DE1487567B2 - Zweipol impedanzkonverter mit fallender strom spannungs kennlinie - Google Patents

Description

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dem Kennlinienabschnitt zu schatten, die bei gerin- Fig. 2 den typischen Verlauf einer Strom-Spangem Aufwand an Schaltungsmitteln eine Ausnutzung nungs-Kennlinie einer erfindungsgemäßen Schaltung, des negativen Impedanz-Wirkanteils bis herab zu Fig. 3, 4, 5 und 6 je eine weitere Ausführung der sehr niedrigen Frequenzen und insbesondere auch erfindungsgemäßen Schaltung und
für eine Gleichstromübertragung ermöglicht. Die er- 5 Fig. 7 eine beispielhafte Anwendung einer erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe kennzeich- findungsgemäßen Schaltung.

net sich bei einem Zweipol-Impedanzkonverter der Zum besseren Verständnis der im folgenden in eingangs erwähnten Art hauptsächlich dadurch, daß ihren Einzelheiten beschriebenen Schaltungen sei jeder der beiden Transistoren durch die zwischen allgemein darauf hingewiesen, daß die Steuerimpeseinem Basis- und Emitteranschluß angeordnete Im- 10 danz als Stromweg angesehen werden kann, welcher pedanz und die zwischen den Basisanschlüssen beider den sonst vom Hauptstrompfad eines Transistors Transistoren angeordnete Steuerimpedanz auf einen . zum Steuerkreis des anderen Transistors fließenden stabilen Arbeitspunkt in seinem linearen Kennlinien- Strom ableitet. Letzterer fließt nun vom HauptstroirH bereich vorgespannt ist, derart, daß zwischen den pfad des einen Transistors zu demjenigen des andebeiden Polen des Impedanzkonverters eine der nega- 15 ren Transistors, wodurch sich die Mitkopplungstiven Größe der Steuerimpedanz proportionale Ein- wirkung der Schaltung im Sinne einer Stabilitätsvergangsimpedanz erscheint. Bei einer solchen Schal- besserung abschwächt. Die Schaltung wird sodann tungsanordnung ist der negative Wirkanteil der Über- derart vorgespannt, daß der Kollektorstrom von tragungsimpedanz grundsätzlich frei von einem stö- einem Transistor bei Erreichen eines bestimmten renden Frequenzgang. Außerdem ergibt sich eine 20 Schwellwertes des Eingangsstromes eine Vorwärtsstatische Strom-Spannungs-Kennlinie mit stabiler Vorspannung im Basiskreis des anderen Transistors Arbeitspunkteinstellung. Diese vorteilhaften Eigen- und somit eine Zunahme des Kollektorstroms im schäften sind insbesondere durch die Anordnung zweiten Transistor erzeugt. Hierdurch ergibt sich einer Steuerimpedanz zwischen den Basisanschlüssen wiederum eine Vorwärts-Vorspannung im Basisdes Transistorpaares und zwischen dessen Kollektor- 25 kreis des ersten Transistors und damit ein positiv anschlüssen mit dem hierdurch hervorgerufenen KoI- geschlossener Mitkopplungskreis. Die Steuerimpedanz lektorstromausgleich bedingt. Die Größe des nega- bildet hierbei einen Strompfad zur Ableitung fast tiven Wirkanteils der Übertragungsimpedanz läßt des gesamten, sonst vom Kollektor eines Transistors sich auf einfache Weise durch die Steuerimpedanz be- über den Vorspannungskreis des anderen Transistor stimmen, und zwar in gleicher Weise als reiner Wirk- ₃₀ fließenden Stromes. Dieser Strom wird nun vom Kolwiderstand wie auch als komplexe Impedanz mit frei lektorkreis des einen Transistors zurück durch die wählbarem Imaginärteil. Weiterhin wird durch die Mög- Steuerimpedanz zum Kollektor des anderen Tranlichkeit eines Schaltungsaufbaues ohne Koppelkonden- sistors geleitet, wodurch sich die erwünschte Stabisatoren die Ausführung als integrierte Festkörperschal- lisierung und Steuerung der durch die Mitkopplung tungerleichtertjdagalvanischeVerbindungenundohm- ₃₅ eintretenden Stromzunahme ergibt. Für Betriebssche Widerstände in dieser Technik vergleichsweise ströme von einer Quelle mit entsprechendem Inneneinfach, Kondensatoren und vor allem solche von widerstand wird so jeder Transistor in seinem genau definierter Größe jedoch nur schwer herstell- linearen Arbeitsbereich stabil vorgespannt. Die Zubar sind. nähme des rückwärts fließenden Stromes durch die Eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung 40 Steuerimpedanz ergibt sich durch den Wert des in kennzeichnet sich weiterhin dadurch, daß zu jedem Vorwärtsrichtung durch diese Impedanz fließenden der beiden Transistoren ein zweiter Transistor jeweils Stroms bei dem erwähnten Schwellwert, so daß jede entgegengesetzten Leitungstyps parallel geschaltet ist, weitere Zunahme des Eingangsstromes zu einer entwobei jeder der beiden zweiten Transistoren mit sei- sprechenden Abnahme des durch die Steuerimpedanz ner Emitter-Basis-Strecke zwischen der Steuerimpe- 45 fließenden Gesamtstromes führt. Da die Eingangsdanz und dem Kollektoranschluß des zugehörigen spannung in diesem Strombereich angenähert durch ersten Transistors angeordnet und der Kollektor- die Spannung an der Steuerimpedanz dargestellt wird, anschluß eines jeden der beiden zweiten Transistoren so ist der Wirkanteil der Eingangsimpedanz der mit dem Basisanschluß des zugehörigen ersten Tran- Schaltung negativ und dem Betrage nach im wesistors verbunden ist, wodurch Spannungsänderun- 50 sentlichen proportional zu dem positiven Wirkgen in den zur stabilen Vorspannung vorgesehenen anteil der zwischen den Basen der Transistoren an-Schaltungsmitteln einen verstärkten Eingangsstrom geschlossenen Impedanz. .

an dem betreffenden ersten Transistor zur Erhöhung Die Schaltung nach Fig. 1 umfaßt einen PNP-

der Linearität der negativen Eingangsimpedanz er- Transistor β 1 und einen NPN-Transistor β 2, deren

zeugen. Weiterhin bietet sich auch die Möglichkeit, 55 Basen und Kollektor über Kreuz unmittelbar mit

die beiden mit ihren Basis- und Kollektoranschlüssen einander verbunden sind, während die Emitter der

über Kreuz verbundenen ersten Transistoren durch beiden Transistoren die Anschlußklemmen 1 und 2

eine Vierschichtdiode mit zwei Basen und zwei der Schaltung bilden. Ein zwischen Emitter und

Emittern zu verwirklichen. Weiterhin kann gegebe- Basis des Transistors β 1 angeschlossener Widernenfalls mit Vorteil für jeden der beiden Transistoren 60 stand Al, ein zwischen den Basen der Transistoren

ein in Zweierkaskade, einer sogenannten Darling- β 1 und β 2 angeschlossener Widerstand R 3 und ein

ton-Kaskade, äquivalenter Transistor vorgesehen zwischen Basis und Emitter des Transistors β 2 an-

werden. geschlossener Widerstand R 2 bilden zusammen die

Die Erfindung wird weiter an Hand von Ausfüh- Vorspannungs-Schaltung der Transistoranordnung, rungsbeispielen erläutert, die in den Zeichnungen 65 Bei Speisung der Schaltung über die Klemmen 1

veranschaulicht sind. Hierin zeigt und 2 mit einem ansteigenden Strom / ergibt sich

Fig. 1 das Schaltbild einer ersten Ausführungs- für die Klemmenspannung F die in Fig. 2 angedeu-

form der Erfindung, tete Kennlinie. Wenn der Strom / vom Wert O im

Punkt α in F i g. 2 ansteigende Werte durchläuft, so bleiben die Transistoren Ql und Q 2 zunächst nichtleitend, bis der Strom einen Schwellwert in der Nähe des Punktes b erreicht. Im Kennlinienbereich zwischen den Punkten α und b ist die Steigung der Kurve im wesentlichen durch die Summe der Widerstandswerte von Rl und Rl sowie R3 bestimmt. In diesem Arbeitsbereich fließt praktisch der gesamte Strom / außer geringen ,-Leckströmen von Klemme 1 über die Widerstände R -1·;; R 2 und R 3 zur Klemme 2. Wenn der Strom seinen deirTKennlinienpunkt b entsprechenden Wert, übersteigt, so reicht die Spannung an jedem der Widerstände R1 und' R 2 aus, um die Emitter-Basis-Strecke der Transistoren in Vorwärts- oder Leitrichtung vorzuspannen, so daß ein entsprechender Kollektorstrom fließt. Ohne Widerstand R 3 und bei einer üblichen Vorspannungs-Schaltung würde der gesamte Kollektorstrom von Ql über den parallel zur Emitter-Basis-Strecke von Q 2 geschalteten Widerstand R 2 fließen und die Vorwärts-Vorspannung von Q 2 erhöhen. Dies würde zu einer Zunahme des Kollektorstroms von Q 2 führen, woraus sich wiederum eine Erhöhung der Vorwärts-Vorspannung von Ql ergibt, da dieser Strom in entsprechender Weise über den zur Emitter-Basis-Strecke von Ql parallelen Widerstand R1 fließt. Eine Zunahme der Vorwärts-Vorspannung über den Schwellwert hinaus würde also infolge der Mitkopplung eine fortlaufende Erhöhung des Kollektorstroms beider Transistoren bis zu deren Sättigung bei entsprechendem Abfall der Eingangsspannung gemäß dem Innenwiderstand der angeschlossenen Stromquelle hervorrufen. Die im Bereich des Schwellwertes vorgespannten Transistoren stellen also eine bistabile Kippstufe mit zeitlich instabilem Übergang zwischen gleichzeitiger Sperrung beider Transistoren einerseits und gleichzeitiger Sättigung beider Transistoren andererseits.

Durch Einfügen des Widerstandes R 3 ergibt sich eine Abzweigung vom Hauptstrompfad, d. h. vom Emitter-Kollektor-Strom des Transistors Q1, worüber ein Stromanteil von den zur Emitter-Basis-Strecke des Transistors Q 2 parallelen Widerstand R 2 abgeleitet wird. Es fließt nun ein Kollektorstromanteil von Q1 über R3 zurück und über die Emitter-Kollektor-Strecke von β 2, so daß sich keine wesentliche Zunahme der Vorwärts-Vorspannung von Q 2 mit der durch Mitkopplung folgenden Zunahme der Vorwärts-Vornahme von Ql ergibt. Ähnlich bildet R3 einen Ableitungspfad für einen Kollektorstromanteil von Q2, welcher anderenfalls größtenteils über R 2 fließen und die Vorwärts-Vorspannung der Basis-Emitter-Strecke von Ql erhöhen würde. Insgesamt ergibt sich also durch die Einfügung des Widerstandes R 3 eine Begrenzung der Mitkopplungswirkung, wodurch sich in Verbindung mit einer Stromquelle geeigneten Innenwiderstandes die. Möglichkeit stabiler Arbeitsweise innerhalb des für die Mitkopplung maßgeblichen, fallenden Kennlinienbereichs ergibt. Für dasBeispielgemäßFig. 2 liegt dieser Kennlinienabschnitt zwischen den Punkten b und c. Die Arbeitsweise der Schaltung in diesem Kennlinienbereich soll im folgenden noch näher erläutert werden.

Zunächst ist festzuhalten, daß die Klemmenspannung V aus der Summe der Spannungsabfälle an Rl, R2 und R3 besteht. Beim Ansteigen des Stroms / über den Schwellwert entsprechend Kennlinienpunkt b bleibt die Spannung anÄl und R2 im wesentlichen konstant (bei genauer Betrachtung ergibt sich eine nur schwache Zunahme des Spannungsabfalls), und zwar infolge der Begrenzerwirkung der parallelen, in Vorwärtsrichtung vorgespannten Basis-Spannung einige zehntel Volt übersteigt. Instors. Auf diese Weise wird der Kollektorstrom zwischen Schwellwert und Sättigung empfindlich geregelt, ohne daß der Wert der jeweiligen Emitter-Basisspannung einige Zehntel Volt übersteigt.; Jn-

folge der gleichbleibend geringen Spannungen lan' jR 1 und R 2 ist die Eingangsspannung V jeweils im

ι' ^Λwesentlichen gleich der Spannung an R3. Wie noch gezeigt wird, nimmt die Spannung an R 3 mit zunehmendem Strom / ab, bis Q1 und Q 2 bei einem Stromwert gemäß Kennlinienpunkt c in die Sättigung gelangen. Jede weitere Zunahme des Stroms / führt dann zu einer geringfügigen Steigerung der Spannung V gemäß dem noch leicht ansteigenden Verlauf der Sättigungskennlinie der Transistoren.

Der Kennlinienabschnitt zwischen den Punkten b und c ist im wesentlichen linear, und zwar mit einer negativen Neigung von der Größe k ■ R 3, wobei der Wert des Faktors k geringer als Eins ist. Die vergleichsweise geringfügige Abweichung dieses Kennlinienabschnitts von der Linearität und die Beschränkung des konstanten Faktors k auf Werte geringer als Eins ergibt sich aus der geringen Zunahme der Spannung an 221 und R2 mit zunehmendem Strom/ sowie aus der Abweichung des Stromver-Stärkungsfaktors α der Transistoren vom Wert 1.

Das Auftreten des fallenden Kennlinienabschnitts läßt sich qualitativ noch wie folgt erklären: Die Schaltung arbeitet zunächst im Kennlinienpunkt b. Der Strom/ nehme dann um einen geringen Betrag dl zu, was eine entsprechende Zunahme der Ströme /el und Ie2 gemäß Fig. 1 zur Folge hat, weil die Emitter-Basis-Spannung von Ql und Q2 die Vorwärts-Vorspannungswerte nicht wesentlich übersteigt. Mit den Spannungen an Rl und /?2 bleiben auch die StrömeIRl und IR2 gemäß Fig. 2 im wesentlichen konstant. Bei einem Stromverstärkungsfaktor χ gleich 1 beider Transistoren ist deren Kollektorstrom gleich dem Imetterstrom. Demgemäß hat die Zunahme des Stroms/ um dl auch eine Zunähme der Ströme/el und Ic2 um dl zur Folge. Da weiterhin die Summe der StrömeIcI, IR3 und Ic 2 jederzeit gleich dem Eingangsstrom an den Klemmen 1,2 ist, so muß der Strom IR 3 bei einer Zunahme des eingeprägten Stromes / um dl um den gleichen Betragt/ abnehmen. Infolgedessen nimmt IR3 mit der entsprechenden Spannung an R3 mitzunehmendem Strom / zwischen den Kennlinienpunkten b und c ab.

In den Schaltbildern gemäß Fig. 3A und 3B ist

die Analogie zwischen der Zusammenschaltung der Transistoren Ql und Q 2 mit einem PNPN-HaIbleiterelement veranschaulicht. Daraus ergibt sich, daß die erfindungsgemäße Schaltung nach Fig. 3A auch mit einem solchen Halbleiterelement aufgebaut werden kann. Bei dieser wie auch bei allen anderen erfindungsgemäßen Schaltungen kann an Stelle des WiderstandesR3 gemäß Fig. 1 eine allgemeine Impedanz mit Real- und Imaginärkomponente eingeführt werden. Die Klemmenimpedanz Zn wird dann entsprechend gleich — kZ3. Fig. 3B veranschaulicht eine gedachte Aufspaltung des PNPN-Halbleiterelements in einen PNP- und einen NPN-Transistor mit entsprechenden elektrischen Verbindungen gemäß Fi g. 1.

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Fig. 4 zeigt eine Ausführung der erfindungs- R2 beseitigt. Hier sind zwei zusätzliche Transistoren gemäßen Schaltung, bei welcher als Impedanz zwi- QIa und Qla entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sehen den Basen der Transistoren β1 und β 2 eine (NPN bzw. PNP) zur Ableitung des bezüglich des RC-Parallelschaltung.RS/CS vorgesehen ist, wäh- Kennlinienpunktes b überschüssigen Stromes unter rend für beide Transistoren Imetterwiderstände/?el 5 Umgehung von R3 vorgesehen. Diese zusätzlichen und ReI als Gegenkopplung angeordnet sind. Durch Transistoren arbeiten ähnlich wie die Transistoren β 1 die ÄC-Parallelschaltung ergeben sich bevorzugte und Ql bei der Schaltung nach Fig. 1. Der Tran-Eigenschaften für die Anwendung als negative Lade- sistor QIb verstärkt den Spannungsabfall an R1 inimpedanz in Nachrichtenübertragungsleitungen. Die folge des Basisstroms von .,Qla. Da Basis und verteilten Reaktanzen solcher Leitungen in Verbin- io Emitter von QIb über Rl verbundqn sind, hat jede dung mit den zwischen benachbarten Ladeschaltun- Spannungsänderung an Rl eine entsprechende Angen auftretenden Reflexionentführen leicht zur In- derung des Kollektorstroms von QIb zur, Folger Stabilität, wenn nicht dafür gesorgt wird, daß bei Die Emitterstromempfindlichkeit von QIa in bezug einer Frequenz die negative Impedanz einer jeden auf Spannungsänderungen an Al wird daher um Schaltung nicht in eine instabile Beziehung zu der 15 den Faktor β (etwa gleich l/1-α), d. h. die Steilheit Leitungsimpedanz tritt. Dies führt selbst dann zur des zusätzlichen Transistors QIb, erhöht. Der Tran-Selbsterregung von Schwingungen, wenn die Leitung sistor QIb arbeitet wie QIb und erhöht zusammen von einer geregelten Gleichstromquelle gespeist wird. mit diesem die Spannungsempfindlichkeit von βία Der KondensatorC3 äußert sich an den Eingangs- und ß2a bezüglich Rl und Rl. Die Ströme im klemmen 1, 2 als negative Kapazität parallel zu 20 letzteren bleiben also hochgradig konstant und sorgen einem negativen Widerstand und wirkt daher der für lineare Veränderung des Emitterstroms von βία Instabilitätsbedingung durch Einführen einer tat- und β2a mit dem Gesamtstrom /. Die Kennliniensächlichen wirksamen Induktivität und durch all- punkte b und c werden hier im Gegensatz zu F i g. 5 • mähliche Beseitigung des negativen Widerstandes nicht angehoben, da Rl und Rl jeweils nur eine mit zunehmender Frequenz entgegen. Insgesamt wird 25 Emitter-Basis-Strecke überbrücken,
also die Ortskurve (Nyquist-Kurve) der Schaltung Bei der zuletzt beschriebenen Schaltung wird durch den Kondensator in Richtung auf Sicher- außerdem der Proportionalitätsfaktor k auf den stellung stabiler Arbeitsweise verändert. Wert 1 und damit der negative Klemmenwiderstand Der, wie bereits erwähnt, nichtlineare Kurven- nahe an den Wert von R 3 gebracht. Gegebenenfalls verlauf zwischen den Kennlinienpunkten b und c hat 30 können auch hier Gegenkopplungswiderstände geeine nach unten leicht konkave Form, wodurch für maß F i g. 4 in die Emitterleitungen e und d eingemanche Anwendungen unerwünschte Frequenzver- fügt werden, um einen Wert von k geringer als Eins zerrungen entstehen können. Die als Gegenkupp- stabil einzustellen. Diese Widerstände wirken außerlung wirkenden Emitterwiderstände ReI, Re 1 stabi- dem einer etwaigen thermischen Instabilität entlisieren die Basis-Kollektor-Steilheit und vermindern 35 gegen und sorgen dafür, das βία nicht unbeabsichdie Linearitätsabweichnugen und die entsprechen- tigt von dem Sperrstrom IcO von ßl£> angesteuert den Verzerrungen. Ferner wird hierdurch der Pro- wird. Entsprechendes gilt auch für Transistor β 2 α. portionalitätsfaktor k vermindert, so daß für einen F i g. 7 zeigt eine spezielle Anwendung der erfingegebenen negativen Widerstand ein größerer Wert dungsgemäßen Schaltung gemäß einer der beschrievon A3 erforderlich ist. Insgesamt erhält hierdurch 40 benen Ausführungsformen. Hier wird eine Fernder Kurvenabschnitt zwischen den Kennlinienpunk- Sprechleitung mit zwei Adern zwischen einem Amt 7 ten α und b eine stärkere Steigung, wodurch sich und einer entfernten Teilnehmerstation 8 bzw. einem der verwendbare Mindeststromwert im Kennlinien- Unteramt 8 durch Ladeelemente 10, 11 ... η in der bereich zwischen b und c vermindert. Insgesamt einen Ader und entsprechende Elemente 10', wird also der Strombereich zwischen b und c unter 45 11' ... n' in der anderen Ader verlustlos bzw. ver-Zusammendrängung des Bereichs zwischen α und b lustarm gemacht. Für diese Ladeelemente kommen zu geringeren Stromwerten verschoben. grundsätzlich alle beschriebenen Ausführungen der Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung erfindungsgemäßen Schaltung in Betracht. Der Abunter Verwendung von Zweitransistor-Kaskaden ge- stand zwischen benachbarten Ladeelementen ist maß USA.-Patentschrift 2 663 806 (Darlington- 50 gleich dem üblichen Verstärkerabstand, d. h. etwa Kaskade). Zweck dieser Ausführung ist die Lineari- gleich ¹A einer Wellenlänge entsprechend der höchtätsverbesserung des fallenden Kennlinienabschnitts sten Ubertragungsfrequenz. Die Ladeelemente gedurch Erhöhung und Stabilisierung des Stromver- maß der Erfindung werden durch Speisung der Leistärkungsfaktors α jeder Stufe auf den Wert 1. Mit tung mit einer entsprechend bemessenen und koneiner Ausnahme arbeitet diese Schaltung entspre- 55 stant geregelten Stromquelle in den fallenden Kennchend derjenigen nach Fig. 1, da eine Kaskade der linienbereich mit negativer Impedanz gesteuert. Die vorliegenden Art wie ein einziger Transistor mit - Leitung kann so auf einfache Weise fjir einen gehöherem α wirkt. Die Ausnahme besteht darin, daß gebenen Frequenzbereich praktisch verlust- und der Spannungs-Schwellwert an Rl und Rl infolge verzerrungsfrei gemacht werden. Dabei ergeben sich der Reihenschaltung je zweier Basis-Emitter-Strecken 60 durch Einsparungen der üblichen Verstärker, Ausverdoppelt wird. Die Kennlinienpunkte b und c wer- gleicher, Puppin-Spulen u. dgl. beträchtliche Vorden also unter entsprechender Erhöhung der durch- teile hinsichtlich verminderten Bauaufwandes und schnittlichen Arbeitsspannung nach oben ver- Raumbedarfs. Außerdem kann auch der Leitungsschoben. querschnitt und damit der Aufwand für die Leitung Bei der Ausführung nach Fig. 6 wird die Nicht- 65 selbst vermindert werden. Endlich ist die Arbeitslinearität des fallenden Kennlinienabschnitts infolge weise der Leitung durch die erreichte Verlust- und der Abweichung des Stromverstärkungsfaktors α Verzerrungsfreiheit im Vergleich zu den bekannten von 1 und infolge des Spannungsabfalls von R1 und Anlagen verbessert.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

1 2 ordneter, äquivalenter Transistor (QIb, Q2b) Patentansprüche: vorgesehen ist.

1. Zweipol-Impedanzkonverter mit fallender Die Erfindung betrifft einen Zweipol-Impedanz-Strom-Spannungs-Kennlinie zum Anschluß an 5 konverter mit fallender Strom-Spannungs-Kennlinie eine Stromquelle, umfassend ein Paar von Tran- zum Anschluß an eine Stromquelle, umfassend ein sistoren entgegengesetzten Leitungstyps mit Paar von Transistoren entgegengesetzten Leitungs-Basis-, Emitter- und Kollektoranschlüssen, bei typs mit Basis-, Emitter- und Kollektoranschlüssen, dem der Basisanschluß eines jeden der beiden bei dem der Basisanschluß eines jeden der beiden Transistoren mit dem Kollektoranschluß des jeweils ₁₀ Transistoren mit dem Kollektoranschluß des jeweils:!)!; anderen Transistors und der Emitteranschluß eines anderen Transistors und der Emitteranschluß eines jeden der beiden Transistoren mit je einem der jeden der beiden Transistoren mit je einem der beiden Pole des Impedanzkonverters in Verbin- beiden Pole des Impedanzkonverters in Verbindung dung steht und bei dem ferner eine Impedanz steht und bei dem ferner eine Impedanz zwischen zwischen dem Basis- und Emitteranschluß eines ₁₅ dem Basis- und Emitteranschluß eines jeden der jeden der beiden Transistoren sowie eine Steuer- beiden Transistoren sowie eine Steuerimpedanz zwiimpedanz zwischen den Basisanschlüssen beider sehen den Basisanschlüssen beider Transistoren anTransistoren angeordnet ist, dadurch ge- geordnet ist.

kennzeichnet, daß jeder der beiden Tran- Die Schaltung eines Impedanzkonverters der vorsistoren (Ql, Q 2) durch die zwischen seinem ₂₀ genannten Art, der einen fallenden Kennlinien-Basis- und Emitteranschluß angeordnete Im- abschnitt mit negativer differentieller Impedanz aufpedanz (R 1 bzw. R 2) und die zwischen den weist, ist aus der deutschen Patentschrift 975 754 Basisanschlüssen beider Transistoren angeord- bekannt. Schaltungen dieser Art finden Anwendungnete Steuerimpedanz (R3) auf einen stabilen insbesondere in der elektrischen Steuerungs- und Arbeitspunkt in seinem linearen Kennlinien- ₂₅ Nachrichtenübertragungstechnik, wobei der negative bereich vorgespannt ist, derart, daß zwischen Wirkanteil der differentiellen Impedanz, d. h. des den beiden Polen (1, 2) des Impedanzkonverters Wechselstromwiderstandes, beispielsweise zur Komeine der negativen Größe der Steuerimpedanz pensation von positiven Wirkanteilen der Impe- (R 3) proportionale Eingangsimpedanz erscheint. danz von Übergangskanälen, zum Verlust- und Ver-

2. Impedanzkonverter nach Anspruch 1, da- ₃₀ zerrungsausgleich, zur Schwingungsanfachung, als durch gekennzeichnet, daß jeder der beiden Tran- Verstärker oder zum Aufbau von bistabilen Schalsistoren (Ql, Q2) mit einem in Reihe zu sei- tungselementen u.dgl. benutzt wird. Für viele der nem Emitteranschluß angeordneten Widerstand vorgenannten Anwendungen ist eine Konstanz des (ReI, Re2) zur Erhöhung der Linearität der negativen Wirkanteils der differentiellen Impedanz negativen Eingangsimpedanz versehen ist. ₃₅ bis herab zu vergleichsweise niedrigen Frequenzen

3. Impedanzkonverter nach Anspruch 1 oder 2, und — z.B. in der Steuerungstechnik — sogar bis dadurch gekennzeichnet, daß als Steuerimpedanz herab zur Frequenz Null erwünscht. Gleichzeitig ein Widerstand (R 3) mit einem parallelgeschalte- kommt es in allen Fällen auf eine stabile Arbeitsten Kondensator (C 3) vorgesehen ist. punkteinstellung innerhalb des fallenden Kennlinien-

4. Impedanzkonverter nach einem der voran- ₄₀ abschnitts an, da ohne eine solche stabile Eihstelgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, lung von den Vorteilen eines negativen Wirkanteils daß zu jedem der beiden Transistoren (QIa, der Impedanz im praktischen Betrieb kein Gebrauch Q 2 α) ein zweiter Transistor jeweils entgegen- gemacht werden kann.

gesetzten Leitungstyps parallel geschaltet ist, Bei der bekannten Schaltung eines Zweipol-Impe- < daß jeder der beiden zweiten Transistoren (Q 1 b, 45 danzkonverters der vorgenannten Art ist die Stabili- Q2b) mit seiner Emitter-Basis-Strecke zwischen tat der Arbeitspunkteinstellung dadurch bedingt, daß der Steuerimpedanz (R3) und dem Kollektor- die beiden Transistoren entgegengesetzten Leitungsanschluß des zugehörigen ersten Transistors typs (komplementäre Transistoren) nur wechsel-(QIa, QId) angeordnet ist und daß der KoI- strommäßig, nicht dagegen gleichstrommäßig über lektoranschluß eines jeden der beiden zweiten 50 Kreuz rückgekoppelt sind. Vielmehr sind hier die Transistoren mit dem Basisanschluß des züge- Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren in einem hörigen ersten Transistors (QIa, Q 2 α) verbun- Gleichstromkreis hintereinandergeschaltet, so daß die den ist, wodurch Spannungsänderungen in den Arbeitspunktstabilisierung mit Hilfe von geeigneten zur stabilen Vorspannung vorgesehenen Schal- Vorspannungswiderständen in üblicher Weise ertungsmitteln einen verstärkten Eingangsstrom 55 reicht werden kann. Dadurch ist aber der voran dem betreffenden ersten Transistor zur Er- erwähnte Nachteil bedingt, daß die Schaltung für höhung der Linearität der negativen Eingangs- Gleichstrom-Eingangssignale wie auch für Eingangsimpedanz erzeugen. signale niedriger Frequenz keinen negativen, sondern

5. Impedanzkonverter nach einem der voran- einen positiven Wirkanteil der Impedanz sowie im gehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, 60 Bereich des bei entsprechend hohen Frequenzen tatdaß die beiden mit ihren Basis- und Kollektor- sächlich negativen Wirkanteils der Impedanz einen anschlüssen über Kreuz verbundenen (ersten) entsprechenden Frequenzgang aufweist. Außerdem Transistoren durch eine Vierschichtdiode mit ist zur Ausnutzung des fallenden Kennlinienzwei Basen und zwei Emittern gebildet sind. abschnitts im Bereich niedriger Frequenzen bei einer

6. Impedanzkonverter nach einem der An- 65 solchen Schaltung eine unerwünschte Größe der sprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß für Koppelkondensatoren erforderlich.

jeden der beiden Transistoren (QIa, Q 2 α) ein Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, eine

in Zweierkaskade (Darlington-Kaskade) ange- Schaltung für einen Impedanzkonverter mit fallen-