere Gegentaktverstärker entsprechend den weiteren Aspekten der vorbeschriebenen Erfindung aufzubauen, und dies ist bei der Beurteilung des Schutzumfangs der beilie­ genden Ansprüche zu berücksichtigen. So können beispielsweise die Drainelektroden der Transistoren Q 1 und Q 2 über einen ge­ meinsamen Drain-Lastwiderstand an Masse geschaltet sein, so daß eine Spannung entsteht, die über einen Widerstand auf den Anschluß IN zurückführbar ist anstelle oder zusätzlich zur Rück­ führung der Ausgangssignalspannung vom Anschluß OUT über den Widerstand R 3. Oder es können die Drainelektroden der Transi­ storen Q 1 und Q 2 an die Betriebsspannungsleitungen B+ bzw. B- anstatt an Masse angeschlossen sein. Für die nichtlinearen Stromverstärker, welche auf die Sourcefolgertransistoren Q 1 und Q 2 folgen, können auch quasikomplementäre anstatt der kom­ plementären Schaltungen benutzt werden. Beispielsweise kann der Transistor Q 1 ein Verbundtransistor sein, dessen "Basis" an der Basis eines als Verstärker in Emittergrundschaltung geschalteten, eine Komponente bildenden PNP-Transistors liegt, der seinen Kollektorstrom als Eingangsstrom an den Eingangsanschluß einer Stromspiegelverstärkerschaltung eines eine Komponente bildenden NPN-Transistors liefert, während sein "Kollektor" am Bezugsan­ schluß des Stromspiegelverstärkers liegt und sein "Emitter" an der Verbindung des Ausgangsanschlusses der Stromspiegelverstär­ kerschaltung mit dem Emitter des die eine Komponente bildenden PNP-Transistors liegt. Die nichtlinearen Stromverstärker in den Fig. 1, 2 und 3 können anstatt der Transistoren Q 3, Q 4, Q 5 und Q 6 auch Feldeffekttransistoren verwenden.}

Claims (8)

1. Gegentakt-AB-Verstärker mit einem Signaleingangsan­ schluß und einem Signalausgangsanschluß sowie einer ersten und einer zweiten Betriebsspannungsklemme, denen eine relativ positive erste bzw. relativ negative zweite Betriebsspannung zugeführt werden, und mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor mit p-leitendem Kanal bzw. n-leitendem Kanal und diesen Kanal zur Stromführung an seinen Enden be­ grenzenden Source- und Drainelektroden sowie jeweils einer Gateelektrode, deren Leitungsstrom/Source-Gate-Spannungs- Kennlinien einander angepaßt sind, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der erste und der zweite Feldeffekttransistor (Q 1, Q 2) für den Betrieb als Source­ folger zwischen Signaleingangsanschluß (IN) und ihren jeweili­ gen Sourceelektroden geschaltet sind, daß ferner ein erster und ein zweiter nichtlinearer Stromverstärker (Q 3, Q 5, R 1 bzw. Q 4, Q 6, R 2) einander komplementären Leitungstyps vorgesehen sind, die jeweils einen Eingang haben, mit ihren Bezugsan­ schlüssen zu der ersten Betriebsspannungsklemme (B+) bzw. zur zweiten Betriebsspannungsklemme (B-) geführt sind und mit ihren Ausgängen an den Signalausgangsanschluß (OUT) angeschlos­ sen sind, und daß diese Stromverstärker zwischen ihren Ein­ gangsschaltungen und Ausgangsschaltungen für Pegel, die minde­ stens so groß wie die Ruhestromleitungspegel im ersten und zweiten Feldeffekttransistor (Q 1 bzw Q 2) sind, einander ange­ paßte Stromverstärkungen aufweisen, daß die Sourceelektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q 1) über eine erste Koppel­ schaltung galvanisch mit dem Eingang des ersten Stromverstär­ kers (Q 3, Q 5, R 1) verbunden ist und die Sourceelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q 2) über eine zweite Koppel­ schaltung galvanisch mit dem Eingang des zweiten Stromverstär­ kers (Q 4, Q 6, R 2) verbunden ist, und daß die Stromverstärker (Q 3, Q 5, R 1; Q 4, Q 6, R 2) jeweils eine mit zunehmendem Strom durch den Eingangsanschluß wachsende Stromverstärkung zwischen ihren Eingangs- und Ausgangsschaltungen aufweisen.

2. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß vom Ausgangssignalanschluß (OUT) zum Eingangssignalanschluß (IN) eine Gleichstromgegenkopplung (R 3) verläuft.

3. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Stromverstärker (Q 3, Q 5, R 1) einen bipolaren PN-Transistor (Q 3) enthält, dessen Basis, Emitter bzw. Kollektor an seinen Eingangskreis, seinen Bezugsanschluß bzw. seinen Ausgangskreis angeschlossen sind, und daß der zweite Stromverstärker (Q 4, Q 6, R 2) einen bipolaren NPN-Transistor (Q 4) enthält, dessen Basis, Emitter bzw. Kollektor an seinen Eingangskreis, seinen Bezugsanschluß bzw. seinen Ausgangskreis angeschlossen sind.

4. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Stromverstärker (Q 3, Q 5, R 1 bzw. Q 4, Q 6, R 2) einen ersten bipolaren PNP-Transistor (Q 3) bzw. einen zweiten bipolaren NPN-Transistor (Q 4) enthal­ ten, deren Basen galvanisch an die Eingänge des ersten bzw. zweiten Stromverstärkers (Q 3, Q 5, R 1 bzw. Q 4, Q 6, R 2) ange­ schlossen sind, und daß die erste galvanische Koppelschaltung mit dem ersten bipolaren Transistor (Q 3) den ersten nichtlinearen Verstärker (Q 3, Q 5, R 1) und die zweite galvanische Koppelschal­ tung mit dem zweiten bipolaren Transistor (Q 4) den zweiten nichtlinearen Verstärker (Q 4, Q 6, R 2) bildet, daß dem Emitter des ersten Bipolartransistors (Q 3) die relativ positive erste Betriebsspannung (B+) und dem Emitter des zweiten Bipolartransistors (Q 4) die relativ negative zweite Betriebs­ spannung zugeführt wird, daß die den Drainelektroden des ersten bzw. zweiten Feldeffekttransistors (Q 1, Q 2) zugeführten Be­ triebsspannungen zwischen der ersten und der zweiten Betriebs­ spannung (B+, B-) liegen, und daß die Kollektoren des ersten und zweiten Bipolartransistors (Q 3, Q 4) an den Signalausgangsan­ schluß geführt sind.

5. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste galvanische Koppelschaltung die Parallelschaltung des Basis-Emitter-Übergangs des ersten Bipolartransistors (Q 3) mit der Reihenschaltung eines Wider­ standes (R 1) und einer Diode (Q 5) zwischen Basis des ersten Bipolartransistors (Q 3) und dem Zuführungspunkt für die relativ positive Betriebsspannung (B+) enthält.

6. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite galvanische Koppel­ schaltung die Parallelschaltung des Basis-Emitter-Übergangs des zweiten Bipolartransistors (Q 4) mit der Reihenschaltung eines Widerstandes (R 2) mit einer Diode (Q 6) zwischen der Basis des zweiten Bipolartransistors (Q 4) und dem Zuführungs­ punkt für die relativ negative Betriebsspannung (B-) enthält.

7. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste galvanische Koppelschaltung einen weiteren bipolaren PNP-Transistor (Q 5) enthält, dessen Kollektor über einen Schaltungspunkt mit der Sourceelektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q 1) verbunden ist und dessen Basis mit der Basis des ersten Transistors (Q 3) verbunden und galvanisch mit diesem Schaltungspunkt gekoppelt ist, daß fer­ ner zwischen die Emitter des ersten Transistors (Q 3) und des weiteren bipolaren PNP-Transistors (Q 5) ein Widerstand (R 1) zur Gegenkopplung für die I _C /U _BE -Verstärkung des weiteren bipolaren PNP-Transistors (Q 5) bei höheren Werten seines Emitterstromes geschaltet ist.

8. Gegentakt-AB-Verstärker nach Anspruch 4 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite galvanische Koppelschaltung einen weiteren NPN-Bipolartransistor (Q 6) enthält, dessen Kollektor über einen Schaltungspunkt mit der Sourceelektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q 1) verbunden ist und des­ sen Basis mit der Basis des zweiten Transistors (Q 4 ) zusammen­ geschaltet und galvanisch mit diesem Schaltungspunkt verbunden ist, und daß zwischen die Emitter des zweiten Transistors (Q 4) und des weiteren bipolaren NPN-Transistors (Q 6) über einen Widerstand (R 2) zur Gegenkopplung für die I _C /U _BE -Verstärkung des weiteren bipolaren NPN-Transistors (Q 6) bei höheren Wer­ ten seines Emitterstroms geschaltet ist.