DE3423017A1 - Leistungsverstaerker - Google Patents
LeistungsverstaerkerInfo
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- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker , insbesondere einen solchen von monolithischer
Bauweise. Es handelt sich dabei in erster Linie um einen Verstärker in Form eines komplementären Metall-5
oxidhalbleiters (CMOS), und zwar um einen solchen der Klasse AB3 der in der Lage ist, an seinem Ausgang
Schwingungen mit einer vom negativen zum positiven Pol einer Speisequelle reichenden Schwingungsweite zu liefern.
Zu den weiteren Besonderheiten gehören insbesondere ein gesteuerter Vorbelastungsgleichstrom in den
Ausgangsstufen und eine niedrige Verzerrung.
Bei der Entwicklung integrierter Schaltungen haben sich besondere Schwierigkeiten ergeben, wenn elektronische
Stromkreise als monolithische Strukturen ausgebildet werden sollten. Beispielsweise sind zwar lineare
CMOS-Stromkreise weit verbreitet und vorteilhaft wegen ihres niedrigen Leistungsbedarfs, jedoch lassen sich
manche funktionellen Elemente nur schwer auf CMOS-Format bringen oder sind sogar damit überhaupt unvereinbar.
Die bisherigen Grenzen der Anwendbarkeit linearer CMOS-Schaltungen haben lange Zeit die Entwicklung
eines leistungsfähigen vollständigen CMOS-Leistungsverstärkers mit großem Dynamikbereich verhindert. Die
bisher bekannten CMOS-Leistungsverstärker benutzten Ausführungsformen der Ausgangsstufe, die verschiedenen
Beschränkungen unterlagen. Fig. 1 zeigt drei dieser dem früheren Stand der Technik entsprechenden Ausgangsstufen:
eine Ausgangsstufe der Klasse A (Pig. IA), eine Ausgangsstufe der Klasse B (Fig. IB), und eine
Ausgangsstufe der Klasse AB (Fig. IC).
Die bekannten Ausgangsstufen der Klasse A und der Klasse AB haben eine Ausgangsspannung von nur begrenzter
Schwingungsweite und erfordern große Ausgangstreibervorrichtungen, um die großen Strommengen liefern zu
können, die notwendig sind, um Lasten niedrigen Widerstandes zu betreiben. Die Schwingungsweite der Ausgangsspannung
ist begrenzt durch die Schwelle der Ausgangstreibervorrichtungen und die maximale Spannung,
die der Eingang dieser Ausgangstreiber erreichen kann, bevor die internen Vorrichtungen aus dem Sättigungsbereich herausgetrieben werden.
Die bekannte Ausgangsstufe der Klasse B kann zwar Ausgangsspannungen mit großer Schwingungsweite treiben,
sie unterliegt aber Uberkreuzungsverzerrungen (crossover distortion) und einem unkontrollierbaren Vorbelastungsgleichstrom
am Ausgang der Antriebsvorrichtungen. Zur Lösung dieser Probleme wurde in der Bipolartechnik
die Anordnung eines Diodenkreises in Reihe mit den beiden Eingängen der Vorrichtungen 13a und 13b
vorgesehen. Für die CMOS-Technik kommt aber eine
solche Lösung wegen der Schwierigkeit der Ausbildung einer solchen Schaltung in CMOS-Vorrichtungen, welche
* «Λ
die notwendigen Eigenschaften von Bipolarvorrichtungen aufweisen, nicht in Betracht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Leistungsverstärker der eingangs genannten Art in
CMOS-Bauweise nach Klasse AB zu schaffen, bei dem die Schwingungsweiten der Ausgangsspannung vom positiven
zum negativen Pol einer Speisequelle, wenn die Ausgangsspannung an Lasten niedrigen Widerstandes anliegt,
wirkungsvoll und leicht zu handhaben sind.
Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Möglichkeiten zur
weiteren Ausgestaltung sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 18.
Eine Eingangsstufe mit hohem Verstärkungsgrad, die einen Differentialverstärker enthält, welcher
einen Verstärker mit gemeinsamer Source antreibt, steuert eine Ausgangsstufe mit der Verstärkung 1:1.
Die Ausgangsstufe enthält zwei in Gegentaktschaltung
angeordnete Verstärker mit der Verstärkung 1:1. Jeder Verstärker enthält eine Differentialeingangsstufe,
deren Ausgang die Gate-Elektrode der Ausgangstreibervorrichtung steuert. Die Drain-Elektrode
der Ausgangstreibervorrichtung ist direkt rückgekoppelt an den nicht-invertierenden Eingang
der Differentialstufe und bildet einen nicht-invertierenden Verstärker mit der Verstärkung 1:1. Der
Strompegel der Ausgangsstufe wird im Falle einer Verschiebung zwischen den beiden im Gegentakt arbeitenden
Verstärkern geregelt.
Die Gegentaktausgangsstufe schwingt von Pol zu Pol der Speisequelle wie es von den Pegeln des Eingangssignals
gefordert wird, und ist in der Lage, beim Betrieb von Lasten niedrigen Widerstandes große'
Strommengen zu liefern und zu schlucken bzw. große positive und negative Ströme zu führen. Es ist eine
Regelung oder überwachung von Vorbelastungsgleichstrom in den Ausgangstreibervorrichtungen vorgesehen,
und es wird ein maximaler Wirkungsgrad des Leistungsumsatzes für die Last, und zwar für große Schwingungsweiten
der Ausgangsspannung erhalten.
Durch die Erfindung wird das Problem der Übergangsverzerrung (crossover distortion) gelöst und
für eine sehr niedrige Gesamtklirrverzerrung (total harmonic distortion) gesorgt. Die Implementierung
gemäß der Erfindung ist in beliebigen CMOS-Prozessen durchführbar. Dazu gehören insbesondere standardmäßige
oder invertierte CMOS, Metall-Gate-CMOS, und Einzel- oder Doppel-Polygate-CMOS.
Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen
Pig. IA bis IC vereinfachte Schaltschemata
bereits bekannter Ausgangsstufen von Leistungsverstärkern in CMOS-Technik der Klasse A, der Klasse B,
und der Klasse AB;
P i g. 2 ein vereinfachtes Blockschema eines bevorzugten Anwendungsbeispiels eines Leistungsverstärkers
gemäß der Erfindung;
P i g. 3 das Schaltschema der Eingangsstufe eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung;
P i g. 4 ein ins Einzelne gehende Blockschema
der Ausgangsstufe eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung; und
P i g. 5 das Schaltschema eines Gegentaktleistungsverstärker
in CMOS-Bauweise der Klasse AB gemäß der Erfindung.
Gegenstand der Erfindung ist insbesondere ein Leistungsverstärker der Klasse AB in CMOS-Bauweise mit
großer Schwingungsweite, der in der Lage ist, Schwingungen der Ausgangsspannung vom Minuspol bis zum
Pluspol einer speisenden Energiequelle bei Belastungen mit niedrigem Widerstand zu liefern. Weitere mit Vorteilen
verbundene Merkmale einer solchen Ausführungsform sind überwachung und/oder Regelung des Vorbelastungsgleichstroms
in den Ausgangstreibervorrichtungen und die Anordnung einer Ausgangsstufe in Gegentakt
schaltung, welche die Leistungseffizienz an der Last verbessert.
Bei dem Blockschema des Anwendungsbeispiels nach Pig. 2 eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfin-
dung besteht die Schaltung aus einer Eingangsstufe 20 hohen Verstärkungsgrades, die eine Ausgangsstufe
21 mit der Verstärkung 1:1 treibt. Die Eingangsstufe 20 ist in Pig. 3 mit mehr Einzelheiten dargestellt.
Die Eingangsstufe 20 umfaßt einen Differentialverstärker, der einen Verstärker in gemeinsamer Source-Schaltung
antreibt. Der Differentialverstärker kann entweder mit einem großen oder einem kleinen Gleichtaktbereich
(common mode range = CMR) versehen sein, je nach dem Anwendungsfall, für den der Leistungsverstärker
benutzt werden soll. Bei der exemplarischen Ausführungsform der Erfindung wird der Leistungsverstärker
in einer invertierenden Schaltungsanordnung mit der Verstärkung 1:1 benutzt. Daher kann eine
Differentialstufe mit einem niedrigen CMR, d.h. einem niedrigen Gleichtaktbereich oder einer niedrigen
Gleichtaktunterdrückung benutzt werden. Die Vorteile der Verwendung eines Differentialverstärkers mit niedrigem
CMR sind höherer Verstärkungsgrad aufgrund der in Kaskadenschaltung angeordneten Transistoren 26a
und 27a sowie eine bessere Energieversorgungsrauschabweisung aufgrund der Stromrückkopplungskompensationstechnik.
Die Differentialstufe umfaßt das Differentialtransistorpaar 26/27, das Kaskadenpaar 26a/27a, das
Stromspiegelpaar 23/24 und den als Stromsenke wirkenden Transistor 25· Jede Spannungsdifferenz zwischen
den Eingangsklemmen V. und V. _ , wird, wie an den Gate-Elektroden der Transistoren 26 bzw. 27 zu sehen,
durch das Transistorenpaar 26/27 verstärkt und durch das Stromspiegelpaar 23/24 zu einem einendigen Ausgang
an der Drain-Elektrode des Transistors 26a umgewandelt.
Der Ausgang der Differentialstufe treibt einen Verstärker in gemeinsamer Source-Schaltung, der die
Ausgangsstufe mit einem großen Signaleingang bildet. Der Verstärker in gemeinsamer Source-Schaltung liefert
auch annähernd eine Hälfte der gesamten Wechselstromverstärkung der Eingangsstufe und reduziert den Betrag
der Kompensationskapazität, die erforderlich ist, um für Wechselstromstabilität zu sorgen.
Die Ausgangsstufe 21, die in Fig. 2 gezeigt ist, besteht aus zwei nicht-invertierenden Gegentaktverstärkern
mit der Verstärkung 1:1 wie sie in Fig. 4 als Verstärker Al und A2 und Transistoren 36 bzw. 36a
gezeigt sind. Jeder Verstärker enthält eine Differentialverstärkereingangsstufe,
die ein Ausgangssignal ergibt, welches die Gate-Elektrode der Ausgangstreibervorrichtung
steuert, die aus den Transistoren 36 und 36a, wie in Fig. 4 gezeigt, besteht.
Die Drain-Elektrode des Ausgangstreibers ist direkt an den nicht-invertierenden Eingang des Differential-
Λ Ir · « ft
Verstärkers rückgekoppelt, um einen nicht-invertierenden Verstärker mit der Verstärkung 1:1 zu bilden.
Pig. 4 ist ein vereinfachtes Blockschema des vollständigen Leistungsverstärkers; hier ist die Gegentaktausgangsstufe
besonders klar und verständlich erkennbar. Der Verstärker Al und der Transistor J>6
bilden den Verstärker mit dem Verstärkungsgrad 1 für" die positive Halbwelle der schwingenden Ausgangsspannung
und umgekehrt bilden der -Verstärker A2 und der Transistor 36a den Stromkreis für die negative
Halbwelle. Die Transistoren 38a, 39 bis 43 bilden
ein Rückkopplungsnetzwerk, das den Vorbelastungsgleichstrom oder die Gleichstromvoreinstellung in
den Ausgangstreibervorrichtungen 36 und 36a im Falle
des Auftretens einer Verschiebung oder Versetzung zwischen den Gleichrichtern Al und A2 steuert. Der
Verstärker 40, ein Differentialverstärker, und die Vorrichtungen 37>
38 und 44 bilden die Eingangsstufe
des Leistungsverstärkers.
Der Einfachheit halber soll jetzt nur der die positive Halbwelle der Ausgangsstufe betreffende
Stromkreis im einzelnen erörtert werden. Die Arbeitsweise des Stromkreises für die negative Halbwelle
ist eine spiegelbildliche Umkehrung derjenigen des Kreises für die positive Halbwelle. Die in jedem
Stromkreis ähnliche Funktionen ausführenden Komponenten sind für den Stromkreis der positiven Halbwelle
mit einer Grundbezeichnung (z.B. 31) und für den Kreis der negativen Halbwelle mit einem zusätzlichen
Buchstaben "a" (z.B. 31a) versehen, soweit nachstehend
keine anderen Angaben gemacht werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform gemäß der Erfindung ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Der Grundverstärker
mit der Verstärkung 1:1 zum Steuern der positiven Halbwelle enthält die Transistoren 31 bis
Die Transistoren 31 bis 35 sind diejenigen Funktionselemente j welche einen Differentialverstärker bilden,
dessen Ausgangssignal das Eingangssignal am Transistor 36 ist. Der negative Eingang des Differentialverstärkers
ist mit dem Ausgang der Eingangsstufe und der positive Eingang mit dem Drain des Transistors
36 verbunden.
Der Verstärker mit der Verstärkung 1:1, der die negative Halbwelle steuert, besteht aus den Transistoren
31a bis 36a. Die Differentialverstärkerschaltung für die negative Halbwelle arbeitet ähnlich wie
diejenige des Kreises für die positive Halbwelle, die vorstehend besprochen wurde, mit Ausnahme davon, daß
der negative Eingang zu dem Differentialverstärker hinsichtlich seines Pegels gegenüber demjenigen für
den Stromkreis der positiven Halbwelle verschoben ist.
Der Ausgang des Differentialverstärkers für den Kreis der positiven Halbwelle, der aus den Transi-
stören 31 bis 35 besteht, treibt die Gate-Elektrode des Transistors 36 auf einen Pegel, der für den
Transistor ausreicht, um einen angemessenen Strom an einen Lastwiderstand zu liefern, der eine Spannung
an der Last ergibt, welche gleich ist der an die negative Klemme des Differentialverstärkers angelegten
Spannung. Der in der Ausgangsstufe vorgesehene Differentialverstärker hat einen großen Gleichtaktbereich
(CMR), der es dem Transistor 36 ermöglicht, der Last
große Ströme zuzuführen und doch eine annehmbare körperliche Größe zu haben, die seine Anordnung in einer
monolithischen Schaltung zuläßt.
Ein großer CMR wird zustande gebracht, wenn die Transistoren 31 und 32 hohe Schwellenspannungen aufweisen.
Die hohen Schwellenspannungen treiben den gemeinsamen Source-Knotenpunkt des Differential-Eingangspaares
weiter in Richtung auf die Spannung "V33.
Infolgedessen empfängt der Transistor 36 ein grösseres Gate-Treibsignal. Eine weitere Steigerung des
CMR wird dadurch erhalten, daß das Substrat, auf dem die Transistoren 31 und 32 angeordnet sind, direkt
mit Vgg verbunden wird, so daß die Source-Substratspannung
diese Transistoren moduliert und der Verstärkungsgrad an dem gemeinsamen Source-Knotenpunkt
des DifferentialVerstärkers entsprechend herabgesetzt wird. Der Modulationseffekt an den Transistoren 31
und 32 bewirkt einen zusätzlichen Gate-Antrieb, der
es ermöglicht, daß der Transistor 36 der Last zusätzlichen Strom zuführt.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung liefert der Transistor 36 große Strommengen an die
Last. Daher ist eine überwachung oder Steuerung des Vorbelastungsgleichstroms in der Vorrichtung erforderlich,
um für eine niedrige Streuleistung zu sorgen. Der Vorbelastungsgleichstrom in dem Transistor 36
verändert sich in Abhängigkeit von den Eingangs-Spannungsverschiebungen
der Gleichrichter Al und A2, wie sie in Fig. 4 gezeigt, und in Fig. 5 mit gestrichelten
Linien angedeutet sind.
Wenn die SpannungsVersetzungsdifferenz am Eingang
der Gleichrichter Al und A2 vernachlässigbar ist, wird der Vorbelastungsgleichstrom des Transistors
36 durch den in dem Differentialverstärker
entwickelten Stromspiegel geregelt. Die Transistoren 33 und 34 wirken in dem abgeglichenen Differentialverstärker
als Stromspiegel. Daher sollten die Drains und Gates der Transistoren 33 und 34 beide annähernd
dasselbe Potential aufweisen. Da der Transistor 36 mit dem Drain des Transistors 33 verbunden ist, ist
das Potential an dem Gate des Transistors 36 dasselbe
wie dasjenige der Transistoren 33 und 34. Durch
entsprechendes Bemessen der Größe des Transistors im Vergleich zu den Transistoren 33 und 34 wird der
Vorbelastungsgleichstrom ein maßstäbliches Abbild
des Stromes in den Transistoren 33 und ~$k .
Wenn die Versetzungsdifferenz der Eingangsspannung der Gleichrichter Al und A2 wesentlich ist,
bilden die Transistoren 38a bis ^3 eine Rückkopplungsschleife
zur Stabilisierung des Stroms durch die Transistoren 36 und 36a. Die Rückkopplungsschleife
wirkt wie folgt: Angenommen, der Gleichrichter Al hat eine solche Versetzung, daß der Transistor 36
übermäßige Strommengen abzugeben beginnt, so wird der überstrom durch den Transistor 39 abgefühlt und
an den durch die Transistoren 38a und 43 gebildeten Source-Polgestromkreis rückgekoppelt. Die Zunahme
des den Transistor 38a zugeführten Stromes vergrößert den Spannungsabfall des Source-Polgestromkreises,
was ein kleineres Differentialsignal an dem Verstärker A2 und einen kleineren Gate-Antrieb an dem Transistor
36a zur Folge hat. Die Abnahme des Gate-Antriebs an dem Transistor 36a verkleinert den Gleichstrom
in den Transistor 36a, und die vollständige Leistungsverstärkerrückkopplung stabilisiert den
Strom durch die Transistoren 36 und 36a.
Die Ausgangsspannung hat sich vergrößert, weil der Verstärker für die positive Halbwelle seine
beiden Eingänge auf dem gleichen Potential zu halten sucht. Der vollständige Leistungsverstärker stellt
eine invertierende Schaltungsanordnung mit dem Ver-
Stärkungsgrad 1 dar. Die Verstärkerrückkopplung senkt die Spannung des negativen Eingangs des Verstärkers
Al, da sie den Ausgang des vollständigen Leistungsverstärker
in dem Gleichstromvorbelastungszustand auf Null Volt zu halten sucht. Der Transistor 38 überträgt
diesen Spannungsabfall am negativen Eingang
des Verstärkers Al über den Transistor 38 auf den «
Verstärker A2, wodurch die Versetzung am Eingang des Verstärkers A2 ausgeglichen wird. Die Versetzung,
die anfänglich durch den Verstärker Al eingeführt wurde, wird durch die Transistoren 38 und 38a der
Source-Folgeschaltung absorbiert.
Da die Stromrückkopplung der Ausgangsstufe nicht den Verstärkungsgrad 1 hat, tritt eine gewisse
Stromschwankung in den Transistoren 36 und 36a auf. Bei der als Ausführungsbeispiel gezeigten Ausführungsform
der Erfindung erzeugt eine Spannungsverschiebung von -20 mV eine Veränderung des Gleichstroms
unabhängig von Temperatur und Prozeßschwankungen. Da der Transistor 36 große Strommengen liefern
kann, muß dafür gesorgt werden, daß dieser Transistor während der negativen Halbwelle der
Ausgangsspannungsschwingung ausgeschaltet ist. Für große negative Spannungsschwingungen zieht die
Drain-Elektrode des Transistors 35 gegen V53 ,
und schaltet die Stromquelle ab, welche den Differentialverstärker Al vorbelastet. Wenn die Vorbe-
lastung abgeschaltet ist, schwimmt die Gate-Elektrode des Transistors 36 und sucht nach νσσ hin
zu ziehen, wobei sie den Transistor 36 einschaltet.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltung wird auch dafür gesorgt, daß der Transistor
36 für große negative Spannungsausschwingungen abgeschaltet bleibt. Wenn der Transistor 35
abschaltet, ziehen die Transistoren 45 und 46 die Gate-Elektroden der Transistoren 36 bzw. 34 nach
oben, d.h. in Richtung des positiven Potentials. Im Ergebnis wird der Transistor 36 abgeschaltet,
und alle schwimmenden Knotenpunkte in dem Differentialverstärker werden eliminiert. Ein Schutz gegen
das Ausschwingen in der positiven Richtung wird für den Stromkreis der negativen Halbwelle durch die
Transistoren 45a und 46a gebildet, die in ähnlicher
Weise arbeiten wie oben für die Schutzschaltung des Kreises für die negative Halbwelle beschrieben.
Um eine Beschädigung eines monolithischen integrierten Schaltkreises mit den Merkmalen der Erfindung
durch übermäßig hohen Strom zu verhindern, ist am Ausgang des Leistungsverstärkers ein Kurzschlußschutz
vorgesehen. Der Transistor 47 fühlt über den Transistor 36 den Ausgangsstrom ab. Im Falle übermäßig
hoher Ausgangsströme löst der durch die Transistoren 47 und 52 gebildete vorgespannte Inverter
aus und. bringt auf diese Weise den Transistor 50
zur Wirkung. Ist der Transistor 50 zur Wirkung gebracht, so wird die Gate-Elektrode des Transistors
36 nach oben zur positiven Speisespannung Vnn hin
00
gezogen und dadurch der Strom über den Transistor begrenzt.
Die Größe der Phasenverschiebung, die ein Verstärker bei der Frequenz mit dem Verstärkungsgrad
(PU) aufweist, ergibt eine Möglichkeit der Bestimmung der Wechselstromstabilität eines Verstärkers.
Um für eine gute Wechselstromstabilität zu sorgen, soll die Phasenverschiebung bei FU regelmäßig gleich
120° oder kleiner sein, wobei 90° bei einem zweipoligen System von einem dominierenden Pol und 30°
von einem sekundären Pol kommen.
Bei einem Leistungsverstärker gemäß der Erfindung ist Wechselstromstabilität dadurch zu erreichen,
daß eine breitbandige Ausgangsstufe vorgesehen und an der Eingangsstufe eine Kompensation
benutzt wird, um den dominierenden Pol zu schaffen. Die in der Eingangsstufe vorgesehene Kompensation
ist eine nach Miller multiplizierte Kapazität Cl. Die in der Ausgangsstufe vorgesehene Kompensation
ist eine RC-Reihenkompensationsschaltung mit dem
Kondensator C2 und dem Transistor 51. Eine ähnliche Wechselstromkompensation ist für den die negative
Halbwelle führenden Verstärkerkreis vorgesehen; sie besteht aus dem Kondensator C3 und dem Transistor 51a.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist die Steuerschaltung für Leistungsabsenkung (power down control
circuit). Die Transistoren 53 bis 58 bilden eine Logik-Funktionsschaltung zur Steuerung der Spannungsabsenkung, mittels deren der Leistungsverstärker und
alle in ihm befindlichen Knotenpunkte abgeschaltet werden können. Eine solche Möglichkeit ist vorteilhaft
bei hochintegrierten Schaltkreisen, bei denen die Leistungsverstärkerfunktion entweder nicht erfor- ·
derlich oder nur in ausgewählten Intervallen erforderlich sein kann, während welcher das Arbeiten des
Stromkreises gewünscht wird. In jedem Fall beseitigt die Leistungsabsenkschaltung den Stromfluß aus der
Leistungsverstärkerschaltung und spart auf diese Weise Energie. Demgemäß arbeitet ein monolithischer
Schaltkreis, bei dem die vorliegende Erfindung als Bestandteil vorgesehen ist, mit höherem Nutzeffekt,
da der Leistungsverstärker nur dann Leistung aufnimmt, wenn er benötigt wird.
Beim Betrieb steuert ein Leistungsabsenksignal den Eingang eines von den Transistoren 57 und
58 gebildeten Inverters. Die Vorspannung V,-wird
dann mit der positiven Klemme der Speisespannung Vnp über den Transistor 54 verbunden. Die Gate-
Elektrode des Transistors 36 wird über den Transistor
53 gleichfalls mit Vcc verbunden. Die Vorspannung
V, . wird über den Transistor 55 mit der negativen
υ las —
Klemme der Speisespannung VQo verbunden. Die Gate-Elektrode
des Transistors 36a wird über den Transistor 56 gleichfalls mit V^ verbunden. Auf diese Weise
wird der Leistungsverstärker abgeschaltet und die Streuleistung während Betriebsunterbrechungen eliminiert.
Im Ergebnis wird der gesamte Betriebsnutzeffekt erheblich verbessert.
Im folgenden wird ein Beispiel der Leistungsdaten angeführt, die mit einer Ausführungsform gemäß
der Erfindung erreicht wurden:
Spannungsverschiebung am Eingang -25 mV
Bandbreite beim Verstärkungsgrad 1 offene Schleife *IOO kHz
Speiseleistungsabweisung von V™ V33 O bis 4 kHz -60 dB
AVOL . keine Last 83 dB
Anstiegsgeschwindigkeit 0,8 V/us
Setzzeit RL=300 Ohm Cl=IOOOpP 3
RL=600 Ohm Cl=500pF .
RL=15k Ohm Cl=200pP 2
* Die Setzzeit ist bestimmt auf 0,1 %, die Beschreibung
erwähnt eine positive Setzzeit, danach eine negative
Setzzeit.
Die Möglichkeiten zur Ausführung und Anwendung der Erfindung beschränken sich nicht auf die hier
beispielsweise gemachten Angaben. Es sind vielerlei Ausführungsformen möglich. Beispielsweise kann, obwohl
hier eine invertierende Verstärkerschaltung gezeigt ist, bei der kein ankommendes Gleichtakt signal
vorhanden ist - auch eine Verstärkereingangsstufe vorgesehen werden, in der ein Gleichtaktsignal auftritt.
Außerdem ist eine Implementierung der Erfindung in jedem Verfahren der CMOS-Technik möglich,
insbesondere mit standardmäßigem oder invertiertem CMOS, Metall-Gate-CMOS, und Einzel- oder Doppel-Po
Iy gate -CMOS .
Claims (18)
1. Leistungsverstärker mit komplementärem Metalloxidhalbleiter (CMOS) von großer Schwingungsweite,
dadurch gekennzeichnet, daß er folgende Merkmale aufweist:
einen Eingangsdifferentialverstärker, der dazu dient, ein verstärktes Ausgangssignal an einer Ausgangsklemme
zu liefern, das der Differenz der an den Eingangsklemmen des Verstärkers angelegten Eingangssignale
entspricht;
einen Verstärker mit gemeinsamer Source-Schaltung (common source amplifier) mit einer Eingangs-
klemme, der das Ausgangssignal des Eingangsdifferentialverstärkers
zugeführt wird und der ein dementsprechendes Ausgangssignal abgeben kann, wobei der
Eingangsdifferentialverstärker und der Verstärker mit gemeinsamer Source-Schaltung eine Eingangsstufe
für einen Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad bilden;
einen mit dem Verstärker mit gemeinsamer Source-Schaltung gekoppelten Ausgangsdifferentialverstärker
zur Erzeugung von Ausgangssignalen an seinen Ausgangsklemmen entsprechend dem Ausgangssignal des Verstärkers
mit gemeinsamer Source-Schaltung; und
einen von dem Ausgangsdifferentialverstärker gesteuerten Ausgangsverstärker in Gegentaktschaltung,
der zwischen den positiven und negativen Extremwerten einer Energiequelle betreibbar ist, so daß er ein
Ausgangssignal mit entsprechend großer Schwingungsweite liefert, wobei der Ausgangsdifferentialverstärker
und der Gegentaktausgangsverstärker eine Ausgangsstufe mit der Verstärkung 1:1 bilden.
2. Leistungsverstärker nach Anspruch I3 dadurch
gekennzeichnet, daß der Gegentaktausgangsverstärker eine Rückkopplungsschleife aufweist, die eine direkte
negative Rückkopplung bildet.
3· Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschleife dazu
dient, die Arbeitsweise der Ausgangsstufe zu regeln
und einen Verschiebungs- oder Versetzungsstrom in dem Gegentaktausgangsverstärker zu verhindern.
4. Leistungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktverstärker der Ausgangsstufe
zwei Übergangsleitwerts- oder Steilheitsverstärker in Gegentaktschaltung enthält, von denen
der eine einenxlie positive und der andere einen die negative Halbwelle führenden Stromkreis bildet.
5. Leistungsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine den erstgenannten Verstärker
während einer negativen Signalhalbwelle außer Wirkung setzende Einrichtung und eine den zweiten Verstärker
während einer positiven Signalhalbwelle außer Wirkung setzende Einrichtung.
6. Leistungsverstärker nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Abfühlen von
überströmen an den Verstärkern zwecks Verhinderung eines fortgesetzten Betriebs der Verstärker sowie
als Kurzschlußschutz.
7. Leistungsverstärker nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch folgende weiteren Merkmale:
ein Wechselstromkompensationskondensator in der Eingangsstufe des Verstärkers und
ein in Reihenschaltung angeordnetes RC-Kompensationsnetzwerk
an der Ausgangsstufe des Verstärkers.
8. Leistungsverstärker nach Anspruch 7, gekennzeichnet
durch eine auf ein Leistungsabsenksignal
-H-
ansprechende Leistungsabsenkschaltung zur Wegnahme von Leistung von dem Verstärker während ausgewählter
Intervalle des Nichtgebrauchs.
9. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er in einer monolithischen CMOS-Schaltung
vorgesehen ist.
10. Leistungsverstärker in CMOS-Bauweise mit niedriger Verzerrung und gesteuertem Vorbelastungsgleichstrom
der Klasse AB zur Lieferung von Ausgangsspannungen mit von Pol zu Pol einer Speisequelle
reichender Schwingungsweite, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
eine Eingangsstufe mit hohem Verstärkungsgrad, die eine mit einem Verstärker in gemeinsamer Source-Schaltung
gekuppelte Differentialeingangsstufenschaltung enthält; und
eine Ausgangsstufe mit der Verstärkung 1:1, die eine Differentialeingangsstufe mit einem ersten
Eingang enthält, der mit dem Verstärker in gemeinsamer
Source-Schaltung gekoppelt ist und einen Ubergangsleitwerts- oder Steilheitsverstärker in Gegentaktschaltung
betreibt, der eine direkte negative Rückkopplung an dem anderen Eingang der Differentialeingangsstufe
bildet.
11. Leistungsverstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Übergangsleitwert- oder
Steilheitsverstärker eine Rückkopplungsschleife enthält,
welche eine direkte negative Rückkopplung bildet.
12. Leistungsverstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschleife den
Betrieb der Ausgangsstufe regelt und eine Stromver-Schiebung in dem Übergangsleitwerts- oder Steilheitsverstärker in Gegentaktschaltung verhindert.
13. Leistungsverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegentaktausgangsstufe zwei
Übergangsleitwerts- oder Steilheitstransistorverstärker in Gegentaktschaltung enthält, von denen der eine
einen Stromkreis für die positiven und der andere einen Stromkreis für die negativen Signalhalbwellen
bildet.
14. Leistungsverstärker nach Anspruch 13, gekennzeichnet
durch eine Einrichtung zum Außerwirkungsetzen des ersten Transistorverstärkers während einer
negativen Signalhalbwelle und eine Einrichtung zum Außerwirkungsetzen des zweiten Transistorverstärkers
während einer positiven Signalhalbwelle.
15· Leistungsverstärker nach Anspruch 10, gekennzeichnet
durch eine Einrichtung zum Abfühlen von überströmen in den Transistorverstärkern zwecks
Verhinderung eines Dauerbetriebs dieser und als Kurzschlußschutz.
16. Leistungsverstärker nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß an der Verstärkereingangsstufe
ein Wechselstromkompensationskondensator und an der
β"-
* ♦
♦ *
Verstärkerausgangsstufe ein RC-Kompensationsnetzwerk
angeordnet sind.
17. Leistungsverstärker nach Anspruch 16, gekennzeichnet
durch eine auf ein Leistungsabsenksignal ansprechende Leistungsabsenkschaltung zur Wegnahme
von Leistung aus dem Verstärker während ausgewählter Intervalle des Nichtgebrauchs.
18. Leistungsverstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß er in einer monolithischen CMOS-Schaltung
angeordnet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/510,713 US4480230A (en) | 1983-07-05 | 1983-07-05 | Large swing CMOS power amplifier |
Publications (2)
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