DE3631099A1

DE3631099A1 - Cmos ausgangsstufe mit grossem spannungshub und stabilisierung des ruhestroms

Info

Publication number: DE3631099A1
Application number: DE19863631099
Authority: DE
Inventors: Daniel Senderowicz; Germano Nicollini
Original assignee: SGS Microelettronica SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1985-09-18
Filing date: 1986-09-12
Publication date: 1987-03-26
Anticipated expiration: 2006-09-13
Also published as: GB2180710A; IT1185935B; DE3631099C2; JP2818165B2; FR2587561A1; US4730168A; FR2587561B1; IT8522181A0; JPS62117360A; GB8618636D0; GB2180710B

Description

1. Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine CMOS Ausgangsstufe mit großem Spannungshub und Stabilisierung des Ruhestroms.

Ganz allgemein betrifft die vorliegende Erfindung integrierte, d. h. monolithische Halbleiterverstärker und insbesondere solche vom CMOS Typ, d. h. komplementäre Metalloxydhalbleiter. Dabei sind monolithische Schaltelemente auf einem einzelnen Halbleiterchip, vorzugsweise aus Silizium, ausgebildet. Die aktiven Elemente, z. B. Dioden, Transistoren usw., sind im allgemeinen vom unipolaren Flächen-Feldeffekt-Typ von der n-Kanal- oder p-Kanalart, obwohl es durchaus möglich ist, auf demselben Chip oder Halbleitersubstrat auch aktive bipolare Elemente vom Flächenhalbleitertyp auszubilden, wenn besondere Schaltungsanforderungen dies wünschenswert erscheinen lassen. Außerdem ist die vorliegende Erfindung besonders wirkungsvoll und nutzbringend verwendbar bei der schaltungsmäßigen Realisierung analoger Subsysteme in digitalen integrierten Schaltungen, d. h. bei der Implementierung analoger Funktionen in integrierten digitalen Baustufen.

2. Stand der Technik

In jüngerer Zeit tritt in immer stärkerem Maße die Notwendigkeit (oder auch Nützlichkeit) auf, analoge und digitale Subsysteme in derselben integrierten Schaltung vorzusehen und diese auch mit denselben Fabrikationstechniken herzustellen. Dies ist der Grund dafür, daß die Implementierung analoger Funktionen in der MOS Technik immer größere Bedeutung erlangt und hierbei insbesondere die Entwicklung von Operationsverstärkern mit Halbleiterelementen vom Flächen- Feldeffekt-Typ.

Tatsächlich ist der Operationsverstärker das Schlüsselbauelement für den Großteil der Analogsysteme und seine Eigenschaften bestimmen in maßgebender Weise die Eigenschaften des gesamten Systems.

Die Anforderungen, die man beim Entwurf eines Operationsverstärkers für den Einsatz in einem monolithischen analogen Subsystem erfüllen muß, unterscheiden sich sehr weitgehend von denen eines traditionellen Operationsverstärkers mit bipolaren Elementen in Einzelbauweise. Der Hauptunterschied besteht dabei vor allem darin, daß für die Mehrzahl der Operationsverstärker in einem Subsystem die zu treibende Last bereits vorbestimmt und oft rein kapazitiv mit Werten von nur wenigen Picofarad ist, während die Operationsverstärker in Einzelbauweise für allgemeinere Anwendungen vorgesehen sind und infolgedessen bestimmte Eigenschaften notwendigerweise unabhängig von der Art der angeschlossenen Last, die kapazitiv (bis zu Hunderten von Picofarad) und/oder resistiv (hinunter bis zu Minimumwerten von ca. 1 Kiloohm) sein kann, aufweisen müssen.

Außerdem müssen innerhalb eines monolithischen analogen Subsystems nur sehr wenige Operationsverstärker Treibersignale nach außerhalb des Chips liefern, wo eine kapazitive oder resistive Last signifikante Werte annehmen oder sehr variabel sein kann. Solche Verstärker werden als Pufferverstärker oder einfach als Ausgangspuffer bezeichnet. Diese beiden erwähnten Typen von Operationsverstärkern sind strukturell einander in der Hinsicht ähnlich, daß beide aus einer Eingangsdifferentialstufe und einer Verstärkerstufe (Fig. 1a und 1b) gebildet sind, mit dem Unterschied allerdings, daß es für die Pufferoperationsverstärker (Trennungspuffer) erforderlich ist, auch noch eine Pufferstufe, auch als Ausgangsstufe bezeichnet, vorzusehen, die es erlaubt, relativ große externe Lasten auszusteuern, ohne dadurch die Verstärkung oder die Stabilität der beiden ersten Stufen zu beeinträchtigen (Fig. 1b).

Die dynamischen Charakteristiken (Einschwingverhalten, Bandbreite, Abklingzeit) sind ausschließlich durch die ersten beiden Stufen bestimmt, d. h. durch die Eingangsstufe und durch die Verstärkerstufe, die zusammen den sog. "Kern" des Operationsverstärkers bilden. Es ist deshalb notwendig, daß die Ausgangsstufe in Bezug auf diesen Kern eine große Bandbreite aufweist und daß sie eine Phasenverschiebung von nur wenigen Graden bei der Leerlauf-Grenzfrequenz des Kerns einführt, um nicht das dynamische Verhalten des ganzen Operationsverstärkers zu beeinträchtigen.

Weitere Forderungen an die Ausgangsstufe sind eine niedrige Ausgangsimpedanz (viel kleiner als diejenige der Last), einen großen maximalen Hub des Ausgangssignals, das ist ein hoher Spitzenwert der Ausgangsspannung vor dem Einsetzen der Signalabkappung, und die Fähigkeit der Abgabe einer hohen Stromstärke an die Last bei einer relativ niedrigen Gesamtverwerfung der Harmonischen, d. h. Anforderung an eine hohe Linearität. Diese zwei letzten Merkmale sind typische Forderungen an Leistungsstufen, und weil das so ist, werden solche Ausgangs-Operationsverstärker oft auch als "Leistungs-Op" bezeichnet.

Häufig sind die benutzten Ausgangsstufen Source-Folgestufen; das ist eine aus zwei p-Kanal oder n-Kanal MOS Transistoren in gemeinsamer Kollektorkonfiguration gebildete Stufe mit einer Spannungsverstärkung kleiner Eins und mit großer Stromverstärkung (Fig. 2).

Eine Ausgangsstufe dieser Art ist durch eine extrem große Bandbreite gekennzeichnet und führt eine vernachlässigbare Phasenverschiebung bei der Leerlauf-Grenzfrequenz des Operationsverstärkers ein. Andererseits jedoch sind auch einige nicht ganz unwichtige Nachteile zu verzeichnen, nämlich:

a) Der auf die Last wirkende Spannungshub - positiv bei einer n-Kanal Source-Folgestufe und negativ bei einer p-Kanal Source-Folgestufe - wirkt begrenzt wegen der Summierung eigentümlicher Charakteristiken der zwei integrierten MOS Transistoren, d. h. durch den Wert der Einschalt-Schwellwertspannung, durch den Handkapazitätseffekt und durch die Übersteuerung.

b) Eine begrenzte Fähigkeit der Stromaufnahme aus dem Stromgenerator M 2 (Fig. 2).

Um den zuerst genannten Nachteil zu überwinden, hat man vorgeschlagen, als Ausgang eine Emitter-Folgestufe zu verwenden mit einem bipolaren Flächentransistor Q 1 anstatt des MOS Transistors (Fig. 3), d. h. es wird ganz bewußt auf demselben CMOS Chip ein bipolarer Flächentransistor geschaffen nach einer inzwischen schon bewährten Herstellungstechnik ohne die Notwendigkeit der Verwendung zusätzlicher Masken über die beim CMOS Prozeß normalerweise verwendeten hinaus.

Dieser Lösungsvorschlag hat jedoch auch wieder Nachteile, nämlich diese:

i) Die beständige begrenzte Fähigkeit der Stromaufnahme vom Stromgenerator M 2;

ii) Die Gefahr einer Beeinträchtigung der Verstärkung in der vorausgehenden Stufe (Operationsverstärker), wenn β _Q1 nicht sehr hoch ist, weil die Impedanz von der Basis von Q 1 her gesehen in etwa dem Produkt aus β _Q1 R _L gleicht, mit R _L als der externen Last, und die Gefahr des Auftretens von Stabilitätsproblemen wegen der niedrigen und kaum beeinflußbaren Grenzfrequenz (f _T) des bipolaren Transistors Q 1;

iii) Die Gefahr des Auftretens parasitärer SCR "Latch-up"-Effekte verursacht durch den Kollektorstrom, der durch das Substrat der integrierten Schaltung fließt.

Eine andere verbreitete Lösung ist eine Ausgangsstufe der Klasse AB (Fig. 4). Die kennzeichnenden Merkmale dieser Stufe sind praktisch denjenigen der einfachen Source-Folgestufe sehr ähnlich, allerdings ohne die Einschränkungen hinsichtlich der Fähigkeit der Stromauf- und -abgabe von der Last bzw. an die Last. Nichtsdestoweniger hat diese Ausgangsstufe die Nachteile einer relativ hohen Ausgangsimpedanz in Bezug auf die Last und einer Beschränkung des maximalen Ausgangssignalhubs sowohl gegenüber der Spannung V _DD sowie auch gegenüber V _SS.

3. Zusammenfassung der Erfindung

Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer CMOS Ausgangsstufe bei Operationsverstärkern, bei der die oben aufgezählten Nachteile, die für die bekannten Ausgangsstufen nach dem Stand der Technik typisch sind, vermieden werden.

Im Gegensatz zu den bekannten Ausgangsstufen ist bei der Ausgangsstufe gemäß der vorliegenden Erfindung eine örtliche (lokale) Rückkopplung vorgesehen zur Verbesserung eines maximalen Ausgangssignalhubs und der Linearität, während gleichzeitig in einem vernünftigen Rahmen für eine örtliche (lokale) Kompensation zur Rückstellung der Ausgangsstufe in ihren Stabilitätseigenschaften, die durch die Einführung der Rückkopplung beeinträchtigt werden, vorgesorgt ist. Ein weiteres Merkmal der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe ist die Stabilisierung des Ruhestroms; das ist der von der Ausgangsstufe bei Abwesenheit eines Operationsverstärker-Eingangssignals geführte Strom, wobei mittels eines besonderen Steuerschaltkreises in Verbindung mit der örtlichen Rückkopplung es ermöglicht wird, den Restruhestrom auch bei beträchtlichen Unausgewogenheiten, die von grundsätzlicher Natur sein können oder auf zufälligen Ursachen beruhen mögen, zu stabilisieren.

Im wesentlichen umfaßt diese CMOS Ausgangsstufe zwei, in Gegentakt geschaltete, komplementäre MOS Ausgangstransistoren, wobei deren Fähigkeit der Stromabgabe oder -aufnahme von der Last durch zwei parallele Rückkopplungen gesteuert ist, von denen jede aus einem Verstärker durch eine Differentialeingangs- und eine Verstärkerstufe gebildet ist unter Kompensation zur Sicherstellung der Stabilität der ganzen Ausgangsstufe, ohne dabei den Durchlaßbereich und die Phasenverschiebung des Operationsverstärkerhauptteils (Kern) unter irgendwelchen, für die Schaltung voraussehbaren Bedingungen von Temperatur, Herstellprozeß und zu treibender Last zu beeinträchtigen.

Vorzugsweise ist die Differentialeingangssstufe vereinigt und wird von den beiden Verstärkerstufen der zwei Rückkopplungen parallel gemeinsam genutzt.

4. Aufzählung und Beschreibung der Zeichnungen

Für ein besseres Verstehen der Erfindung sind der Beschreibung Darstellungen des Standes der Technik und von Ausführungsbeispielen der Erfindung als Zeichnungen beigefügt. Darin zeigen:

Fig. 1a und 1b schematisch Blockdiagramme von den Stufen eines Operationsverstärkers mit Eingangs-, Verstärker- und Ausgangsstufen;

Fig. 2 die Schaltung einer Ausgangs-Source-Folgestufe nach dem Stand der Technik;

Fig. 3 die Schaltung einer anderen bekannten Ausgangsstufe vom Emitter-Folge-Typ;

Fig. 4 die Schaltung einer weiteren bekannten Ausgangsstufe vom Gegentakt-AB-Typ;

Fig. 5 die Schaltung einer Ausgangsstufe nach der Erfindung;

Fig. 6 die Schaltung eines bevorzugten erfinderischen Ausführungsbeispiels einer Ausgangsstufe;

Fig. 7 weitere Einzelheiten der Schaltung der Ausgangsstufe nach Fig. 6;

Fig. 8 die Schaltung des Ruhestromsteuerkreises in der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe;

Fig. 9 die Schaltung der Ausgangsstufe nach Fig. 7 unter Einbeziehung Ruhestromsteuerkreises nach Fig. 8.

Auf die Fig. 1a und 1b wurde bereits in der vorausgegangenen Beschreibung kurz Bezug genommen; dort sind schematisch die zwei Arten von Operationsverstärkern, wie sie in analogen Subsystemen Verwendung finden, dargestellt.

Die Fig. 2, 3 und 4 zeigen verschiedene Ausgangsstufen des Standes der Technik, wie sie ebenfalls bereits in der vorausgegangenen Beschreibung unter (2) "Stand der Technik" mit ihren verschiedenen Nachteilen beschrieben wurden.

Die Bezeichnung V _BIAS bedeutet in allen Figuren und woimmer es nicht andersartig gekennzeichnet ist, eine feste Vorspannung, die in der Regel von einer extrem stabilen Spannungsquelle, hauptsächlich gegen Störungseinflüsse unempfindlich, stammt und normalerweise auf dem Chip der integrierten Schaltung selbst zur Verfügung steht. Ansonsten sind die in den Figuren verwendeten Symbole und Bezeichnungen dieselben, die auch in der relevanten technischen Literatur üblich sind. Sofern in dieser Beschreibung nicht ausdrücklich eine spezifische Bedeutung angegeben ist, wird angenommen, daß sie für den Durchschnittsfachmann in ihrer Bedeutung verständlich sind.

5. Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 5 gezeigt. Die zwei in Gegentakt geschalteten komplementären MOS Transistoren M 18 und M 19 sind durch entsprechende Rückkopplungsschleifen gesteuert unter Verwendung der Differentialverstärker 1 und 2.

Wie man sehen kann, ist die Spannungsverstärkung der Ausgangsstufe kleiner Eins unter Rückkopplung des Ausgangssignals zum nicht-invertierenden Differentialverstärkereingang jedes der zwei Rückkopplungsverstärker 1 und 2.

Aus praktischen Erwägungen heraus kann die Differentialeingangsstufe der Verstärker 1 und 2 in Fig. 5 auch ausgebildet sein als einzelne Eingangs-Gegenwirkleitwert-Differentialstufe G _M, welche die beiden folgenden seperaten Gegenwirkwiderstandsstufen Z _M1 und Z _M2 steuert, wie schematisch in Fig. 6 dargestellt.

Die erfindungsgemäße Ausgangsstufe gemäß den Fig. 5 oder 6 weist gegenüber den bekannten Ausführungsformen nach dem Stand der Technik, wie beispielsweise in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellt, folgende Vorteile auf:
- großer maximaler Ausgangssignalhub, insoweit seine Amplitude die Werte der entsprechenden Versorgungsspannungen V _DD und V _SS erreichen kann;
- keine Begrenzung der Stromversorgung der Last, weil es für V _GS (Spannungen zwischen Gate und Source) bei M 18 und M ₁₉ einen genügend großen Spielraum gibt;
- keine Herabsetzung der charakteristischen Kenndaten des Operationsverstärker-Hauptteils ("Kern") wegen der theoretisch unendlichen Eingangsimpedanz;
- relativ niedrige Ausgangsimpedanz wegen der Aufteilung des Leerlaufwiderstandswertes durch die Summe der örtlichen (lokalen) Rückkopplungsverstärkungsfaktoren der zwei Verstärker 1 und 2 (vgl. Fig. 5), oder G _M Z _M2 und G _M Z _M1 (vgl. Fig. 6) mit den Verstärkungsfaktoren der Transistoren M 18 bzw. M 19, woraus folgt, daß die Ausgangsimpedanz dieser Stufe Werte in der Größenordnung von ohmschen Zehnerwerten aufweist.

Wie bereits weiter oben ausgeführt, muß die Kompensation der Verstärker 1 und 2 bzw. der Verstärker Z _M2 und Z _M1 so bemessen sein, daß die Stabilität der gesamten Ausgangsstufe sichergestellt ist und gleichzeitig keine Beeinträchtigung des Durchlaßbereichs und der Phasenverschiebung des Operationsverstärkerhauptteils (Kern) gegeben ist unter welchen Bedingungen von Temperatur, Herstellprozeß und zu treibender Last die Schaltung betrieben wird und funktionieren muß.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel der in Fig. 6 schematisch dargestellten Ausgangsstufe ist in aller schaltungstechnischen Ausführlichkeit in Fig. 7 gezeigt.

V _{BIAS1 bis 4} sind die Transistorvorspannungen in der Ausgangsstufe; sie werden in einem Vorspannungsschaltkreis erzeugt, der sich vorzugsweise ebenfalls aus demselben Chip der integrierten Schaltung befindet.

Die Eingangs-Differentialstufe G _M besteht aus dem Stromgenerator (2 I _o) M 1, den Stromgeneratoren (3 I _o) M 5 und M 4 und den Transistoren M 3 und M 2, deren Gates die zwei Eingänge der Differentialstufe bilden, in die sich die zwei aus den Transistoren M 6 bis M 9 bzw. M 14 bis M 17 gebildeten Verstärker Z _M1 bzw. Z _M2 sozusagen "teilen". Die Transistoren M 10 bis M 13 bilden hingegen eine Umsetzerschaltung für den Grundstrom I _o. Die für die Gewährleistung der dynamischen Stabilität erforderliche Kompensation ist hinsichtlich des unteren Teils der Schaltung in Fig. 7 durch eine Kapazität C _c′ und einen Widerstand R _z′ für den negativen Ausgangsspannungshub und hinsichtlich des oberen Teils der Schaltung in Fig. 7 durch eine Kapazität C _c″ und einen Widerstand R _z″ für den positiven Ausgangsspannungshub implementiert.

In Abwesenheit eines Eingangssignals treten dann hinsichtlich der Stromwerte des sog. Rest- oder Ruhestroms in den einzelnen Leitungszweigen der Schaltung die in Fig. 7 gezeigten Bedingungen auf. Diese Ströme sind alles Vielfache des von einem Generator gelieferten Grundstroms I _o, der sich dann in der Ausgangsstufe widerspiegelt. Die Wahl von I _o ist ein Kompromiß zwischen den Anforderungen an die Stabilität (je größer I _o, desto stabiler ist die Schaltung für gleiche Arbeitsweise) und der Verlustleistung. In den zwei Ausgangstransistoren tritt ein Ruhestrom von kI _o auf, wobei k Werte in der Größenordnung von Zehnervielfachen, z. B. etwa 40, aufweist.

Bei Vorhandensein eines Eingangssignals ermittelt die Differentialstufe G _M eine Unbalance der Ströme in den Transistoren M 2 und M 3, die sich als eine Veränderung von V _GS des Ausgangstransistors M 18 in der einen Richtung (z. B. Anstieg) und von V_GS des Ausgangstransistors M 19 in der entgegengesetzten Richtung (z. B. Abnahme) auswirkt, das heißt, daß einer der beiden Transistoren dazu neigt, einen größeren Stromwert als kI _o abzugeben, während der andere dazu neigt, den Strom abzuriegeln.

Es wird also dieser Strom an die Last abgegeben, an der sich eine Spannung aufbaut und damit Leistung verbraucht wird bis zum Erreichen eines Gleichgewichtszustandes und wegen des Vorhandenseins der örtlichen Rückkopplung (Ausgangs und anderer Eingang der Differentialstufe kurzgeschlossen) wird diese Spannung gleich der Eingangsspannung (V_IN) selbst.

Es ist klar, daß es - um für den Ausgangsspannungshub einen ausreichend großen Spielraum zu gewährleisten - notwendig ist, daß die Ausgangstransistoren M 18 und M 19 vonvornherein über eine ausreichende Fähigkeit der Stromlieferung an die Last bei einem vorhandenen Eingangssignal verfügen. Das heißt mit anderen Worten - will man vernünftige Dimensionen einhalten - dann ist es bereits im Stadium des Schaltungsentwurfs notwendig, dafür vorzusorgen, daß man bezüglich der Spannung für das Gate vom Transistor M 19 eine beträchtliche Absenkung und für das Gate vom Transistor M 18 einen beträchtlichen Anstieg herbeiführen kann.

Abgesehen von der Festlegung der Ruheströme der Schaltung, werden die Vorspannungen (V _BIAS1 bis V _BIAS4) zweckmäßigerweise zusammen mit der entsprechenden Größendimensionierung der betreffenden Transistoren so gewählt, daß große Spannungshübe zwischen Gate und Source (V _GS) der Transistoren M 18 und M 19 ermöglicht werden.

Obwohl die Ausgangsstufe gemäß Fig. 7 die oben erwähnten Vorteile aufweist gegenüber den Ausgangsstufen nach dem Stand der Technik und obwohl sie zweckentsprechend durch die zwei RC Glieder in den beiden Zweigen des charakteristischen dynamischen Teils der Ausgangsstufe kompensiert ist, können sich beim Einstellen gewisser Umstände und Gegebenheiten Differenzen im Niveau des Ruhestroms bezüglich des optimalen Wertes kI _o einstellen.

Beispielsweise können Ungleichgewichtszustände in den beiden Paaren der identischen Transistoren M 8, M 9 und M 16, M 17 auftreten. Es sei angenommen, daß zwischen den Transistoren M 8 und M 9 eine Unbalance dergestalt besteht, daß - in Abwesenheit eines Eingangssignals - das Gate von M 18 sich auf einem höheren Potential als dem vorhergesehenen Wert befindet (z. B. dem Drainpotential von M 8), so wird ein solcher Zustand zu einem starken Anstieg des Stromes durch den Transistor M 18 bezüglich des normalen Wertes kI _o führen. Wenn dann auch noch gleichzeitig eine Unbalance in dem Transistorpaar M 16 und M 17 dergestalt besteht, daß das Gate von M 19 sich auf einem niedrigerem Potential als dem vorhergesehenen Wert befindet (z. B. dem Drainpotential von M 16), so wird dies zu einem starken Anstieg (bezogen auf den Normalwert kI _o) des Stromes durch den Transistor M 19 führen. Die Ausgangsspannung V_OUT über der Last ist aber im wesentlichen unempfindlich hinsichtlich eines gleichzeitigen Anstiegs des Ruhestroms durch beide Zweige der Ausgangsstufe, so daß die örtliche Rückkopplung so einem Anstieg nicht mit der Konsequenz entgegenwirken kann, daß es zu einer unkontrollierten Steigerung der Verlustleistung kommt.

Es kann natürlich auch der entgegengesetzte Fall eintreten, daß nämlich wegen gleichzeitiger Ungleichgewichtszustände ein Abfall des Ruhestromes (bezogen auf den Normalwert kI _o) beobachtet wird mit der Konsequenz von Instabilitätsproblemen.

Mit dem Ziel der Stabilisierung des Ausgangsruhestroms und folglich der Sicherstellung der Stabilität der Stufe umfaßt deshalb eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe einen speziellen Steuerschaltkreis, der in der Lage ist, eventuelle Ungleichgewichtsbedingungen festzustellen und die richtigen Zustandsbedingungen wiederherzustellen. Dieser Steuerschaltkreis ist in dem Diagramm von Fig. 8 dargestellt. Er besteht aus den Transistoren MST 1 bis MST 4, die wie in Fig. 8 gezeigt, zusammengeschaltet sind. Ist die Gate-Spannung von M 18 gleich der Drain-Spannung von M 8, so verhalten sich die seriegeschalteten Transistoren Mst 3 und MST 4 wie ein einzelner Transistor doppelter Länge, und wenn ihre Dimensionierung beim Entwurf richtig bemessen ist, so wird ein Strom gleich I _o erzeugt. Die Transistoren MST 1 und MST 2 führen einen Strom gleich I _o/2, wenn ihre entsprechenden Source-Elektroden auf gleichem Potential sind.

Da I _A = I _o + I _o/2 und I _B = I _o -+ I _o/2 gilt, so gibt es am Ausgang einen Strom kI _o, der die Breite von M 19 entsprechend reduziert, um den Spannungsanstieg zwischen Gate und Source von M 19 - bedingt durch den größeren Stromfluß durch M 16 und M 17 - zu kompensieren und folglich den Ruhestrom von der Drainelektrode von M 17 herabzusetzen.

Es sei nun angenommen, daß zum Beispiel ein Ungleichgewichtszustand zwischen M 8 und M 9 besteht, so daß sich das Gate von M 18 auf höherem Potential befindet als es das Potential an der Drainelektrode von M 8 ist. Dann steigt der Strom in MST 3 und MST 4 so weit, wie er letztlich nur durch MST 4 fixiert ist und er letztlich doppelt so groß wird wie der Stromwert im Gleichgewichtszustand. Infolgedessen steigt auch der Strom I _A, der, sich widerspiegelnd im Strom I _B, den Anstieg des Gatepotentials von M 19 bestimmt und den durchfließenden Strom auf einen Wert, der kleiner ist als der Wert kI _o für den stabilisierten Zustand, reduziert. Auf diese Weise tendiert der Ausgangsruhestrom bei Vorhandensein einer Unbalance abzunehmen, und die örtliche Rückkopplung, die auf die Ausgangsspannung entsprechend anspricht (diese gewissermaßen abfühlt), greift in den Schaltungszustand mit der Wirkung einer Ausbalancierung der durch M 18 und M 19 fließenden Ströme ein und bringt das Gatepotential von M 18 auf das Drainpotential von M 8, wodurch die Gleichgewichtsbedingungen wiederhergestellt werden.

Die vollständige Schaltung der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe unter Einbeziehung der Steuerschaltung für den Ruhestrom - wie zunächst nur prinzipiell in Fig. 8 offenbart - ist in Fig. 9 in allen Schaltungseinzelheiten dargestellt.

Die Ruhestromsteuerschaltung ermöglicht eine Limitierung der Verlustleistung in der Ausgangsstufe im Zustand des üblicherweise vorkommenden Ungleichgewichts, größtenteils bedingt durch nur schwer kontrollierbare Parameter und Fehlanpassungen, die typischerweise auf den Fabrikationsprozessen der MOS Halbleiterelemente beruhen, in den Grenzen von ±10% der Verlustleistung, wenn keine derartigen Unausgeglichenheiten bestehen.

Vergleicht man die Veränderung der Verlustleistung im Ruhestromzustand und bei solchen vorhandenen typischen Unausgeglichenheiten aufgrund von Fabrikationsprozessen und ohne den Stabilisierungsschaltkreis, so ist es leicht möglich, daß sich Variationen der Verlustleistung bis zu ±500% ergeben.

Eine Besonderheit der Steuerschaltung beruht auf der Tatsache, daß sie mit ihrer Wirkung nur und ausschließlich bei Abwesenheit eines Eingangssignals interveniert. In der Tat bewirkt das Vorhandensein eines Signals am Eingang der Ausgangsstufe eine Deaktivierung der Stabilisierungsschleife, wodurch dann die Ausgangsstufe in die Lage versetzt wird, die gesamte an ihrem Eingang vorhandene Spannung auf die Last weiterzugeben.

Es dürfte klar sein, daß die in den Fig. 7, 8 und 9 gezeigte und mit n-Kanal Transistoren ausgeführte Stufe durch Invertierung und entsprechende Dimensionierung der Transistoren auch mit p-Kanal Transistoren entworfen werden kann.

Die Ausgangsstufe (Ausgangspuffer) der vorliegenden Erfindung ist durch eine extrem niedrige Ausgangsimpedanz in der Größenordnung von wenigen ohmschen Zehnerwerten gekennzeichnet. Sie eignet sich gut zum Treiben von Lasten mit Kapazitäten bis zu etwa 100 pF und mit Impedanzwerten von nur 300 Ohm und noch darunter.

Obwohl die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist, soll der Schutzumfang nicht auf diese speziellen Ausgestaltungen beschränkt sein, denn mit der offenbarten Lehre zum technischen Handeln ist es dem Fachmann ohne weiteres möglich, verschiedene Alternativen und Modifikationen der offenbarten Schaltungsdiagramme im Rahmen des grundsätzlichen Erfindungsgedankens zu entwerfen.

Claims

1. CMOS Ausgangsstufe mit zwei in Gegentakt geschalteten, komplementären MOS Transistoren, dadurch gekennzeichnet, daß diese beiden Transistoren je durch parallele Rückkopplungsschaltungen gesteuert sind mit jeweils einer Differentialeingangs- und einer Verstärkerstufe, wobei die Ausgangsspannung auf den nichtinvertierenden Eingang der genannten Differentialstufen rückgekoppelt ist und wobei jede der genannten zwei Verstärkerstufen individuell kompensiert ist zur Wiederherstellung eines ausreichenden Stabilitätsverhaltens.

2. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die beiden Rückkopplungsschaltungen in eine einzige Differentialeingangsstufe teilen.

3. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin eine Ruhestromsteuerschaltung umfaßt, die auf Ruhepotentialungleichheiten in den Stufen der beiden Rückkopplungsschaltungen reagiert und die bei Unausgeglichenheit und vorhandenem Eingangssignal eine Ausgangsspannungsabweichung vom Ruhewert ermittelt, der durch die genannten Rückkopplungsschaltungen entgegengewirkt wird zum Zwecke des Aufhebens des Ungleichheitseffektes.