DE60132860T2

DE60132860T2 - Transkonduktanzverstärker

Info

Publication number: DE60132860T2
Application number: DE60132860T
Authority: DE
Inventors: Joshua C. Winchester Park
Original assignee: MediaTek Inc
Current assignee: MediaTek Inc
Priority date: 2000-08-31
Filing date: 2001-08-03
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2021-08-04
Also published as: EP1187313B1; ATE387026T1; KR100420913B1; EP1187313A1; KR20020017987A; US6566949B1; DE60132860D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Transkonduktanzverstärker.
Festkörpertranskonduktanzverstärker werden bei vielen Typen von Signalverarbeitungsvorrichtungen als Hauptschaltkreiselement verwendet. Transkonduktanzverstärker können zum Beispiel bei der praktischen Anwendung aktiver Filter höherer Ordnung als Integrator verwendet werden. Ein idealer Integrator stellt eine Übertragungsfunktion bereit, die proportional zum Zuwachs des Transkonduktanzverstärkers ist und eine Integrationskapazität, die den Ausgang des Verstärkers begrenzt.
Um Signalverarbeitungsvorrichtungen wie z. B. aktive Filter höherer Ordnung zur Anwendung zu bringen, muss der Transkonduktanzverstärker einen hohen Grad an Amplitudenlinearität über den Frequenzbereich von Interesse bereitstellen. Bestimmte Anwendungen zur Verarbeitung von Signalen in der Frequenzbandbreite von 10 MHz bis 1 GHz erfordern eine Linearität von bis zu –80 dBc für Intermodulationsprodukte dritter Ordnung (IM3). Um als idealer Integrator zu fungieren, muss der Phasengang für den Transkonduktanzverstärker, der durch einen Integrationskondensator begrenzt ist, bei 90° über der interessierenden Bandbreite gehalten werden. Der Bedarf einer hohen Linearität und eine flache Phasenantwort von im Wesentlichen 90° über der Bandbreite von Interesse sind besonders wichtig, wenn aktive Filter höherer Ordnung, die eine hohe Linearität benötigen, unter Verwendung solcher Transkonduktanzverstärker angewendet werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Transkonduktanzverstärker bereitgestellt, der aufweist: einen Differenzverstärkerschaltkreis mit einem ersten und einem zweiten bipolaren Transistor, die ein Differenzsignal für die Verstärkung auf den jeweiligen Basisanschlüssen der Differenzverstärker empfangen, wobei die Transistoren Emitteranschlüsse haben, die mit einer Quelle des Emitterstroms durch den ersten und einen zweiten Widerstand verbunden sind, und Kollektoranschlüsse haben, die mit einer ersten und einer zweiten Ausgangsimpedanz und mit einem ersten und zweiten Ausgangsanschluss verbunden sind, erste und zweite Eingangstransistoren, die angeschlossen sind, dass sie ein Differenzsignal empfangen und das Differenzsignal zu den Basisanschlüssen des ersten und zweiten bipolaren Transistors liefern, einen ersten und einen zweiten Rückkopplungstransistor, die verbunden sind, um eine Rückkopplungsspannung von den Emittern zu den Basisanschlüssen zu liefern, wobei die Rückkopplungsspannung die Lineartät des Differenzverstärkers verbessert, und eine erste Kapazität, die mit dem ersten Eingangstransistor und dem Basisanschluss des zweiten bipolaren Transistors verbunden ist, und eine zweite Kapazität, die mit dem zweiten Eingangstransistor und dem Basisanschluss des ersten Transistors verbunden ist, wobei die erste und die zweite Kapazität den Verstärker phasenkompensieren.
Eine Ausführungsform der Erfindung stellt einen hochlinearen und phasenkompensierten Transkonduktanzverstärker bereit, der von einem Differenzverstärkerschaltkreis implementiert wird. Der Differenzverstärkerschaltkreis hat erste und zweite bipolare Transistoren, die ein Differenzsignal zur Verstärkung empfangen. Um die Linearität des Amplitudengangs der Differenzverstärkerschaltkreise zu verbessern, weisen die ersten und zweiten Eingangstransistoren zu jedem der Differenzverstärkereingangstransistoren einen Eingangsabschnitt auf. Die ersten und zweiten Eingangstransistoren liefern die eine Hälfte des Differenzsignals zu einer entsprechenden Basis der Differenzverstärkerschaltkreistransistoren und stellen eine Rückkopplung von dem Emitter der entsprechenden Differenzschaltkreistransistoren zu ihren jeweiligen Basen bereit. Die Folge ist, dass die Gesamtamplitudengangslinearität für den Transkonduktanzverstärker verbessert wird.
Die Phase des entstehenden Transkonduktanzverstärkers wird kompensiert, sodass eine Phasenantwort von 90° über der Bandbreite von Interesse gehalten wird. Die ersten und zweiten Kondensatoren kreuzkoppeln einen Teil jeder Hälfte des Differenzsignals zum bipolaren Transistor, der die andere Hälfte des Differenzsignals empfängt. Die ersten und zweiten Kondensatoren stellen ein Paar dominierender Pole im Frequenzgang des Transkonduktanzverstärkers bereit, der von der Parasitärkapazität des Eingangstransistors erzeugt wird und erzeugen ein Paar Nullen in der komplexen Frequenzebene, die die entstehenden dominierenden Pole im Wesentlichen aufhebt. Der kompensierte Verstärker hat einen linearen Amplitudenausgang und eine relativ konstante Phase über dem Frequenzbereich von Interesse.
Die Ausführungsform der Erfindung wird nun beispielhaft in Bezug auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 einen Transkonduktanzverstärker einer bevorzugten Ausführungsform zeigt, die verwendet wird, um einen Integrator in einem aktiven Filter höherer Ordnung zur Anwendung zu bringen.
2 den Amplitudengang des unkompensierten Transkonduktanzverstärkers zeigt.
3 den unkompensierten Phasengang eines Transkonduktanzverstärkers darstellt.
4 eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung mit einer linearisierten Amplitudenfunktion und einem kompensierten Phasengang darstellt.
5 der kleine Signalersatzschaltkreis für den Linearisierungsschaltkreis 5 ist.
6 der Amplitudengang des Transkonduktanzverstärkers von 4 ist, der phasenkompensiert ist.
7 der Phasengang des Transkonduktanzverstärkers von 4 ist, der phasenkompensiert ist.
In 1 ist ein funktionales Blockdiagramm aufgezeigt, das einen Integratorschaltkreis zeigt, der als Element für einen aktiven Filter höherer Ordnung verwendet wird. Der Integrator weist einen Transkonduktanzverstärker 2 auf, der mit einem Integrationskondensator 4 verbunden ist. Das zu integrierende Signal wird zum Eingangsterminal 1 geleitet, das mit dem Eingang des Transkonduktanzverstärkers 2 verbunden ist. Die Zunahme des Transkonduktanzverstärkers ist gm und die Antwort des Integratorschaltkreises kann wie folgt dargestellt sein:
wobei c die Größe des Integrationskondensators ist und S der S-Ebenen-Operator ist.
Der idealisierte Integrator von 1 sollte einen Frequenzgang W_o/S haben oder in der Frequenzebene W_o/jω liegen und der Phasengang für den idealisierten Integrator sollte stets bei –90° liegen, wobei W_o die Frequenz des Verstärkungsfaktors Eins des Integrators ist.
Der Transkonduktanzverstärker 2 ist als Verstärkungselement ausgewählt, da über dem hohen Frequenzbereich von Interesse, d. h. 10 MHz–1 GHz eine große funktionsfähige Bandbreite erreicht werden kann. Linearitätsverbesserungen für den Betrieb mit Kleinsignalen können durch Aufbringen von Rückkopplung auf die Eingangssignale von jeder Hälfte der Differenzverstärker 2 durch die Verstärkungsschaltkreise 5 und 6 zur Anwendung gebracht werden. Während die entstehende Antwort wie in 2 gezeigt eine lineare Magnitudenantwort bereitstellt, wird ein Phasengang wie er in 3 dargelegt ist, erreicht, der über der Bandbreite von Interesse unzurei chend ist. Der Phasengang liegt vorzugsweise bei konstanten 90° und jede Abweichung von dieser idealisierten Zahl, die durch die gepunktete Linie in 3 dargestellt ist, verringert die Gesamtbetriebsbandbreite für den Integrator.
Eine detailliertere Darstellung des Transkonduktanzverstärkers in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform ist in 4 gezeigt. In 4 ist ein Hauptdifferenzverstärker mit bipolaren Eingangstransistoren 22 und 23 gezeigt, die durch Emitterwiderstände 26 und 27 mit einem bipolaren Stromquellentransistor 29 verbunden sind. Der Zuwachs des Verstärkers ist durch die Größe der Widerstände 26–27 festgelegt. Die Endstufe des Differenzverstärkers ist als 11 gezeigt. Die Endstufe 11 stellt einen Kaskadenausgangswiderstand bereit, wobei die PMOS-Transistoren 12, 13, 14 und 15 in einem Sättigungsmodus arbeiten aufgrund der Vorspannung Vpc und Vpb, die auf die jeweiligen Gates dieser Vorrichtungen aufgebracht wird, welche Strom aus dem Spannungsnetz Vdd abführen. Ebenso arbeiten die bipolaren Transistoren 18 und 19 im Sättigungsmodus unter der Steuerung eines Vorspannungspotentials Vabc, um einen Kaskadenausgangswiderstand für den Differenzverstärker bereitzustellen.
Die Schaltkreise 5 und 6 enthalten Eingangs-PMOS-Transistoren 31 und 34, die von einer Stromquelle 36 angetrieben werden und führen der Basis der Differenzverstärkertransistoren 23 und 22 eine Differenzsignalkomponente zu. Um die Signalverstärkung zum Linearisieren des Differenzverstärkerausgangs bereitzustellen, liefern die NMOS-Transistoren 32 und 35 Rückkopplungsstrom von den Emittern der bipolaren Transistoren 22 und 23 zu den Basisverbindungen der bipolaren Transistoren 22 und 23. Die Rückkopplung treibt die Emitterspannung dazu, die Eingangsdifferenzspannung linear zu erfassen, wodurch sie darauf abzielt, die Ausgangsströme, die von jedem der bipolaren Transistoren 22 und 23 über einer erhöhten Frequenzbandbreite erzeugt werden, weiter zu linearisieren. Der Integrationskondensator 4 ist mit den Kollektoren der Transistoren 22 und 23 verbunden, die die Ausgangsterminals des Verstärkers bilden.
Die NMOS-Transistoren 32 und 35 und die PMOS-Transistoren 31 und 34 der linearisierenden Boost- bzw. Verstärkungsschaltkreise 5 und 6 bringen eine störende Parasitärkapazität C_p an ihren Drain-Knoten zwischen der Basis der Transistoren 23, 22 und dem Boden ein. Dies führt zu einem Pol, der in den komplexen Frequenzbereichen für den Verstärkerschaltkreis gebildet wird und die effektive Nettobetriebsbandbreite für die Vorrichtung verringert.
Die Kondensatoren 40 und 41 stellen einen Ausgleich der Parasitärkapazitäten bereit, die von den NMOS-Transistoren 32 und 35 erzeugt werden. Jeder dieser Kondensatoren kreuzkoppel einen Teil der Differenzsignalkomponenten, die auf den Transkonduktanzverstärker, VIP und VIN und die Basis der jeweiligen bipolaren Transistoren 23 und 22, die VIP und VIN empfangen, aufgebracht werden. Durch Kreuzkoppeln eines Teils jeder Differenzsignalkomponente zu den bipo laren Transistoren 22 und 23, die die andere Differenzkomponente verstärken, wird ein dominanter Pol erzeugt, der den von der Parasitärkapazität C_p erzeugten Pol dominiert.
Die vorhergehenden Auswirkungen sind in Bezug auf den Kleinsignalersatzschaltkreis des linearisierenden Schaltkreises aus 5 dargestellt. Der Kleinsignalersatzschaltkreis zeigt einen Ausgangsstrom i_out von dem linearisierenden Schaltkreis, der aus einer Hälfte des Stroms des Differenzverstärkers durch die bipolaren Transistoren 23 erzeugt wird. Der Basiswiderstand des Transistors 23 ist durch r_o dargestellt und die Transkonduktion des Transistors 23 ist g_mO. Der Strom durch den NMOS-Transistor 32 und PMOS-Transistor 31 sind jeweils: iNMOS = gmn•Ve iPMOS = gmp•Vin wobei

g_mn: die Transkonduktoren der NMOS-Transistoren 32 sind,
g_mp: die Transkonduktoren der PMOS-Transistoren 31 sind,
V_e: die Emitterspannung des Transistors 23 ist,
V_in: die Differenzsignalkomponente ist, die auf das Gate des PMOS-Transistors 31 aufgebracht ist.

Der Kleinsignalersatzschaltkreis zeigt, dass es zwei Blindwiderstände, C_c des Kondensators 40 und C_p der NMOS-Vorrichtung 32, gibt. Der Kleinsignalausgangsstrom i_out, der durch den Transistor 23 und den Emittergegenkopplungswiderstand 26 fließt, kann geschrieben werden wie folgt:
wobei

g_mp: die Transkonduktanz des PMOS-Transistors 31 ist,
g_mn: die Transkonduktanz des NMOS-Transistors 32 ist,
R_e: der Emitterwiderstand 26 des bipolaren Transistors 23 ist.

Die Übertragungsfunktion des Kleinsignalersatzschaltkreises enthält einen Pol, der sich bei g_mn/(C_c + C_p) befindet. Die Wirkung des Kompensationskondensators 40 ist es, einen Pol im komplexen Frequenzbereich zu erzeugen, der den von der Parasitärkapazität C_p der NMOS-Vorrichtung 32 erzeugten Pol dominiert. Der dominante Pol, der so erzeugt wird, wird durch eine im Wesentlichen gleichbedeutende Null ausgeglichen, die durch
dargestellt ist.
Dementsprechend werden die Wirkungen der Parasitärkapazität Cp auf den Gesamtverstärkergang gewissermaßen neutralisiert.
Die Amplitudenantwort für den phasenkompensierten Schaltkreis und der kompensierte Phasengang sind in den 6 und 7 gezeigt. Die Linearität der Amplitudenantwort wurde in 6 beibehalten und die Phasenantwort hat eine konstante Phase von 90° über einer vergrößerten Bandbreite im Vergleich zur unkompensierten Phasenantwort von 3.
Eine ähnliche Antwort wird durch den Boost- und Linearisierungsschaltkreis 6 bereitgestellt. Aufgrund der Anwesenheit des Kondensators 41 wird ein Teil des Differenzkomponentensignals VIN zu der Basis des Transistors 22 des Eingangsdifferenzverstärkers, der die Differenzkomponente VIP empfängt. Ein dominanter Pol wird erzeugt, der gewissermaßen von einer Null ausgeglichen wird, die zur gleichen Zeit erzeugt wurde.

Claims

Transkonduktanzverstärker, der aufweist: einen Differenzverstärkerschaltkreis mit einem ersten und einem zweiten bipolaren Transistor, die ein Differenzsignal für die Verstärkung auf den jeweiligen Basisanschlüssen der Differenzverstärker empfangen, wobei die Transistoren Emitteranschlüsse haben, die mit einer Quelle des Emitterstroms durch den ersten und einen zweiten Widerstand verbunden sind, und Kollektoranschlüsse haben, die mit einer ersten und einer zweiten Ausgangsimpedanz und mit einem ersten und zweiten Ausgangsanschluss verbunden sind, erste und zweite Eingangstransistoren, die angeschlossen sind, dass sie ein Differenzsignal empfangen und die Differenzsignal zu den Basisanschlüssen des ersten und zweiten bipolaren Transistors liefern, einen ersten und einen zweiten Rückkopplungstransistor, die verbunden sind, um eine Rückkopplungsspannung von den Emittern zu den Basen zu liefern, wobei die Rückkopplungsspannung die Linearität des Differenzverstärkers verbessert, und eine erste Kapazität, die mit dem ersten Eingangstransistor und dem Basisanschluß des zweiten bipolaren Transistors verbunden ist, und eine zweite Kapazität, die mit dem zweiten Eingangstransistor und dem Basisanschluss des ersten Transistors verbunden ist, wobei die erste und die zweite Kapazität den Verstärker phasenkompensieren.
Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Kapazitäten einen Wert haben, der eine Null bereitstellt für das Kompensieren eines Pols, der von einer parasitären Kapazität der Rückkopplungstransistoren erzeugt wurde.
Transkonduktanzverstärker nach Anspruch 1, bei dem der erste Eingangstransistor einen Drain-Source Schaltkreis hat, der seriell mit einem Drain-Source Schaltkreis des ersten Rückkopplungstransistors und mit dem Basisanschluss des ersten bipolaren Transistors verbunden ist, wobei der zweite Eingangstransistor einen Drain-Source Schaltkreis hat, der seriell mit einem Drain-Source Schaltkreis des zweiten Rückkopplungstransistors und mit dem Basisanschluss des zweiten bipolaren Transistors verbunden ist, und wobei die Eingangstransistoren Gates für das Empfangen des Differenzsignals haben.