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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Gebiet von rauscharmen
Verstärkern.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung die Entwicklung
von rauscharmen Verstärkern
mit programmierbarer Verstärkung
(PGA), geeignet für
die Anordnung in integrierten Schaltungen (IC) und für die Verwendung
in Signalverarbeitungsanwendungen.
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Verwandte Fachgebiete
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PGAs
werden in unterschiedlichen analogen Signalverarbeitungsanwendungen
eingesetzt, bei denen ein elektrisches Signal unterschiedlicher
Amplitude vor der nachfolgenden Signalverarbeitung entweder verstärkt oder
gedämpft
werden muss. Unterschiedliche Verstärkungs- und/oder Dämpfungseinstellungen
sind erforderlich für
den benötigten
breiten dynamischen Bereich für
die Eingangsstufen des Verstärkers.
Zahlreiche herkömmliche
Techniken sind vorhanden, um diesen Bedarf zu erfüllen.
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Erforderlich
sind aber Techniken, um Dämpfung
in Verstärkern
mit geschlossenem Regelkreis ohne Erhöhen des Rückkopplungsfaktors bereitzustellen.
Ebenfalls erforderlich ist ein Lösungsweg
zum Gewährleisten
geeigneter Startbedingungen und Vermeiden von Einklinkeffekten,
insbesondere bei Complimentary-Metal-Oxide-Semiconductor-(CMOS-)PGAs.
Schließlich
ist eine Technik erforderlich zum Vermeiden ungeeigneter Charakteristiken,
die häufig
bei passiven Elementen in IC-Substraten durch Prozessgradienten
auftreten.
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In
J. Sevenhans et al.: "Novel
CMOS Linear OTA Using Feedback Control an Common Source Node", Electronics Letters,
IEE Stevenage, GB, Bd. 27, Nr. 20, 26. September 1991. Seite 1873–1875, XP000264366, ISNN
0013-5194, ist ein volllinearer Be triebssteilheitsverstärker mit
Rückkopplungssteuerung
am gemeinsamen Source-Knoten beschrieben. Hier ist ein Hauptproblem
der Dynamikbereich durch die beschränkte Signalpegelsteuerungsleistung
des Basisdifferentialpaars. Zum Linearisieren des Paars wird das
MOS-Transistor-Rechteckgesetzmäßigkeitsmerkmal
verwendet.
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Gemäß der Erfindung
werden ein Verstärker
mit programmierbarer Verstärkung
nach der Definition des unabhängigen
Anspruchs 5 und ein Verfahren zum Beheben von Startfehlern in einem
Verstärker
nach der Definition des unabhängigen
Anspruchs 1 bereitgestellt.
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Kurze Beschreibung der Figuren
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Die
beigefügten
Zeichnungen, die in die Beschreibung eingebunden sind und ein Bestandteil
dieser sind, stellen Ausführungsbeispiele
der Erfindung dar und dienen mit der vorhergehenden allgemeinen
Beschreibung der detaillierten Beschreibung der folgenden Ausführungsbeispiele
zum Erläutern
der Prinzipien der vorliegenden Erfindung.
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1 zeigt
eine Darstellung eines herkömmlichen
Sub-PGA-Moduls mit
einem hohen Eingangswiderstand;
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2 zeigt
eine Darstellung eines Standard-PGA-Moduls mit aktiver Dämpfung;
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3 zeigt
eine Blockdiagrammdarstellung eines beispielhaften Empfangsweges,
der gemäß der vorliegenden
Erfindung aufgebaut und angeordnet ist;
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4 zeigt
eine detailliertere Blockdiagrammdarstellung eines in 3 gezeigten
ersten Stufen-PGA, der gemäß der vorliegenden
Erfindung aufgebaut und angeordnet ist;
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4A zeigt
eine Blockdiagrammdarstellung zur Wiedergabe der Beziehung zwischen
Impedanz, Verstärkung
und Rückkopplungsfaktor
im ersten Stufen-PGA von 4;
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5 zeigt
ein Schemadiagramm einer herkömmlichen
Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung,
die zum Gewährleisten
korrekter Startbedingungen im PGA von 4 verwendet
werden kann;
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6 zeigt
ein Blockdiagramm des Verstärkers
im PGA von 4, beinhaltend eine beispielhafte Startschaltung,
die gemäß der vorliegenden
Erfindung aufgebaut und angeordnet ist;
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7 zeigt
ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zur Verwendung der Startschaltung
von 6;
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8A zeigt
eine Darstellung einer ersten Stufe eines Widerstandbauplans, der
gemäß der vorliegenden
Erfindung aufgebaut und angeordnet ist;
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8B zeigt
eine Darstellung einer zweiten Stufe des Widerstandbauplans von 8A;
und
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8C zeigt
eine Darstellung einer dritten Stufe der Widerstandbaupläne von 8A und 8B.
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Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
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Die
folgende detaillierte Beschreibung der beigefügten Zeichnungen stellt Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung dar. Daher soll die folgende detaillierte Beschreibung
die Erfindung nicht einschränken.
Der Umfang der Erfindung ist viel mehr durch die beigefügten Ansprüche definiert.
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1 zeigt
eine Darstellung eines herkömmlichen
Vordämpfers 100 gefolgt
von einem Sub-PGA 102 mit einem hohen Eingangswiderstand.
In dieser Topologie ist der Vordämpfer 100 ein
separater passiver Dämpfer,
gefolgt vom Sub-PGA 102, der einen hohen Eingangswiderstand
aufweist. Ein Sub-PGA ist ein Schaltungsblock, der eine variable
Verstärkung
bereitstellen kann, aber nicht notwendigerweise Dämpfung bereitstellt.
Der Sub-PGA 102 kann aus einem oder mehreren Schaltungsblöcken bestehen.
Insbesondere kann der Sub-PGA 102 einen Puffer, gefolgt
von einem herkömmlichen
PGA-Modul, beinhalten.
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Schlüsselmerkmal
des Sub-PGA 102 ist, dass er typischerweise einen hohen
Eingangswiderstand aufweist. Wegen des hohen Eingangswiderstands
des Sub-PGA 102 stehen der Sub-PGA 102 und der
Vordämpfer 100 nicht
in Wechselwirkung, wodurch die Möglichkeit
einer vorteilhaften Verringerung des Rückkopplungsfaktors des Sub-PGA 102 reduziert
wird. Der Rückkopplungsfaktor
ist ein numerischer Index, der mit dem Verhältnis der Widerstände in Verstärkern mit
geschlossenem Regelkreis verknüpft
ist, die ohmsche Rückkopplungsnetzwerke
aufweisen. Das Verhältnis
der Widerstände ändert den
Rückkopplungsfaktor,
was wiederum die Verstärkung
des Verstärkers ändert. Wenn
Verstärker
zum Bereitstellen von Dämpfung
verwendet werden, vergrößert sich
typischerweise der Rückkopplungsfaktor,
was in der Folge die Leistung des Verstärkers instabil macht. Daher
wird die Beziehung zwischen Verstärkung und Rückkopplungsfaktor des Verstärkers problematisch,
wenn der Verstärker
als Dämpfer
verwendet wird.
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Ein
alternativer Lösungsweg
zum Bereitstellen von Dämpfung
in Verstärkern
beinhaltet einen passiven oder einen aktiven programmierbaren Dämpfer, gefolgt
von einem separaten Verstärker
mit programmierbarer Verstärkung.
Wenn der programmierbare Dämpfer
und der PGA separat sind, ist jedoch eine Verringerung des Rückkopplungsfaktors
nur schwer zu erzielen. Ein weiterer alternativer Lösungsweg
beinhaltet das Verwenden des Verstärkers mit programmierbarer
Verstärkung
als aktiven Dämpfer.
Das Verwenden des Verstärkers
mit programmierbarer Verstärkung
als aktiven Dämpfer
erzeugt jedoch zwei wesentliche Probleme. Zunächst wird das Problem des Rückkopplungsfaktors
zu einem noch wichtigeren Punkt und die entsprechende erforderliche Substratfläche zur
Aufnahme von Verstärker
und Dämpfer
wird extrem groß.
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Als
nächstes
zeigt 2 eine Standard-PGA-Schaltung 200 mit
aktiver Dämpfung.
In der Topologie der PGA-Schaltung 200 befindet sich ein
Standard-PGA mit invertierender Verstärkung 202, bei dem
Dämpfung
im Rückkopplungsnetzwerk
dadurch er zielt wird, dass ein Eingangswiderstand 204 größer als
ein Rückkopplungswiderstand 206 gemacht
wird.
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Bei
der Verwendung von CMOS-Vorrichtungen muss gewährleistet werden, dass die
PGA-Schaltungen wie etwa die PGA-Schaltung 200 bei einer
breiten Vielfalt von Start-, Vorspannungs- und Umweltbedingungen
starten und erwünschte
Betriebspunkte erreichen. Bei zweistufigen Differentialverstärkern, die
typischerweise mit CMOS-Schaltungen verknüpft sind, weist die Gleichtakt-(CM-)Signalschleife
des ersten Stufenverstärkers
eine positive Gesamtrückkopplung
auf. Daher kann diese positive Rückkopplung
den Verstärker
veranlassen, in einem unerwünschten
Einklinkzustand zu verharren, insbesondere wenn die positiven CM-Rückkopplungsmerkmale
des Verstärkers
die negativen CM-Rückkopplungsmerkmale
des zweiten Stufenverstärkers,
auch als CM-Rückkopplungsverstärker (CMFBA)
bezeichnet, kompensieren können.
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Herkömmliche
Lösungswege
zum Beheben des Startproblems beinhalten einen ausreichend großen CMFBA,
so dass die Hauptverstärker-CM-Schleife
(positive Rückkopplung)
niemals die CMFBA-Schleife (negative Rückkopplung) kompensieren kann.
Dieser Lösungsweg
kann als Lösung
mit hoher Leistung und starkem Rauschen betrachtet werden.
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Ein
weiterer herkömmlicher
Lösungsweg
zum Beheben des Startproblems beinhaltet die Bereitstellung eines
Hochregelwiderstands mit hoher Impedanz, um Spannung an einem Common-Source-(CM-src-)Knoten
zu erzwingen. Bei einem auf diese Weise konfigurierten Verstärker kann
ein von einer Versorgungsspannungsquelle VDD mit dem CM-src-Knoten
verbundener hochohmiger Widerstand den CM-src-Knoten hochregeln,
um ein korrektes Starten zu erzwingen. Dieser Lösungsweg erfordert aber zusätzliche
Leistung und erzeugt im verknüpften
System zusätzliches
Rauschen.
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Eine
weitere Herausforderung bei der Entwicklung von PGAs, die für die Anordnung
in ICs geeignet sind, ist die Tatsache, dass die ICs häufig passive
Elemente wie Widerstände
erfordern, die gut aneinander angepasst sind. Die Siliziumverarbeitung
beispielsweise ist kein perfekter Prozess, der häufig zu Prozessgradienten führt, wobei
die Merkmale einer bestimmten Vorrichtung in etwa linear über ein
bestimmtes Maß des IC-Substrats
variieren. Dieser lineare Gradient kann zu erheblichen Abweichungen
zwischen Vorrichtungen wie etwa Widerständen führen, die gut aufeinander angepasst
sein müssen.
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Um
einen ausreichenden Verstärkungsbereich
und eine ausreichende Verstärkungsauflösung (d.
h. Verstärkungsstufengröße) zu erzielen,
werden in den Verstärkungsmodulen
typischerweise komplexe ohmsche Rückkopplungsnetzwerke verwendet.
Dafür müssen damit
verknüpfte
größere Die
Größen in Kauf
genommen werden. Zusätzlich
ist zum Erzielen eines großen
Verstärkungsbereichs
häufig
erforderlich, dass der Rückkopplungsfaktor
einen breiten Bereich umfasst, da Verstärkung mit geschlossenem Regelkreis
und Rückkopplungsfaktor
umgekehrt verknüpft
sind. Dies erschwert das Design des Verstärkers, der garantiert in einem breiten
Bereich des Rückkopplungsfaktors
stabil und funktionsfähig
sein muss. Alle diese Probleme müssen gelöst werden,
während
die Leistung des PGA bei geschlossenem Regelkreis ausreichend linear
gehalten werden muss.
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Eine
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kombiniert ein passives Vordämpfernetzwerk
mit dem im Verstärker
verwendeten Rückkopplungsnetzwerk.
Die PGA-Funktion wird durch Verwenden eines Verstärkers mit
geschlossenem Regelkreis und einem schaltbaren Widerstandsnetzwerk
in der Rückkopplungsschleife
erzielt, um passive Dämpfung
bereitzustellen. Dies erreicht drei Ziele. Da der Vordämpfer separat
vom Rest des Rückkopplungsnetzwerks
gesteuert werden kann, ermöglicht
er eine größere Steuerbarkeit
der Gesamt-PGA-Verstärkung.
Somit kann die Gesamtkomplexität
des Rückkopplungsnetzwerks
verringert werden.
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Der
Vordämpfer
der vorliegenden Erfindung ist als nächstes so gestaltet, dass der
gesamte Rückkopplungsfaktor
verringert wird, wenn er zum Verringern der Gesamt-PGA-Verstärkung verwendet
wird. Wenn hingegen ein herkömmliches
Rückkopplungsnetzwerk
zum Verringern der Gesamt-PGA-Verstärkung verwendet, vergrößert sich
der gesamte Rückkopplungsfaktor.
Daher kann durch Verwenden der vorliegenden Erfindung und bei sorgfältiger Aufteilung
der Gesamtverstärkung
auf den Vordämpfer
und den Rest des Rückkopplungsnetzwerks
ein breiter Verstärkungsbereich
mit wesentlich geringerer Abweichung des Rückkopplungsfaktors erzielt
werden. Dieser Aspekt erleichtert das Schaltungsdesign des Verstärkers.
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Schließlich ist
das Rückkopplungsnetzwerk
der ersten Stufe so konfiguriert, dass auf einer virtuellen Masse
CMOS-Schalter angeordnet sind. Daher fließt durch diese Schalter kein
Signalstrom, wenn CMOS-Technologie verwendet wird. Ebenso wird auf
die Schalter im Dämpfernetzwerk
ein symmetrisches Differential angewendet. Daher ist die Linearität des Netzwerks
ausreichend hoch.
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3 zeigt
eine Darstellung eines beispielhaften PGA 300, dessen analoges
Frontend und die verknüpfte
digitale Schaltung. Der allgemeine Zweck des PGA 300 ist
die Bereitstellung von Verstärkung
eines Eingangssignals mit geringer Amplitude, so dass nachfolgende
Analog-Digital-Wandler (ADCs) dieses empfangen und ein Signal mit
einer ausreichend hohen Amplitude abtasten können. Daher ist der PGA der
erste in einem Empfangsweg 302 des PGA 300 angeordnete
Block. Es kann zwar jede Anzahl von PGA-Stufen vewendet werden,
für Illustrationszwecke
beinhaltet der PGA 300 jedoch drei Verstärkungsstufen 308, 310 und 312.
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Der
PGA 300 von 3 kann auch einen Eingabepuffer 314 zum
Ansteuern einer Schalterkondensatorschaltung (nicht gezeigt) in
einem ADC 315 beinhalten. Als nächstes ist ein Tiefpassfilter 316 zum
Entfernen unerwünschter
Energie bei Bandüberschreitungsfrequenzen
beinhaltet. Der Eingabepuffer 314 ist ein vierter Verstärker separat
und entfernt von den drei Verstärkungsstufen 308, 310 und 312 des
PGA 300. Eine erste Ausführungsform des PGA 300 ist
mit dem Schalten im PGA, den Vordämpfungsmerkmalen, verknüpft und stellt
einen niedrigeren Rückkopplungsfaktor
bereit.
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4 zeigt
eine detailliertere Darstellung der ersten Verstärkungsstufe 308 des
in 3 gezeigten PGA 300. Insbesondere zeigt 4 ein
ohmsches Rückkopplungsnetzwerk 400,
das die mit einem Verstärker 404 verbundenen
Netzwerksegmente 401–403 (nachfolgend
detaillierter beschrieben) beinhaltet. Im Ausführungsbeispiel von 4 ist
der Verstärker 404 ein
Differentialverstärker,
der Differentialeingangs-/ausgangsanschlüsse beinhaltet. Die Netzwerksegmente 401 und 402 sind
strukturell identisch. Da die Segmente 401 und 402 an
den jeweiligen symmetrischen Differentialteilen des Verstärkers 404 befestigt
sind, sind sie ebenfalls funktional identisch.
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Eine
gepunktete Linie 405 stellt eine Symmetrieachse bezüglich des
Bauplans des Verstärkers 404 dar.
Daher gelten Aussagen zum Netzwerksegment 401 ebenfalls
für das
Netzwerksegment 402. Zusätzlich ist das Netzwerksegment 403 funktional
entlang der symmetrischen Achse 405 des Verstärkers strukturiert. Die
an die Netzwerksegmente 401–403 angelegte Spannung
ist ebenfalls symmetrisch und differential. Diese symmetrische,
differentiale Amplitude verhindert ein Auslösen von Linearitätsfehlern,
die mit dem CMOS-Prozess verknüpft
sein können.
Daher ist die Linearität
des Verstärkers 404 und
des ohmschen Netzwerks 400 ausreichend hoch.
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Eine
weitere wichtige Funktion des PGA 300 ist das Bereitstellen
eines Verstärkers
mit einer einstellbaren oder pro grammierbaren Verstärkung. Programmierbarkeit
kann durch Andern der Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Rückkopplungsnetzwerks 400 erzielt
werden. Verstärkung
beispielsweise ist eine Funktion des Verhältnisses von Widerstandsimpedanzen
in den Netzwerksegmenten 401–403. Die in 4 gezeigten
Netzwerksegmente 401–403 sind
zwischen dem nicht-invertierenden Verstärkereingangsanschluss Vg+ und
dem invertierenden Ausgangsanschluss Vo– und zwischen dem invertierenden
Eingangsanschluss Vg– und
dem nicht-invertierenden Ausgangsanschluss Vo+ des Verstärkers 404 verbunden.
Beim Prozess des Änderns
der Impedanz der Widerstände
in den Netzwerksegmenten 401–403 ändern sich
der Rückkopplungsfaktor
und die Verstärkung
des Verstärkers 404 entsprechend.
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Das Ändern des
Rückkopplungsfaktors
hat eine Reihe von Folgen für
Punkte wie die Linearität
eines Verstärkers,
das Rauschen des Verstärkers
und die Stabilität
des Verstärkers.
Je höher
der Rückkopplungsfaktor,
desto besser ist die Leistung des Verstärkers bezüglich Rauschen und Linearität. Der Verstärker kann jedoch
ein Stabilitätsmaß verlieren,
wenn zugelassen wird, dass der Rückkopplungsfaktor
zu groß wird.
Das Halten der Stabilität
des Verstärkers
ist mit anderen Worten schwieriger, wenn dessen Rückkopplungsfaktor zu
groß ist.
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Wie
oben erwähnt
ist der Rückkopplungsfaktor
ein abgeleiteter numerischer Index, der auf der Topologie des Verstärkers und
des Rückkopplungsnetzwerks
basiert. Er hängt
mit dem Verhältnis
der Widerstandswerte im verknüpften
ohmschen Rückkopplungsnetzwerk
des Verstärkers
zusammen. Beispielsweise kann ein Anwender bei einem bestimmten
Verstärker
mit einem ohmschen Rückkopplungsnetzwerk
direkt den Rückkopplungsfaktor
berechnen, der typischerweise eine Zahl zwischen Null und Eins ist.
Der Rückkopplungsfaktor ist
auch als Betafaktor eines Verstärkers
mit geschlossenem Regelkreis bekannt und ist eher ein quantitatives, im
Gegensatz zu einem qualitativen, Maß für die Leistung des Verstärkers. Daher ändert das Ändern des
Verhältnisses
der Widerstandsimpedanzwerte den Rückkopp lungsfaktor, was wiederum
die Verstärkung
des Verstärkers ändert.
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Bei
herkömmlichen
Lösungswegen
besteht eine Eins-zu-Eins-Entsprechung
zwischen der erwünschten
Verstärkung
und dem im Verstärker
vorhandenen Rückkopplungsfaktor.
Sie sind im Wesentlichen umgekehrt verknüpft. Die Terme sind nicht direkt
umgekehrt verknüpft,
da die verknüpften
mathematischen Ausdrücke
eine komplexere Beziehung abbilden.
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Wenn
eine geringe Verstärkung
oder entsprechend eine Dämpfung
gewünscht
ist, vergrößert sich
der Rückkopplungsfaktor
von herkömmlichen
Verstärkern
und nähert
sich dem Wert Eins asymptotisch, was ein Stabilisieren des Verstärkers erschwert.
Wenn hingegen eine größere Verstärkung gewünscht ist,
verringert sich der Rückkopplungsfaktor
und nähert
sich dem Wert Null asymptotisch, was ein Stabilisieren des Verstärkers erleichtert.
Herkömmliche
erste Stufenverstärker
weisen eine breite Streuung bezüglich
der Verstärkung auf.
Beispielsweise sind Bereiche von etwa –12 dB bis +12 dB nicht ungewöhnlich und
repräsentativ
für Spannungsverstärkungen
von etwa 0,25 bis 4. Somit kann der Rückkopplungsfaktor bei diesen
herkömmlichen
Verstärkern
um einen erheblichen Betrag abweichen.
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Bei
der vorliegenden Erfindung ist hingegen das ohmsche Netzwerksegment 403 so
konfiguriert, dass dieses mit den ohmschen Netzwerksegmenten 401 und 402 kooperiert,
um geringe Verstärkungen
im Verstärker 404 zu
erleichtern, ohne dessen Rückkopplungsfaktor
zu erhöhen.
Insbesondere erleichtern die Netzwerksegmente 401 und 402 herkömmliche
Verstärkungserhöhungen im
Verstärker 404.
Beispielsweise kooperieren die Widerstände 406a0, 406a1–406an und
die Schalter 406b1–406bn des
Netzwerksegments 401, um für den Verstärker 404 Verstärkungswerte
größer gleich
Eins bereitzustellen. Der Widerstand 406a0 ist ein erstes Teil
des Netzwerksegments 401, während die Widerstände 406a1–406an und
Schalter 406b1–406bn kollektiv einen
zweiten Teil des Netzwerksegments 401 darstellen.
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Das
beispielhafte Netzwerksegment 403 erleichtert hingegen
Verstärkungswerte
von weniger als Eins. Insbesondere ermöglicht das Netzwerksegment 403 dem
Verstärker 404 das
Dämpfen
eines Eingangssignals, das an einem Eingangsanschluss Vin+ der Verstärkungsstufe 308 empfangen
wird, ohne Erhöhen
des Rückkopplungsfaktors
des Verstärkers.
Wenn Dämpfung
gewünscht
ist, können
die Schalter 408b1–408bm geschlossen
werden. Die Schalter 408b1–408bm stellen Dämpfung für den Verstärker 404 bereit
und verringern gleichzeitig den Rückkopplungsfaktor, was in Folge
die Stabilität
des Verstärkers
verbessert. Die Schalter 408b1–408bm bilden mit
anderen Worten einen Vordämpfer,
der dem Verstärker 404 ermöglicht,
Verstärkungswerte
von weniger als Eins zu erzeugen, während ebenfalls dessen Rückkopplungsfaktor
verringert wird.
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Reziprok
erleichtert der Lösungsweg
des vorliegenden Ausführungsbeispiels
von 4 das Design von Verstärkern ohne die Gefahr von stabilitätsrelevanten
Problemen. Das Vorhandensein der Widerstände 408a1–408am dämpft das
Eingangssignal und verringert den Rückkopplungsfaktor des Verstärkers. Wie
oben erwähnt
sind herkömmliche
Verstärker
mit geschlossenem Regelkreis so konfiguriert, dass die Dämpfungsfähigkeit
des Verstärkers
und dessen Rückkopplungsfaktor
typischerweise in entgegengesetzten Richtungen wirken. Wenn bei
diesen herkömmlichen
Verstärkern
beispielsweise ein Eingangssignal gedämpft wird, vergrößert sich
typischerweise der Rückkopplungsfaktor
des Verstärkers.
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Bei
der vorliegenden Erfindung hingegen ermöglicht das Vorhandensein der
Schalter
408b1–
408bm und
der entsprechenden Widerstände
408a1–
408am ein
Einstellen der Verstärkung,
wodurch diese Widerstände
das Signal dämpfen
und gleichzeitig den Rückkopplungsfaktor
verringern. Dieser Effekt ist auf die mathematischen Beziehungen
zwischen der PGA-Verstärkung
und den Widerstandswerten im Rückkopplungsnetzwerk
zurückzuführen. Die
Verstärkung
und der Rückkopplungsfaktor
können
direkt auf Basis der Gleichungen (1) und (2) berechnet werden, unter
der Annahme, dass die Gesamtwiderstände jedes Zweigs des Rückkopplungsnetzwerks
wie in
4A dargestellt sind.
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In 4A ist
zu erkennen, dass die Werte von R1, R2 und R4 darauf basiert gesteuert
werden, welcher Schalter des Satzes 406b1–406bn geschlossen
ist. Es ist auch zu erkennen, dass der Wert von R3 dadurch gesteuert
wird, welche(r) Schalter des Satzes 408b1–408bm geschlossen
ist/sind. Im Allgemeinen sinkt der Wert von R3 in 4A,
je mehr Schalter des Satzes 408b1–408bm geschlossen
sind. Mit den Gleichungen (1) und (2) kann direkt berechnet werden,
dass die Verringerung des Wertes von R3 gleichzeitig die Verstärkung und
den Rückkopplungsfaktor
senkt. Daher kann ebenso festgestellt werden, dass durch Schließen von
einem oder mehreren des Satzes 408b1–408bm die Verstärkung und
der Rückkopplungsfaktor
verringert werden.
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Die
Schalter 406b1–406bn ermöglichen
dem Verstärker 404 das
Erzielen einer breiten Vielzahl von Verstärkungseinstellungen. Zu einem
bestimmten Zeitpunkt wird exakt ein Schalter des Satzes 406b1–406bn geschlossen.
Alle anderen Schalter in diesem Satz werden geöffnet. Durch Schließen eines
anderen Schalter dieses Satzes 406b1–406bn wird die Gesamtverstärkung des
PGA 308 beeinflusst. Im Allgemeinen gilt, dass je näher der
Schalter an den Eingangsknoten (Vin+ und Vin–) ist, desto höher ist
die resultierende Verstärkung des
PGA, wenn dieser Schalter geschlossen ist. Wenn beispielsweise der
Schalter 406b1 geschlossen würde, würde dies zu einer höheren PGA-Verstärkung führen, als
wenn der Schalter 406b4 geschlossen würde.
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Ähnlich erleichtert
selektives Schließen
und Öffnen
der Schalter 408b1–408bm das
Erzielen von Verstärkungswerten
von weniger als 1, während
ebenfalls der Rückkopplungsfaktor
verringert wird. Das Vorhandensein der Widerstände 408a1–408am erleichtert
das Dämpfen
des Eingangssignals und Verringern des Rückkopplungsfaktors. Die Widerstände 408a1–408am an
den gegenüberliegenden
Seiten der jeweiligen Schalter 408b1–408bm sind spiegelbildlich
zueinander.
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Ebenso
bilden in der vorliegenden Erfindung passive Dämpfungsmerkmale einen inhärenten Bestandteil
der Struktur des Verstärkers 404 und
der ohmschen Netzwerksegmente 401–403, die das Rückkopplungsnetzwerk 400 des
Verstärkers
bilden. Somit sind der Verstärker 404 und
die Netzwerksegmente 401–403 vollständig bezüglich Struktur
und Funktion integriert. Das heißt, dass die beispielsweise
mit den Schaltern 408b1–408bm verknüpften Impedanzen
elektrisch mit einem Rückkopplungsweg 409 des
Verstärkers 404 gekoppelt
sind. Das Ergebnis dieser Kopplung ist, dass eine im Rückkopplungsnetzwerk 400 gebildete
Dämpfungsmatrix
nicht separat vom Verstärkungsaspekt
des Verstärkers 404 analysiert
werden kann. Präziser
gesagt ist das Netzwerksegment 403 in die Struktur des
Verstärkers 404 eingebaut
und ist ein inhärenter
Bestandteil des Rückkopplungsnetzwerks 400.
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5 zeigt
eine Darstellung einer herkömmlichen
Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 500,
die zum Gewährleisten
korrekter Startbedingungen verwendet wird. Wie zuvor erwähnt muss
besonders in CMOS-Schaltungen gewährleistet werden, dass die
PGA-Schaltung unter einer Reihe von Umweltbedingungen startet und
einen erwünschten
Betriebspunkt erreicht. Die herkömmliche
Schaltung 500 ist so konfiguriert, dass sie auf die meisten
Gleichtaktauslenkungen und -schwankungen bei normalen Betriebsbedingungen
abgestimmt ist. Die Schaltung 500 arbeitet im Wesentlichen
als eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung
zum Auffangen typischer Startfehler, welche die Leistung eines Verstärkers beeinflussen
können.
Diese typischen Startfehler sind aber nicht schwerwiegend genug,
um den Verstärker
betriebsunfähig
zu machen.
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In
der Schaltung 500 wird ein Differentialausgangssignal,
bereitgestellt an den Ausgangsanschlüssen Vo– und Vo+ des Verstärkers 404 in 4 an
den Eingangsanschlüssen
Vo– und
Co+ der Schaltung 500 empfangen. Eine Widerstandskette 501,
welche die Eingangsanschlüsse
Vo– und
Vo+ verbindet, mittelt die beiden Spannungen als Vcmout, so dass
daraus der Gleichtaktausgang des Verstärkers wird. Vcmout wird dann
mit einer intern erzeugten Referenzspannung Vcmref in den Differentialpaartransistoren 502 und 504 verglichen. Wenn
Vcmout größer ist
Vcmref, wird das Differentialtransistorpaar 502/504 gekippt,
so dass mehr Strom durch Transistor 502 als Transistor 504 fließt. Dadurch
wird eine Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung
Vcmfbp an einem Gleichtakt-Rückkopplungstransistor 506 heruntergeregelt.
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Wenn
somit der Gleichtaktausgang zu hoch ist, regelt die Schaltung 500 die
Gleichtakt-Rückkopplungsspannung
Vcmfbp herunter. Wenn Vcmfbp heruntergeregelt, werden Vo– und Vo+
ebenfalls über
ein Korrektursignal, bereitgestellt an den Gleichtaktausgängen 506 und 508,
heruntergeregelt, das wiederum als eine Eingabe für den Verstärker 404 bereitgestellt
wird. Die Schaltung 500 korrigiert daher wirksam kleinere
Startfehler im Verstärker 404 wie
etwa Schwankungen in der Gleichtaktspannung Vcmfbp. Die Schaltung 500 hat jedoch
einen etwas eingeschränkten
Bereich und etwas eingeschränkte
Fähigkeiten.
Sie ist zwar wirksam gegen beispielsweise kleinere Gleichtaktschwankungen,
ist aber nicht wirksam beim Beheben schwerwiegenderer Startfehler
wie Gleichtakteinklinken, die den Verstärker 404 vollständig betriebsunfähig machen
können.
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6 stellt
eine detailliertere Darstellung des in 4 gezeigten
Verstärkers 404 bereit,
einschließlich einer
beispielhaften Startschaltung 600, die so konfiguriert
ist, dass sie schwerwiegendere Startfehler wie Gleichtakteinklinken,
die den Verstärker 404 betriebsunfähig machen
können,
behebt.
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In
den Darstellungen von 4 und 6 sind der
Eingangs-CM, der Ausgangs-CM und der CM des Gate des Verstärkers 404 wichtige
strukturelle Faktoren. Das heißt
der Eingang zum Widerstandsnetzwerk, der Eingang zum Verstärker und
der Ausgang zum Verstärker
sind jeweils voneinander abhängig.
Mit dem Eingang zum PGA 308 (Knoten Vin+ und Vin– von 4)
sind keine zusätzlichen
DC-Wege verbunden. Daher ist vom DC-Standpunkt aus der Eingang des PGA 308 massefrei.
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Von
einer Startperspektive aus kann der Verstärker bei ansteigender Flanke
der Eingangsspannung in einem Zustand starten, in dem der Eingang
zum Verstärker
ebenfalls auf Masse heruntergeregelt wird, wenn der Ausgangsgleichtakt
im Low-Zustand ist,
beispielsweise nahe Masse. Das heißt der Eingang zum Verstärker wird
im Wesentlichen die gleiche Spannung aufweisen wie der Ausgang zum
Verstärker.
Daher kann beim Starten nicht gewährleistet werden, welche Spannung
der Verstärker
voraussetzt, wenn dieser zum ersten Mal eingeschaltet wird, da dies
nicht ohne weiteres gesteuert werden kann. Wenn daher der Ausgangsgleichtakt sehr
niedrig ist, ist der Eingangsgleichtakt ebenfalls sehr niedrig,
was den Verstärker
ausschaltet.
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Im
Ausführungsbeispiel
von 6 misst die beispielhafte Startschaltung 600,
ob das zuvor genannte oder ein ähnliches
Startproblem aufgetreten ist und zwingt den Ausgangsknoten des Verstärkers 404 zur Schiene.
Das heißt
die Startschaltung 600 verbindet diesen im Wesentlichen über die
Schiene mit VDD und bringt dadurch den Verstärker aus dem schlechten Startzustand
und schaltet anschließend
die Startschaltung 600 aus. Nach Betätigung der Startschaltung 600 geht
der Verstärker 404 von
einem geeigneteren Betriebszustand aus. Der Verstärker 404 ist
so ausgelegt, dass er nahe der VDD-Schiene arbeitet, wenn der Ausgangsgleichtakt
zu hoch ist; anschließend
ist der Verstärker 404 noch
funktional und frei von spannungsbezogenen Startproblemen. Wenn
der Ausgangsgleichtakt des Verstärkers 404 hingegen
zu niedrig ist, startet der Verstärker 404 nicht.
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In
der Darstellung von 6 werden die Differentialeingangsanschlüsse Vg+
und Vg–,
die Differentialausgangsanschlüsse
Vo+ und Vo– und
die Spannungsquellen Vb1–Vb5
des Verstärkers 404 gezeigt.
Die Source-Anschlüsse
der aktiven Eingangdifferentialvorrichtungen 601 und 602 bilden
einen gemeinsamen Source-Knoten (cmsrc). Im Ausführungsbeispiel von 6 sind
ebenfalls die beispielhafte Startschaltung 600 und die
aktiven Vorrichtungen 603–604 beinhaltet.
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Die
Startschaltung 600 beinhaltet eine Vergleichsvorrichtung
wie einen Komparator 606 und aktive Vorrichtungen 608 und 610.
Im Ausführungsbeispiel
von 6 sind die aktiven Vorrichtungen 601–604, 608 und 610 Feldeffekttransistoren
(FETs), obgleich auch andere aktive Vorrichtungstypen verwendet
werden können.
Gleichtakteinklinken kann beispielsweise den Differentialausgangsanschluss
Vo+ und Vo+ zur Masse regeln. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, überwacht
der Komparator 606 eine Spannung Vcmsrc am Knoten cmsrc,
um zu ermitteln, ob diese Spannung einen definierten Betrag unterschreitet.
Wenn Vcmsrc unter dem definierten Betrag abfällt, erzeugt der Komparator 606 eine
Ausgangskompensationsspannung Vcmp zu einem positiven Versorgungspegel,
um den Pegel von Vo+ und Vo– hochzuregeln.
Dies regelt schließlich
Vcmsrc wieder hoch, wie nachfolgend detaillierter erläutert.
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Durch
die Überwachung
von Vcmsrc ermittelt der Komparator 606, ob Vref größer ist
als Vcrosrc. Wenn Vref größer ist,
gibt der Komparator 606 die Kompensationsspannung Vcm an
der positiven Versorgung aus. Das heißt, wenn der positive An schluss
des Komparators 606 größer ist
als dessen negativer Anschluss, wird als Ausgabe eine positive Versorgungsspannung
erzeugt. Diese Kompensationsausgangsspannung Vcmp schaltet dann
die Vorrichtungen 608 und 610 ein.
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Wenn
die Vorrichtungen 608 und 610 durch die Kompensationsspannung
Vcmp aktiviert werden, regeln diese wiederum die in 6 gezeigten
Spannungen Vd+ und Vd– im
Wesentlichen zur Masse. Das vorübergehende
Regeln von Vd+ und Vd– zur
Masse schaltet die Vorrichtungen 603 und 604 aus.
Dies ermöglicht wieder
ein Hochregeln von Vo+ und Vo–.
Sobald Vo+ und Vo– wieder
hochgeregelt sind, werden Vg+ und Vg– ebenfalls durch das in 4 gezeigte
ohmsche Rückkopplungsnetzwerk 400 hochgeregelt.
Sobald Vg+ und Vg– hochgeregelt
sind, beginnen die aktiven Vorrichtungen 601 und 602 mit
dem Leiten von Inhalt, was dem Verstärker 404 das Erreichen
eines stabilen Startzustands ermöglicht.
Ferner wird, sobald Vg+ und Vg– hochgeregelt
sind, Vcmsrc ebenfalls hochgeregelt. Wenn Vcmsrc Vref überschreitet,
wird die Kompensationsausgangsspannung Vcmp zur Masse geregelt,
so dass die Vorrichtungen 608 und 610 ausgeschaltet
werden. Der Verstärker 404 kehrt
in der Folge zu einem Normalbetrieb zurück.
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7 zeigt
eine Darstellung eines beispielhaften Verfahrens 700 zur
Ausführung
der vorliegenden Erfindung. In 7 vergleicht
eine Vergleichsvorrichtung in einem funktional mit dem System von 6 analogen
System die Gleichtakt-Source-Spannung
Vcmsrc mit der Referenzspannung Vref in Block 702. Als
Ergebnis des Vergleichs wird eine Kompensationsspannung Vcmp als
eine Ausgabe der Vergleichsvorrichtung wie in Block 704 dargestellt
erzeugt. Schließlich
werden die Spannungen Vo+ und Vo– gemäß der Kompensationsspannung
Vcmp wie in einem Block 706 dargestellt angepasst und der
Verstärker
kehrt anschließend
zum normalen Betriebszustand zurück.
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8A–8C zeigen
eine Darstellung eines Widerstandbauplans, der gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Er findung aufgebaut und angeordnet ist. Insbesondere
stellen 8A–8C eine
Technik für
geometrisches Positionieren der Widerstände R1–R4 um den PGA herum dar, um
passende Impedanzen in der verknüpften
IC zu gewährleisten.
Die Bauplantechnik kann beispielsweise beim Aufbau des oben beschriebenen
ohmschen Netzwerks 400 verwendet werden und kann mit Standardfertigungsverfahren, -material
und -ausrüstung
für IC-Chips ausgeführt werden.
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Der
Widerstandbauplan behebt das Problem, dass durch Prozessschwankungen
bei der IC-Fertigung Abweichungen zwischen Komponenten, beispielsweise
Widerständen
oder Widerstände
im IC, auftreten können.
Bei der IC-Fertigung ist es wünschenswert,
dass Widerstände
gleicher Impedanz im Wesentlichen gut im gesamten Substrat des IC
zueinander passen.
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In 8A ist
jeder der Widerstände
R1–R4
repräsentativ
für einen
einzelnen Widerstandswert. Zuerst wird der Wert von jedem der Widerstände R1–R4 geteilt,
um eine Anzahl von entsprechenden jeweiligen Widerstandswerten R1'–R4' wie in 8B gezeigt
zu bilden. Durch Konfigurieren der Widerstände wie in 8C gezeigt
(d. h. Bilden einer Interdigitalstruktur im Substrat) können im
Wesentlichen gleiche Impedanzwert bei allen Widerständen erzielt
werden. Das heißt,
das durch die entlang der Punkte A, B und C und entlang der Punkte
D, E und F von 8C verbundenen Widerstände R1'–R4' gebildete geometrische Muster stellt
ein Mittel zum Erzielen im Wesentlichen gleicher Impedanzwert an
allen Widerständen
bereit.
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Die
in 8A–8C gezeigte
Anordnung ist eine Art von gemeinsamem Schwerpunktbauplan, beinhaltend
eine Technik zum Aufteilen von Widerstandswerten auf mehrere Widerstände mit
verflochtenen Wegen. In 8B sind
zwar zwei Serienwiderstände
dargestellt, aber in der Praxis kann die Anzahl der Widerstände auf
jede geeignete Anzahl erweitert werden, die zum Erfüllen der
Leistungsanforderungen benötigt wird.
Zusätzlich
kann die im Ausführungsbeispiel
von 8B darge stellte Anordnung ebenfalls auf mehr parallele
Wege durch das Substrat erweitert werden, die sich in einer geeigneten
Weise wie in 8C gezeigt wieder verbinden.
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In 8C bilden
die Widerstände
R1' wie erwähnt zwischen
Punkt A und B zwei parallele Wege. Das heißt ein einzelner Weg beginnt
an Punkt A, verzweigt sich und verbindet sich wieder in Punkt B.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass N Zahl von parallelen
Wegen aufgeteilt werden kann, um unterschiedliche Bereiche eines
Substrats abzudecken, so dass, wenn sich diese wieder verbinden,
die Vorrichtungsabweichung in der Geometrie des Substrats sich selbst
aufhebt. Daher ist das Gesamtergebnis der Technik von 8A–8B eine
Interdigitalvorrichtung mit gemittelten Impedanzen im Gegensatz
zu einer schiefen Vorrichtung.
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Die
vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiels stellt eine
Darstellung und Beschreibung bereit, soll die Erfindung aber nicht
auf die offenbarte genaue Form beschränken. Daher wird darauf hingewiesen,
dass der Umfang der Erfindung durch die Ansprüche definiert ist.
