DE959561C - Negativer Impedanzwandler mit Transistoren - Google Patents
Negativer Impedanzwandler mit TransistorenInfo
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- H04B3/16—Control of transmission; Equalising characterised by the negative-impedance network used
- H04B3/18—Control of transmission; Equalising characterised by the negative-impedance network used wherein the network comprises semiconductor devices
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Description
AUSGEGEBEN AM 7. MÄRZ 1957
W 11387 Villa j 2ia*
Die Erfindung betrifft Impedanzumwandlung, insbesondere die Umwandlung einer Impedanz in ihr
negatives Gegenstück. Allgemeine Aufgaben der Erfindung bestehen darin, den Aufbau von negativen
Impedanzwandlern zu vereinfachen, ihre Größe zu verringern und ihren Arbeitsbereich zu erweitern. Eine
besondere Aufgabe besteht darin, die Empfindlichkeit von negativen Impedanzwandlern gegen Schwankungen
der zugeführten Arbeits- oder Vorspannung zu vermindern.
Negative Impedanzwandler, bei denen als aktive Elemente Vakuumröhren verwendet werden, sind von
J. L. Merrill in Aufsätzen beschrieben worden, die in den »Transactions of the American Institute of
Electrical Engineers« 1951, Bd. 70, Teil 1, S. 49 bis 54,
und im »Bell System Technical Journal«· 1951,
Bd. 30, S. 88 bis 109, veröffentlicht sind. Solche negativen Impedanzwandler sind bei zahlreichen
Gelegenheiten in der Nachrichtentechnik von Nutzen. Anwendungsbeispiele sind in Aufsätzen über negative
Impedanzwandler beschrieben, die von G. Crisson im »Bell System Technical Journal« 1931, Bd. 10,
S. 485, und von E. L. Ginzton in den »Electronics«,
Bd. 18, 1945 (Juli, S. 140; Oktober, S. 138, und
September, S. 140) veröffentlicht wurden.
Obwohl die Wandler von Merrill entscheidende Vorteile für die Technik bieten, kann man doch,
gegen sie einwenden, daß sie unhandlich sind, kurze Lebensdauer und großen Leistungsbedarf aufweisen
und gegen Schwankungen der zugeführten Arbeitsspannung empfindlich sind. Die vorliegende Erfindung
schafft Wandler, bei denen ein oder mehrere Tran-
sistoren als aktives Element bzw. Elemente verwendet werden und die die obigen Nachteile nicht aufweisen.
Abgesehen von ihrer mechanischen Festigkeit, geringen Größe, kleinen Leistungsaufnahme und ihrem
großen Arbeitsbereich sind sie so unempfindlich gegen Schwankungen der zugeführten Arbeitsspannung, daß
eine Änderung dieser Spannung um 70 % eine Änderung des negativen Impedanz-Umwandlungsfaktors
von nur 5% ergibt.
Im allgemeinen können bei den erfindungsgemäßen Wandlern ein Transistor oder mehrere Transistoren
jeder Art und mit jedem Wert für den Stromvervielfachungsfaktor
cc verwendet werden. Der Punktkontakt-Transistor ist z. B. durch den hohen Wert des gezeigten Stromvervielfachungsfaktors bemerkenswert.
Durch Verwendung eines solchen Transistors in einem der erfindungsgemäßen Wandler kann ein vergleichsweise
kleiner positiver Widerstand in einen viel größeren negativen umgewandelt werden. Jedoch
so ergeben sich besondere Vorteile in bezug auf Stabilität, Vorherbestimmbarkeit und Proportionalität zwischen
der umzuwandelnden positiven Impedanz und der sich bei der Wandlung ergebenden negativen Impedanz
aus der Verwendung eines Transistors, dessen Strom-Vervielfachungsfaktor in einem großen Arbeitsbereich
nahe bei Eins liegt und liegenbleibt.
Obgleich auch ein Punktkontakt-Transistor durch Anwendung besonderer Vorspannungsbedingungen
und durch Verwendung besonderer Rückkopplungskreise dazu gebracht werden kann, daß er einen Stromvervielfachungsfaktor
von Eins zeigt, so wird doch vorzugsweise dieses Ergebnis durch Verwendung eines
Transistors erreicht, dem diese Eigenschaft von Natur aus eigen ist, d. h. eines Verbindungstransistors oder
eines zusammengesetzten Transistors. Transistoren dieser vorzugsweise anzuwendenden Art sind außerordentlich
stabil in fast jeder Hinsicht, jedoch enthält der Sammelelektrodenstrom eines solchen Transistors
eine Komponente, die Änderungen mit der Temperatur unterworfen ist. Daraus folgt, daß ein negativer
Impedanzwandler, der einen solchen Transistor als aktives Element enthält, ebenfalls Änderungen mit
der Temperatur unterworfen ist. Gemäß einem Nebenmerkmal der Erfindung werden Schaltungsanordnungen
geschaffen, die so arbeiten, daß der negative Impedanzwandler unempfindlich gegen Änderungen
mit der Temperatur des Transistors wird, der einen Teil des Wandlers bildet.
Die Erfindung wird an Hand.der folgenden ins einzelne gehenden Erläuterung von vorzugsweisen
Ausführungen der Erfindung in Zusammenhang mit den schematischen Schaltbildern vollständig zu
verstehen sein.
Fig. ι zeigt einen negativen Impedanzwandler einfächer
Form und des im Leerlauf stabilen Typs;
Fig. ζ zeigt eine Erweiterung der Fig. 1;
Fig. 3 zeigt eine Abänderung der Fig. 2, die im Kurzschluß stabil ist;
Fig. ζ zeigt eine Erweiterung der Fig. 1;
Fig. 3 zeigt eine Abänderung der Fig. 2, die im Kurzschluß stabil ist;
Fig. 4 zeigt einen im Gegentakt arbeitenden negativen Impedanzwandler des im Leerlauf stabilen Typs;
Fig. 5 zeigt einen im Gegentakt arbeitenden negativen Impedanzwandler des im Kurzschluß stabilen
Typs;
Fig. 6 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des Wandlers der Fig. 4;
Fig. 7 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild des Wandlers der Fig. 5;
Fig. 8 zeigt ein Diagramm der Eingangsimpedanz bei verschiedenen Frequenzen für den Wandler der
Fig. 4 mit besonderen Werten für seine Schaltelemente und seinen Abschluß;
Fig. 9 zeigt ein Diagramm des komplexen Eingangsleitwertes bei verschiedenen Frequenzen für den
Wandler der Fig. 5 mit besonderen Werten für seine Schaltelemente und seinen Abschluß;
Fig. 10 zeigt ein Ersatzschaltbild, das zur Erklärung
dient, wie die Temperaturabhängigkeit des erfindungsgemäßen Wandlers beseitigt werden kann.
Die Fig. 1 zeigt einen besonders einfachen negativen
Impedanzwandler, an Hand dessen die Arbeitsweise sämtlicher verschiedenen Wandler der Erfindung
erklärt werden soll. Er besteht aus einem Übertragungskreis mit den Eingangsklemmen 1-1, an die eine
Signalquelle 3 zusammen mit einer Eingangsabschlußimpedanz Zt angeschlossen werden kann, und mit den
Ausgangsklemmen 2-2, die an eine Abschlußimpedanz Zt angeschlossen sind. Als aktives Element wird
für den Übertragungskreis ein Transistor 4 verwendet, der eine mit einer der Eingangsklemmen verbundene
Steuerelektrode 5, eine mit einer der Ausgangsklemmen verbundene Sammelelektrode 6 und eine
Basiselektrode 7 aufweist, die mit einer Eingangs- und einer Ausgangsklemme verbunden ist. Vorspannungen
geeigneter Größe und geeigneten Vorzeichens für die Steuerelektrode und die Sammelelektrode können den
Spannungsquellen 8 und 9 entnommen werden.
Die Polung der Quellen 8 und 9 ist richtig für einen P-Typ-Transistor, wie er durch die Tatsache angedeutet
ist, daß die Pfeilspitze an der Steuerelektrode nach außen zeigt. Wenn N-Typ-Transistoren verwendet
werden sollen, so würde dies durch eine nach innen gerichtete Pfeilspitze an der Steuerelektrode 5
angedeutet werden, und beide Vorspannungsquellen 8 und 9 würden umgekehrtes Vorzeichen haben.
Zusätzlich zu den obigen Schaltelementen, die in der Verstärkertechnik allgemein üblich sind, ist ein
Transformator 10 vorgesehen, dessen Primärwicklung an die Ausgangsklemmen 2 und dessen Sekundärwicklung
zwischen die Basiselektrode 7 und die miteinander verbundenen Klemmen 1, 2 geschaltet sind.
Seine Polung ist, wie durch die üblichen Punkte angedeutet ist, so vorgenommen, daß seine Ausgangsspannung
gegenphasig zur Eingangsspannung ist.
Die Art und Weise, wie die Schaltung der Fig. 1 als negativer Impedanzwandler arbeitet, kann in einfacher
Weise folgendermaßen erklärt werden: Angenommen, es fließe ein Signalstrom ie in die Steuerelektrode
5, dann fließt entsprechend der bekannten Arbeitsweise von Transistoren ein Sammelelektrodenstrom
mit einem Wert, der nahezu aie ist, aus der
Sammelelektrode 6, wobei α der Stromvervielfachungsfaktor des Transistors 4 ist. Wenn man zunächst den
etwaigen Strom, den die Primärwicklung des Transformators aufnimmt, nicht beachtet, fließt dieser
Strom durch die Abschlußimpedanz Zt und erzeugt
an ihr einen Spannungsabfall, dessen Größe gegeben ist durch
a Zt ie ■
Ein Bruchteil β dieser Spannung, nämlich eine Spannung von der Größe
wird in den Steuerelektrodenkreis rückgekoppelt. Diese ίο Spannung liegt mit der Signalquelle in Reihe und hat
die entgegengesetzte Phase wie diese, was durch die Art der Polung der Transformatorwicklungen erreicht
wird.
Nun ist es für Transistoren allgemein kennzeichnend,
daß die Spannungsdifferenz zwischen der Steuerelektrode 5 und der Basiselektrode 7 klein ist, mit
anderen Worten, daß nur ein kleiner Spannungsabfall an den Eingangsklemmen 5 und 7 des Transistors
selbst besteht. Hieraus folgt, daß die gesamte an den Eingangsklemmen 1-1 des Kreises erscheinende
Spannung als Ganzes sehr nahe gleich der über den Transformator 10 rückgekoppelten Spannung ist,
nämlich
E1 = —β α ZT Ie-
(ι)
Infolgedessen ergibt sich durch Division durch den Strom Je für die Eingangsimpedanz
Z1 — -γ- = —β α Ζτ ■
ie
ie
(2)
Mit anderen Worten: die Eingangsimpedanz, wie sie an den Eingangsklemmen 1-1 des Kreises erscheint,
ist gleich dem negativen Wert der Abschlußimpedanz Zt, vergrößert (oder verkleinert) um einen
Umwandlungsfaktor β α.
Die vorangegangene vereinfachte Erklärung läßt zwei Gegebenheiten außer acht, nämlich den Strom,
den die Primärwicklung des Transformators 10 aufnimmt, und einen etwaigen Strom, der in die Basiselektrode.
7 des Transistors 4 fließen kann. Bezüglich der ersten Annäherung ist bekannt, daß, zumindest
innerhalb eines besonderen Arbeitsbereichs, ein Transformator gebaut werden kann, dessen Wirkungsweise
sich sehr weit einem idealen Transformator nähert. Dabei ist der durch die Primärwicklung des Transformators
10 aufgenommene Strom keine ernsthafte Fehlerquelle bei der vorangegangenen Erklärung.
Der durch die Basiselektrode 7 des Transistors fließende Strom erzeugt, wenn er vorhanden ist, einen
Spannungsabfall an der Sekundärwicklung des Transformators 10 und verringert damit die Genauigkeit der
vorangegangenen Erklärung. Jedoch kann gemäß einem Merkmal der Erfindung dieser Basiselektrodenstrom
vernachlässigbar klein gemacht werden, indem ein Transistor verwendet wird, der durch einen Stromvervielfachungsfaktor
gekennzeichnet ist, dessen Wert sehr nahe bei Eins liegt, d. h. dessen Sammelelektrodenstrom
fast genau gleich seinem Steuerelektrodenstrom ist, weshalb sein eigentlicher Basiselektrodenstrom
Null ist. Unter den Transistoren mit dieser Eigenschaft sind die PN-Transistoren besonders zu erwähnen.
Bei einem solchen Transistor, d. h. einem Transistor mit einem Stromvervielfachungsfaktor, der im wesentliehen
gleich Eins ist, kommt die vorangegangene Erklärung der Wirklichkeit sehr nahe. Wenn der Wert
von α nunmehr Eins ist, wird die Eingangsimpedanz des Kreises
Z1 ^-ß ZT. (3)
Die Verallgemeinerung, die durch Verwendung eines Transformators eingeführt wird, dessen durch
sein Windungsverhältnis bestimmtes und durch β gegebenes Spannungsverhältnis stark von Eins verschieden
ist, ist von geringem praktischem Interesse. Der Transformator dient zur Schaffung eines Wandlers,
der eine kleine positive Impedanz in eine große negative umwandelt, oder umgekehrt. In der Praxis
ist ein Wandler, dessen Umwandlungsfaktor im wesentliehen
Eins ist, in den meisten Fällen ausreichend und in manchen Fällen von Vorteil. Daher ist es vorzuziehen,
das Windungsverhältnis des Transformators 10 nur mit Rücksicht darauf zu wählen, daß
es eine Abweichung des Transistor-Stromvervielfachungsfaktors vom Wert Eins genau kompensiert,
d.h. daß
ßa = x.
(4)
Bei dieser Änderung wird die an den Eingangsklemmen 1-1 erscheinende Impedanz einfach
Z1 = —
(5)
Durch eine Beweisführung, die an jeder Stelle dual zu der vorangegangenen Erklärung ist, kann gezeigt
werden, daß der durch das Netzwerk an seinen Klemmen 2-2 dargestellte komplexe Leitwert der negative
Wert des Abschlußleitwerts Zt ist, der an die Klemmen
1-1 angeschlossen ist. Mit anderen Worten: die äußere Wirkung des Wandlers der Fig. 1 ist vollständig
zweiseitig. Im Innern ist jedoch die Wirkung insofern verschieden, als der Transformator nunmehr als »vorwärts
koppelndes« Element wirkt, d.h., er liefert die an die Sammelelektrodenklemmen 2-2 angelegte Leistung
unter Phasenumkehr an die Basiselektrode des Transistors.
Es können heute Transistoren hergestellt werden, deren Stromvervielfachungsfaktor so nahe bei Eins
liegt und deren Basiselektrodenstrom daher so vernachlässigbar klein ist, daß ihre Übertragungseigenschaften
mit denen eines elektromagnetischen Transformators vergleichbar sind.
Daher kann gemäß einem weiteren Erfindungsmerkmal der Transformator 10 der Fig. 1 selbst durch
einen Transistor ersetzt werden, der so gewählt wird, daß er ein Verhältnis des Ausgangs- zum Eingangsstrom von Eins ergibt und der so in den Kreis eingeschaltet
wird, daß seine Ausgangsspannung mit Phasenumkehr an der Basiselektrode des Arbeitstransistors liegt. Fig. 2 zeigt einen solchen Kreis, bei
dem die Vorspannungsquellen durch ein Paar Widerstände 12, 13 ersetzt sind, die zwischen die Erde und
die positive Klemme einer einzigen Spannungsquelle 14 geschaltet sind, deren negative Klemme geerdet ist.
Die Basiselektrode 7 des Arbeitstransistors 4 ist mit der gemeinsamen Klemme 15 dieser beiden Widerstände
12 und 13 verbunden. Die relative Größe dieser Widerstände ist so gewählt, daß Vorspannungen
von geeigneter Größe an die Steuerelektrode 5, die Basiselektrode 7 und die Sammelelektrode 6 des Transistors
angelegt werden. Geeignete Arbeitsspannungen werden an die Sammelelektrode 6, die Basiselektrode 7
und die Steuerelektrode 5 mit Hilfe der Widerstände 16,
17 und 18 angelegt. Die Eingangsklemmen 1, 1 sind an
die Erde und über den Sperrkondensator 19 an die Steuerelektrode 5 angeschlossen, während die Ausgangsklemmen
2, 2 an die Erde und über einen Sperrkondensator 20 an die Sammelelektrode 6 angeschlossen
sind. Mit den Ausgangsklemmen 2, 2 ist eine Abschlußimpedanz ZT und mit den Eingangsklemmen
ι, ι eine Signalquelle 3 verbunden. Die Stromversorgungswiderstände
12 und 13 können für die Signalfrequenzen durch die Kondensatoren 21 und 22 überbrückt
werden.
Ein zweiter oder Phasenschieber-Transistor 11 ist
im unteren Teil der Figur dargestellt. Er kann von derselben Art wie der obere Transistor 4 sein und daher
mit den gleichen Vorspannungen arbeiten. Somit sind seine Steuer-, Basis- und Sammelelektroden an die
gleichen Punkte der Stromversorgungswiderstände 12 und 13 wie die entsprechenden Elektroden des Arbeitstransistors 4 angeschlossen. Diese Anschlüsse können
weiterhin mit Hilfe von ähnlichen Widerständen 16', 17' und 18' durchgeführt sein.
Die Ausgangsspannung des Arbeitstransistors 4 wird mit Hilfe eines Leiters 23 und eines Sperrkondensators
24 an den Phasenschiebungstransistor 11 angelegt. Das Anlegen geschieht nicht unmittelbar an der
Steuerelektrode des Phasenschiebungstransistors, sondern an seiner Basiselektrode 27. Wenn ein Eingangssignal
zur Basiselektrode des Transistors gelangt, wobei das Potential seiner Steuerelektrode festgehalten
wird oder dem Basiselektrodenpotential folgen kann, wird dieses Signal in seinem Sammelelektrodenkreis
mit Umkehrung der Phase übertragen. Die Ausgangsspannung mit umgekehrter Phase des Hilfstransistors
11 geht nun über den Leiter 25 und einen Sperrkondensator
26 zur Basiselektrode des ersten Transistors 4. Diese Spannung wird durch den Widerstand 17 gestützt
und wirkt genau in der Weise, wie sie an Hand der Fig. 1 für die vom Sammelelektrodenkreis zur
Transistor-Basiselektrode durch den Phasenumkehr-Transformator 10 rückgekoppelte Spannung beschrieben
wurde.
Eine einfache Untersuchung zeigt, daß in diesem Falle der Rückkopplungsfaktor, welcher dem Windungsverhältnis
des Transformators 10 der Fig. 1 entspricht, gleich dem Verhältnis des Parallelwider-Standes
des oberen Basiselektrodenwiderstandes 17 und des unteren Sammelelektrodenwiderstandes 16'
zum unteren Steuerelektrodenwiderstandes 18', multipliziert mit dem α des unteren Transistors ist, d. h.
gegeben ist durch
τ? τ?'
(6) Für einen negativen Umwandlungsfaktor von — 1 ist
dieser Rückkopplungsfaktor entsprechend der Gleichung (4) zu wählen, d. h.
■ills
(4a)
Wenn es aus irgendeinem Grund erwünscht ist, diesen Faktor ohne Veränderung der Vorspannungsverhältnisse der Transistorelektroden zu erhöhen, kann
ein Teil des Widerstandes R'1S durch einen Nebenschlußkondensator
überbrückt werden.
Bei einem gegebenen negativen Impedanzwandler, dessen Eigenschaften oben beschrieben sind, und bei
einer gegebenen Schaltung der Quelle und der Abschlußimpedanz wie in Fig. 2 ist der Kreis stabil, wenn
die Steuerelektrodenklemmen 1-1 offen sind. Weiter ist bekannt, daß bei Wandlern mit diesen Eigenschaften
die Quelle und die Abschlußimpedanz vertauscht werden können, wobei der Kreis immer noch als negativer
Impedanzwandler wirkt, jedoch ist er nunmehr ein im Kurzschluß stabiler Kreis. Fig. 3 zeigt einen
solchen im Kurzschluß stabilen negativen Impedanzwandler. Er ist im Aufbau identisch mit Fig. 2, mit
Ausnahme der Tatsache, daß die Quelle 3 und die Abschlußimpedanz, die nunmehr als komplexer Leitwert
Yt behandelt wird, zwischen den Steuerelektrodenklemmen
1-1 und den Sammelelektrodenklemmen 2-2 ausgetauscht sind. Diese reziproken Stabilitätsbetrachtungen
sind durch G. Crisson im »Bell System Technical Journal«, Juli 1931, Band 10,
S. 485, behandelt.
Die Fig. 1, 2 und 3 stellen einseitige oder unsymmetrische
Kreise dar. In den Fig. 2 und 3 ist eine der beiden unsymmetrischen Klemmen in jedem Falle mit
der Erde verbunden.
Die Erfindung kann leicht auf symmetrische oder Gegentakt-Kreise ausgedehnt werden. Somit ist die
Forderung an einem Transistor, als Arbeitstransistor eines unsymmetrischen negativen Impedanzwandlers
zu dienen, im wesentlichen identisch mit der Forderung an einen Transistor, als Phasenumkehrer zu dienen.
Dementsprechend ist es zweckmäßig, gleiche Einheiten für den Wandler-Transistor 4 und den Umkehr-Transistor
11 der Fig. 2 und 3 zu verwenden und sie mit den gleichen Arbeitsspannungen mit Hilfe gleicher
Vorspannungskreise zu versehen. Dies führt zu der Tatsache, daß, abgesehen von der Lage der Eingangsund
Ausgangsklemmen, die Anordnungen der Fig. 2 und 3 symmetrisch sind. Infolgedessen wird durch
bloße Verlegung der Steuerelektroden- und Sammelelektrodenklemmen der einseitige Wandler der Fig. 2
ein im L€erlauf stabiler symmetrischer oder Gegentaktwandler,
wie er in Fig. 4 gezeigt ist. In gleicher Weise entsteht durch bloße Verlegung der Steuerelektroden-
und Sammelelektrodenklemmen der Fig. 3 ein im Kurzschluß stabiler symmetrischer oder Gegentaktwandler,
wie er in Fig. 5 dargestellt ist.
Entsprechend der in der Vakuumröhrenverstärker-Technik üblichen Praxis werden die Kondensatoren 21
und 22, die bei den unsymmetrischen Kreisen der Fig. 2 und 3 zur Überbrückung der Stromversorgungs-
widerstände I2 und 13 bei Signalfrequenzen dienen, bei den symmetrischen oder Gegentaktkreisen der
Fig. 4 und 5 überflüssig und sind dementsprechend weggelassen.
Die oben in Zusammenhang mit Fig. 1 gegebene vereinfachte
Erklärung kann auf den symmetrischen Wandler der Fig. 4 ausgedehnt werden. Um jedoch
das Ausmaß, mit dem die Wirkungsweise eines solchen Umwandlers vom Ideal abweicht, im einzelnen zu
prüfen, soll eine Untersuchung des tatsächlichen Kreises durchgeführt werden. Diese Untersuchung
wurde mit Hilfe des Ersatzschaltbildes der Fig. 6 vorgenommen, bei dem im Vergleich zum vollständigen
Kreis der Fig. 4 zwei Vereinfachungen gemacht sind. Erstens sind die an die Steuerelektrodenklemmen 1-1
angeschlossenen Widerstände A1, die zur Lieferung der
Arbeits-Vorströme für die Steuerelektroden dienen, in Fig. 6 weggelassen. Dies ist das gleiche, als ob man
ihre Nebenschlußwirkung außer acht läßt, d. h. als ob man sie effektiv als unendliche Widerstände
betrachtet. Diese Vereinfachung ist vollkommen richtig, weil solche Widerstände in der Praxis normalerweise
sehr groß im Vergleich zu anderen Widerständen im Kreis sind und weil sie außerdem nur den Wandler
als Ganzes überbrücken und nicht seine Wirkungsweise im Innern verändern. Zweitens sind die Widerstände
R5, die an die Sammelelektrodenklemmen 2-2 angeschlossen sind und die Sammelelektroden-Vorströme
liefern, in Fig. 6 in gleicher Weise weggelassen. Diese Widerstände sind ebenfalls normalerweise verhältnismäßig
groß, so daß ihre Nebenschlußwirkung klein ist. Wenn eine größere Genauigkeit gewünscht
wird, kann die Abschlußimpedanz ZT der Fig. 6 als
aus dem Parallelwiderstand dieser Stromversorgungswiderstände und der Abschlußimpedanz ZT der Fig. 4
zusammengesetzt betrachtet werden.
Bei diesen Vereinfachungen und bei der einfachen Annäherung, daß der Sammelelektrodenwiderstand rc
der beiden Transistoren 4 und 11 groß im Vergleich zur Abschlußimpedanz Zt des Wandlers ist, so daß
die letztere im Vergleich zum ersteren vernachlässigt werden kann, ergibt eine einfache Untersuchung des
Kreises der Fig. 6 für die Eingangsimpedanz Z1 den folgenden Ausdruck:
= —a Z.
(7)
bei dem die verschiedenen Werte die in Fig. 6 angegebene Bedeutung haben.
Bei der weiteren Annäherung, daß die Koppelkondensatoren lediglich so arbeiten, daß sie die Vorspannungen
abriegeln und keine wesentliche Impedanz bei den Signalfrequenzen einfügen, d. h.
Za -+■ 0,
~~- = {i — 2a)ZN + 2re + (i — a)2rb. (8)
Die einzige Näherung, die bei der Ableitung der obigen Beziehungen gemacht ist, besteht darin, daß
ZtI1Tc vernachlässigt wird, das ist eine sehr gute Näherung
für praktische Kreise mit einer Belastung in der Größenordnung von iooo Ohm, da rc normalerweise
in der Größenordnung von Megohm liegt.
Da sich der Stromvervielfachungsfaktor guter Verbindungstransistoren
im Bereich von 0,95 bis 1,0 bewegt, liegt der Multiplikator von Zn in Gleichung (8)
nahe bei dem idealen Wert von —1,0. Die Abweichung der Eingangsimpedanz von —Zn, die mit dem
zweiten und dritten Ausdruck der Gleichung (8) zusammenhängt, ist ebenfalls klein. re ist umgekehrt
proportional dem Steuerelektrodenstrom und beträgt 13 Ohm bei 2 Milliampere. Der dritte Ausdruck
beträgt wenige Prozent von rj,, dessen Wert wenige
hundert Ohm ist.
Fig. 8 zeigt die Ortskurve der Eingangsimpedanz des Wandlers nach Fig. 4 für den Fall, daß ein Abschlußwiderstand
von 1140 Ohm an die Ausgangs-
klemmen angeschlossen ist, wobei die Werte der inneren Schaltelemente die folgenden sind:
re = 25 Ohm rb = 200 Ohm
rc — 2 Megohm α = 0,98
R1 = 56oo Ohm R2 = 4000 Ohm Rs = 5600 Ohm 2?4 = 4500 Ohm R5 = 5000 Ohm C1 = ι Mikrofarad Zy = 1140 Ohm Es = 72 Volt
R1 = 56oo Ohm R2 = 4000 Ohm Rs = 5600 Ohm 2?4 = 4500 Ohm R5 = 5000 Ohm C1 = ι Mikrofarad Zy = 1140 Ohm Es = 72 Volt
und der Kreis symmetrisch ist und entgegengesetzt angeordnete Elemente der gleichen Werte haben.
Der Fig. 8 ist zu entnehmen, daß die Eingangsimpedanz in einem sehr großen Frequenzbereich eine negative
komplexe Zahl ist und daß in der Mitte dieses Bereichs, nämlich bei den interessierenden Frequenzen,
ihre negative ohmsche Komponente die imaginäre Komponente weit überwiegt.
Der Hauptgrund für die Änderung der Eingangsimpedanz mit der Frequenz besteht darin, daß das
α des Transistors selbst frequenzabhängig ist und sich ungefähr entsprechend der Beziehung
α =
JL
T ca
(9)
ändert, wobei fca unter der Bezeichnung »α-Grenzfrequenz«
bekannt ist. Die Grenzfrequenz der Tran-
sistoren, die in den Wandlern enthalten sind, für welche Fig. 8 gezeichnet wurde, beträgt 1,75 MHz.
Die Tatsache, daß die Ortskurve der Eingangsimpedanz (Fig. 8) der Schaltung nach Fig. 4 den NuIlpunkt
mit steigender Frequenz im Uhrzeigersinn umkreist, bestätigt die Tatsache, daß der Kreis im Leerlauf
stabil ist. Stabilität im Leerlauf ist eine Eigenschaft jedes Wandlers, bei dem die Steuerelektrodenklemmen
als Eingangspunkte des Wandlers betrachtet werden, unabhängig von der Art der passiven Belastung
oder des verwendeten äußeren Kopplungsnetzwerks.
Fig. 7 ist ein Ersatzschaltbild des im Kurzschluß stabilen Wandlers der Fig. 5. Bei der Aufstellung
sind dieselben Vereinfachungen gemacht wie im Falle der Fig. 6. Eine einfache Untersuchung der Fig. 7
ergibt für den komplexen Leitwert des Wandlers nach 5
ZZ„
El T+^- + {i—a)YNUn + ~{2n + 2Zg)\
Zg
I
Zg
J
(10)
wobei die verschiedenen Werte die in Fig. 7 angegebenen
Bedeutungen haben.
Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, daß die ideale Arbeitsweise des im Kurzschluß stabilen Wandlers
gegeben ist durch den ersten Ausdruck des Zählers, nämlich
ÜL = _ay =_Y (11)
und daß die Abweichungen von diesem Ideal klein und verschieden von denen des im Leerlauf stabilen
Wandlers sind.
Fig. 9 ist eine graphische Darstellung des komplexen
Leitwerts des im Kurzschluß stabilen Wandlers nach Fig. 5, wenn die an seine Ausgangsklemmen angeschlossene
Abschlußimpedanz den Wert 430 Ohm hat und die verschiedenen inneren Schaltelemente die
folgenden Werte haben:
re = 25 Ohm
η = 200 Ohm
rc = 2 Megohm
α = 0,98
R6 = 2200 0hm
U7 = 14500 0hm
R8 = 5600 0hm
R9 = 12000 0hm
R10 = 2200 0hm
Cz = ι Mikrofarad
U7 = 14500 0hm
R8 = 5600 0hm
R9 = 12000 0hm
R10 = 2200 0hm
Cz = ι Mikrofarad
Yx =
Siemens
430
Eb = 45 Volt
Eb = 45 Volt
Da der Kreis symmetrisch ist, haben gegenüberliegende Elemente gleiche Werte.
Aus der Ortskurve der Fig. 9 sieht man, daß der komplexe Leitwert in einem sehr großen Frequenzbereich
eine negative komplexe Zahl ist und daß im mittleren Teil dieses Bereichs, nämlich bei den hauptsächlich
interessierenden Frequenzen, ihre negative ohmsche Leitwertkomponente die imaginäre Kornponente
überwiegt. Weiterhin bestätigt die Tatsache, daß die Ortskurve den Koordinatenanfangspunkt mit
steigenden Frequenzen im Uhrzeigersinn umkreist, die Stabilität im Kurzschluß des Wandlers. In der
Tat kann gezeigt werden, daß jeder Wandler der in Fig. 5 dargestellten Art durch Stabilität im Kurzschluß
gekennzeichnet ist, wenn er durch einen rein ohmschen Widerstand abgeschlossen wird, und daß
diese Tatsache unabhängig von der Art des passiven Kopplungsnetzwerks innerhalb des Wandlers ist,
vorausgesetzt, daß der Wert des α der Transistoren kleiner als Eins bleibt. Es ist ferner eine Tatsache,
daß ein solcher Wandler bei jeder passiven Abschlußimpedanz von sich aus im Kurzschluß stabil ist, vorausgesetzt,
daß das α der Transistoren eine reelle Zahl und kleiner als Eins ist.
Betrachtungen in bezug auf Überlastung: Ein anderer Punkt von Interesse hat sich für erfindungsgemäße
Wandler in Zusammenhang mit ihren Überlastungseigenschaften ergeben. Bei Wandlern der im
Leerlauf stabilen Art nach Fig. 4 steigt der negative Eingangswiderstand, wenn der Signalpegel erhöht
wird. Bei dem im Kurzschluß stabilen Wandler nach Fig. 5 wird der negative Eingangsleitwert kleiner,
wenn der Signalpegel erhöht wird. Somit ist in jedem Falle der Kreis gegen jede Neigung geschützt, bei
Überlastung Selbsterregung zu erzeugen.
Die Dimensionierung für eine unverzerrte Ausgangsleistung ist ähnlich, wie sie bei Α-Verstärkern mit
Pentoden angewendet wird. In beiden Fällen ist die Ausgangsleistung durch die zulässige Ruheverlustleistung
begrenzt, die beim Transistor Vc Ic beträgt,
wobei Vc die Sammelelektroden-Ruhespannung und
Ic der Sammelelektroden-Ruhestromist. Beim Wandler
sind die Amplituden der differentialen Spannungen und Ströme für die Eingangsklemmen, die Ausgangsklemmen
und die Sammelelektroden der Transistoren praktisch die gleichen. Infolgedessen sind diemaximalen
Größen der Wechselstromkomponenten der Spannung und des Stromes für verzerrungsfreien Betrieb an
allen Stellen Vc und Ic. Der Ruhearbeitspunkt ist
durch die zulässige Verlustleistung Vc Ic und die Belastungsimpedanz
Vc[Ic bestimmt. Die maximal
erreichbare Leistung an den Eingangsklemmen, die Hälfte der zulässigen Verlustleistung eines Transistors,
beträgt für einen PN-Verbindungstransistor 25 Milliwatt. Tatsächlich geht ein Teil dieser Leistung in den
Vorspannungswiderständen an den Eingangsklemmen verloren. Es sind Kreise gebaut worden, die eine
Leistung von 17 Milliwatt abgeben.
Dimensionierung in bezug auf kleinste Temperaturempfindlichkeit : Verbindungstransistoren werden
durch Änderungen der Temperatur nicht sehr beeinflußt, abgesehen von einer Ausnahme. Der Sammelelektrodenstrom.
Ico, der bei NichtVorhandensein eines Steuerelektrodenstroms fließt, ist außerordentlich
temperaturabhängig. Eine geeignete Dimensionierung der Wandlerkreise kann seine Wirkung auf die
Arbeitsweise des Kreises klein machen. Bei Raumtemperatur beträgt Ico gewöhnlich wenige Mikro- iss
ampere. Bei Verbindungstransistoren ist die Änderung
von /c0 zwischen Raumtemperatur und 650C normalerweise
geringer als 100 Mikroampere. Die Wirkung des vergrößerten Ic0 besteht darin, daß die maximale
Ausgangsleistung durch Verkleinerung der Signalgröße, die zur Verzerrung führt, geringer wird. Bei
manchen Kreisen werden die Änderungen von I00
verstärkt und verringern sehr stark die maximale unverzerrte Ausgangsleistung. Eine Untersuchung des
Ersatzschaltbildes der Fig. io gibt bei den zwei ungünstigen
Näherungen rc = oo und α = ι die folgenden
Beziehungen:
ο , -R1 R2
ZJ V ο —— ZJ ±
00 /I T
—— ZJ ± Q 0
Auf Grund der Gleichungen (12) und (13) soll zur Vermeidung
von Änderungen des Arbeitspunktes das Verhältnis
Rg+'
R1R2
+ R2
(14)
ein kleiner Wert sein.
Die Änderung von I0 von wenigen hundert Mikroampere,
die man erhält, wenn das obige Verhältnis wenige Einer beträgt, ist immer noch ein Bruchteil
des normalen Ruhe-Sammelelektrodenstroms, der einige
Milliampere beträgt.
Der erfindungsgemäße Wandler in allen seinen Ausführungsformen, insbesondere in denen der Fig. 2, 3, 4
und 5, hat somit eine stabile und zuverlässige negative Impedanz an seinen Eingangsklemmen, wenn er in
der oben beschriebenen Weise mit einer positiven Impedanz geeignet abgeschlossen ist. Hieraus folgt,
daß eine Kombination aus einem solchen Wandler mit seinem Abschluß z. B. als Telefonleitungsverstärker
verwendet werden kann, wobei ihm die Betriebsleistung über die Telefonleitung zugeführt wird.
Ein Wandler der im Leerlauf stabilen Art ist selbstverständlich in Reihe mit der Leitung und ein Wandler
der im Kurzschluß stabilen Art parallel zur Leitung zu schalten.
Bei einer solchen Anwendung bieten die erfindungsgemäßen Wandler entscheidende Vorteile gegenüber
den heute verfügbaren Wandlern. Abgesehen von ihrer geringen Größe und kompakten Form, mechanischen
Festigkeit, langenLebensdauerundgeringemLeistungsbedarf sind sie besonders bemerkenswert wegen ihrer
Unempfindlichkeit für Schwankungen der Arbeitsspannung. Im Vergleich zu Wandlern, bei denen als
aktive Elemente Vakuumröhren verwendet werden, ist diese Unempfindlichkeit auf mehrere Gründe
zurückzuführen. Erstens hängen die Parameter der Vakuumröhre, auf der die Wirkung der verfügbaren
Wandler beruht, in ihrer Größe von den Arbeitsspannungen ab, die der Anode und dem Gitter zu-
geführt werden. Die Parameter des Transistors, insbesondere sein a, sind viel weniger abhängig von
den Steuerelektroden- und Sammelelektrodenvorspannungen. Diese Abhängigkeit von den Vorspannungen
wird, wenn sie vorhanden ist, weiterhin durch die erfindungsgemäßen Stromversorgungskreise verringert,
die so arbeiten, daß das Verhältnis der Sammelelektrodenvorspannung zur Steuerelektrodenvorspannung
im wesentlichen konstant bleibt, auch wenn R1R2
R2
(12)
(13)
diese Werte einzeln über einen großen Bereich schwanken. Der wichtigste Grund besteht darin, daß
jeder Parameter der Vakuumröhre mit jeder Änderung des Heizfaden- oder Heizstroms von seinem Normalwert
abweicht. Diese Abhängigkeit hat beim Transistor kein Gegenstück.
Es ist leicht einzusehen, daß bei den Kreisen der Fig. ι bis 5, wenn gewünscht, gewisse Stromversorgungswiderstände
durch Drosselspulen ersetzt werden können, ferner daß die Quelle 3 und das Abschlußnetzwerk
Zt an ein Klemmenpaar des Wandlers mit Hilfe eines Transformators angekoppelt werden
kann und daß das Abschlußnetzwerk Zt an das andere Klemmenpaar des Wandlers mit Hilfe eines
weiteren Transformators angekoppelt werden kann.
Die oben beschriebenen Anordnungen sind Beispiele für die Anwendung der Erfindungsprinzipien.
Andere Anordnungen können von mit dem Stand der Technik vertrauten Fachmann vorgeschlagen werden,
ohne vom Wesen und Ziel der Erfindung abzuweichen.
Claims (6)
1. Negativer Impedanzwandler mit herabgesetzter Arbeitsspannungsempfindlichkeit zur Einschaltung
zwischen zwei Abschlußnetzwerke, in welchem die Steuerelektrode eines Transistors an
eine Klemme eines ersten Klemmenpaares, die Sammelelektrode des Transistors an eine Klemme
eines zweiten Klemmenpaares und außerdem ein Impedanzelement an die Basiselektrode des
Transistors angeschlossen sind und wobei ein der Spannung am zweiten Klemmenpaar proportionales
und in seiner Phase umgekehrtes Signal so an das Impedanzelement angelegt ist, daß die an eine der
Klemmenpaare erscheinende Impedanz in negativer Beziehung zu dem Abschlußnetzwerk steht, das
an das andere Klemmenpaar angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen
sind, um die Größe des in seiner Phase umgekehrten Signals um den Faktor β so zu ändern, daß das
Produkt β α gleich 1 ist, wobei α der Stromvervielfachungsfaktor
des Transistors ist.
2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das an die Transistorbasiselektrode
angeschlossene Impedanzelement die Sekundärwicklung eines Transformators ist, dessen Primärwicklung
an das zweite Klemmenpaar angeschlossen ist, wobei die Phasenumkehr durch die Polung der Transformatorwicklungen hervor gebracht
wird (Fig. 1).
3. Wandler nach Anspruch ι oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Signals durch
einen Hilfstransistor umgekehrt wird (Fig. 2 und 3).
4. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor von
der Art ist, die einen Stromvervielfachungsfaktor α mit einem Wert nahe Eins aufweist.
5. Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor eine gemeinsame
Quelle für die Arbeitsspannungen hat, die eine Seite mit niedriger Spannung, eine Seite mit hoher
Spannung und einen Mittelabgriff aufweist, daß ferner die Steuerelektrode von der Seite mit
niedriger Spannung und die Sammelelektrode von
der Seite mit hoher Spannung versorgt wird, wobei die Basiselektrode mit dem Abgriff über das Impedanzelement
(R1) verbunden ist, daß weiterhin die Steuerelektrode des Hilfstransistors über einen
ersten Widerstand (R3) mit einer Seite der Quelle
und die Sammelelektrode des Hilfstransistors über einen zweiten Widerstand (R2) mit der anderen
Seite der Quelle verbunden ist, und ein zweites Impedanzelement die Basiselektrode des Hilfstransistors
mit dem Abgriff verbindet, und daß schließlich die Sammelelektrode eines jeden Transistors mit der Basiselektrode des anderen
verbunden ist, wobei die Widerstände (A1,- R2,
Rs) eine solche Größe haben, daß die Beziehung
R1R2
R*
= ι
erfüllt ist.
6. Weiterbildung des Wandlers nach Anspruch ι, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem ersten
Klemmenpaar und dem zweiten Klemmenpaar im Gegentakt zu dem Transistor ein zweiter Transistor
angeschlossen ist, dessen Steuerelektrode mit der zweiten Klemme des ersten Klemmenpaares
und dessen Sammelelektrode mit der zweiten Klemme des zweiten Klemmenpaares verbunden
sind, und daß ein zweites Impedanzelement mit einem Ende an den Basisanschluß des zweiten
Transistors und mit seinem freien Ende an das freie Ende des Impedanzelementes angeschlossen
sind, welches mit dem Basisanschluß des ersten Transistors in Verbindung steht (Fig. 4 und 5).
In Betracht gezogene Druckschriften:
Elektrotechnische Zeitschrift« 73 (1952), S. 338
Elektrotechnische Zeitschrift« 73 (1952), S. 338
und 339.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
609 832 2.57
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US310084A US2726370A (en) | 1952-09-17 | 1952-09-17 | Negative impedance converters employing transistors |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE959561C true DE959561C (de) | 1957-03-07 |
Family
ID=23200934
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEW11387A Expired DE959561C (de) | 1952-09-17 | 1953-06-09 | Negativer Impedanzwandler mit Transistoren |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US2726370A (de) |
BE (1) | BE522796A (de) |
CH (1) | CH326021A (de) |
DE (1) | DE959561C (de) |
FR (1) | FR1079265A (de) |
GB (1) | GB743450A (de) |
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