CN104977450B - 一种电流采样电路及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种电流采样电路，该电流采样电路包括：比例电流输出电路、全差分共模负反馈电路；其中，所述比例电流输出电路，用于对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流并输出到所述全差分共模负反馈电路；所述全差分共模负反馈电路，用于采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。本发明还同时公开了一种电流采样方法。
Description
技术领域
本发明涉及电路设计领域中的电流采样技术，尤其涉及一种电流采样电路及方法。
背景技术
现有技术中，构成高精度电流采样电路的实现方式如图1所示，该电流采样电路包括：功率管M1、采样管M2和M3、以及由运算放大器、晶体管M4、电阻R1、电阻R2构成的闭环负反馈电路；其中，R1=R2，I1和I2为偏置电流，提供所述闭环负反馈电路的静态工作点，所述闭环负反馈电路的增益为：
Afeedback=Aop·gm4Ro
图1所示的电流采样电路，先将功率管M1中的电流镜像到采样管M2和M3中，再通过所述运算放大器、晶体管M4、电阻R1、电阻R2构成的闭环负反馈电路，然后将采样电流输出。上述电流采样电路通过所述运算放大器的钳位作用保证Vn=Vp，能够使输出的采样电流Iout和采样管M2和M3上流过的电流相同，从而能够稳定且精确地采样功率管M1中的电流，若功率管M1中的电流改变方向，则输出的采样电流的方向也会改变，从而可以实现双向电流的精确采样。
发明人在实现本发明的过程中，发现现有的电流采样方案中，至少存在以下缺陷：
1）上述电流采样电路中，为提供闭环负反馈电路的主要增益，需要在所述运算放大器的钳位上增加一个误差放大器或调整管，这样，就会使由运算放大器、以及误差放大器或调整管组成的闭环负反馈电路占用芯片版图的面积太大，需要较大芯片版图面积的开销，因此，上述电流采样电路不利于在集成度高的大规模电路中应用；
2）上述电流采样电路中，闭环负反馈电路需要的偏置电流I1和I2较大，达到安培级或毫安级，因此，上述电流采样电路需要的功耗大，不利于目前节能的发展趋势。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种电流采样电路及方法，既具有集成化电路结构，又能够稳定、精确地输出采样电流；且功耗低、成本低。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供了一种电流采样电路，包括：比例电流输出电路、全差分共模负反馈电路；其中，
所述比例电流输出电路，用于对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流并输出到所述全差分共模负反馈电路；
所述全差分共模负反馈电路，用于采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。
上述方案中，所述功率器件采用第一横向扩散N沟道金属氧化物半导体LDNMOS实现；
所述比例电流输出电路包括：第二LDNMOS、第三LDNMOS、第四LDNMOS、第五LDNMOS；
所述全差分共模负反馈电路包括：第一P沟道金属氧化物半导体PMOS、第二PMOS、第三PMOS、第四PMOS、第一电阻、第二电阻、第二参考电流源、第三参考电流源、第四参考电流源、第五参考电流源。
上述方案中，在所述比例电流输出电路中，所述第二LDNMOS的漏极与所述第四LDNMOS的漏极及供电电源连接，所述第二LDNMOS的栅极与所述第一LDNMOS的栅极、所述第三LDNMOS的栅极及hdrv_in驱动电压连接，所述第二LDNMOS的源极与所述第三LDNMOS的漏极及所述第五LDNMOS的漏极连接；所述第三LDNMOS的源极与所述第一LDNMOS的源极及第一参考电流源的一端连接；所述第四LDNMOS的栅极与所述第五LDNMOS的栅极连接，所述第四LDNMOS的源极与所述全差分共模负反馈电路中的第一PMOS的源极及第三PMOS的源极连接；所述第五LDNMOS的源极与所述全差分共模负反馈电路中的第二PMOS的源极及第四PMOS的源极连接；
在所述全差分共模负反馈电路中，所述第一PMOS的栅极与所述第二PMOS的栅极连接，所述第一PMOS的漏极与所述第一电阻的一端、第四PMOS的栅极及第三参考电流源的一端连接；所述第二PMOS的漏极与所述第二电阻的一端、第三PMOS的栅极及第四参考电流源的一端连接；所述第三PMOS的漏极与第二参考电流源的一端连接；所述第四PMOS的漏极与第五参考电流源连接；所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的另一端、所述第一PMOS的栅极及所述第二PMOS的栅极连接；所述第一参考电流源、第二参考电流源、第三参考电流源、第四参考电流源、第五参考电流源的另一端均连接接地点；
所述第一LDNMOS的漏极连接至所述供电电源。
根据上述电流采样电路，本发明实施例还提供了一种电流采样方法，该方法包括：
对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流；
采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。
上述方案中，所述对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流，包括：
先计算功率器件输出的电流与预设比例的比值，并将得到的比值作为比例支路的电流值；
再根据比例支路的电流值确定第一比例电流及第二比例电流。
上述方案中，所述采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流，包括：
按照如下公式得到第一采样电流Isense+及第二采样电流Isense-：
Isense+=IJ1-Ib
Isense-=IJ2-Ib
其中，IJ1为所述第一比例电流，IJ2为所述第二比例电流，Ib为全差分共模负反馈网络提供的微安级的偏置电流。
本发明实施例所提供的电流采样电路及方法，与现有技术相比，取得了如下进步：
1）本发明实施例采用由四个PMOS以及两个电阻构成的全差分共模负反馈电路，来代替现有技术中由晶体管及运算放大器构成的闭环负反馈电路，如此，能够保证全差分共模反馈网络的增益达到60dB以上，通常维持在70至88dB，增益越大越能保证采样电流稳定输出，从而能实现稳定地采样电流输出；另外，本发明实施例中的全差分共模负反馈电路的结构相对于现有技术中的闭环负反馈电路的结构较为简单；并且，本发明实施例中的全差分共模负反馈电路输出的采样电流仅与晶体管的尺寸有关，不受工艺偏差的影响，从而能够精确地输出采样电流。
2）本发明实施例中的全差分共模负反馈电路相比现有技术集成化程度高，占用的芯片版图的面积较小、成本较低；
3）本发明实施例采用的全差分共模负反馈电路需要的偏置电流较小，只有微安级，通常只需要10-20μA，因此功耗大大降低。
附图说明
图1为本发明实施例现有技术中的电流采样电路的组成结构示意图；
图2为本发明实施例电流采样电路的组成结构示意图；
图3为本发明实施例实际应用中电流采样电路的组成结构示意图；
图4为本发明实施例全差分共模反馈网络的等效结构示意图；
图5为本发明实施例折叠式电流采样电路的组成结构示意图；
图6为本发明实施例电流采样方法的实现流程示意图。
具体实施方式
本发明实施例中，对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流；采用全差分共模负反馈电路及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。
下面结合附图对本发明具体实施方式作进一步说明。
本发明实施例提出了一种电流采样电路，用于对功率器件进行电流采样，如图2所示，该电流采样电路包括：比例电流输出电路201、全差分共模负反馈电路202；其中，
所述比例电流输出电路201，用于对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到比例电流并输出到所述全差分共模负反馈电路202；
所述全差分共模负反馈电路202，用于采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。
这里，所述功率器件可以是N沟道金属氧化物半导体（Negative channel MetalOxide Semiconductor，NMOS）、P沟道金属氧化物半导体（positive channel Metal OxideSemiconductor，PMOS）、横向扩散N沟道金属氧化物半导体（LDNMOS）、横向扩散P沟道金属氧化物半导体（LDPMOS）、PNP型三极管、NPN型三极管等具有功率输出功能的晶体管实现；优选的，本发明实施例中采用LDNMOS实现，如图3中所示第一LDNMOS M1即为功率器件。
下面在实际应用中结合图3所示的电流采样电路分别对比例电流输出电路201、全差分共模负反馈电路202的具体组成结构进行详细说明：
所述比例电流输出电路201包括：第二LDNMOS M2、第三LDNMOS M3、第四LDNMOS M4、第五LDNMOS M5；
所述全差分共模负反馈电路202包括：第一PMOS M6、第二PMOS M7、第三PMOS M8、第四PMOS M9、第一电阻R1、第二电阻R2、第二参考电流源I2、第三参考电流源I3、第四参考电流源I4、第五参考电流源I5。
这里，所述比例电流输出电路201中的晶体管M2、M3、M4、M5均采用与功率管M1相同类型的LDMOS晶体管实现，栅极电压均为hdrv_in驱动，因此，各个晶体管均工作在线性区，等效于电阻，晶体管M1、M2、M3、M4、M5的最大耐压均为18V。
这里，所述全差分共模负反馈电路203中的晶体管M6、M7、M8、M9均采用最大耐压为20V的PMOS晶体管实现。
这里，所述全差分共模负反馈电路203中的晶体管，也可以根据实际需求采用NMOS、NPN、PNP等晶体管实现。
进一步的，结合图2所示，对本发明实施例电流采样电路中各器件的连接关系进行具体说明:
在所述比例电流输出电路201中，所述第二LDNMOS M2的漏极与所述第四LDNMOS M4的漏极及供电电源Vin连接，所述第二LDNMOS M2的栅极与所述第一LDNMOS M1的栅极、所述第三LDNMOS的栅极及hdrv_in驱动电压连接，所述第二LDNMOS M2的源极与所述第三LDNMOSM3的漏极及所述第五LDNMOS M5的漏极连接；所述第三LDNMOS M3的源极与所述第一LDNMOSM1的源极及第一参考电流源I1的一端连接；所述第四LDNMOS M4的栅极与所述第五LDNMOSM5的栅极连接，所述第四LDNMOS M4的源极与所述全差分共模负反馈电路202中的第一PMOSM6的源极及第三PMOS M8的源极连接；所述第五LDNMOS M5的源极与所述全差分共模负反馈电路202中的第二PMOS M7的源极及第四PMOS M9的源极连接；
在所述全差分共模负反馈电路202中，所述第一PMOS M6的栅极与所述第二PMOS M7的栅极连接，所述第一PMOS M6的漏极与所述第一电阻R1的一端、第四PMOS M9的栅极及第三参考电流源I3的一端连接；所述第二PMOS M7的漏极与所述第二电阻R2的一端、第三PMOS M8的栅极及第四参考电流源I4的一端连接；所述第三PMOS M8的漏极与第二参考电流源I2的一端连接；所述第四PMOS M9的漏极与第五参考电流源I5连接；所述第一电阻R1的另一端与所述第二电阻R2的另一端、所述第一PMOS M6的栅极及所述第二PMOS M7的栅极连接；所述第一参考电流源I1、第二参考电流源I2、第三参考电流源I3、第四参考电流源I4、第五参考电流源I5的另一端均连接接地点；
所述第一LDNMOS M1的漏极连接至所述供电电源Vin。
本发明实施例中，基于上述电路组成结构及器件间的连接关系，所述电流采样电路的工作原理是这样的：
首先，所述功率器件第一LDNMOS M1输出电流Ipower到所述比例电流输出电路201中，所述比例电流输出电路201对输出电流Ipower按照预设比例进行计算，得到第一比例电流及第二比例电流并输出到所述全差分共模负反馈电路202。
这里，晶体管M1、M2、M3、M4、M5的栅极电压均为hdrv_in驱动，因此，均工作在线性区，等效于电阻，由于输入的供电电源的电压Vin最大为18V，因此，晶体管M1、M2、M3、M4、M5的最大耐压均为18V。
这里，晶体管的电导其中，μ·Cox为晶体管的常数因子，Vgs为晶体管的栅源电压，Vth为晶体管的阈值电压，Vds为晶体管的漏源电压，W为沟道宽度，L为沟道长度；由于晶体管的电导因此，可以通过设置晶体管的沟道宽度及沟道长度，来调节晶体管的电导G的大小；本发明实施例中，预设晶体管M1、M2、M3、M4、M5的电导G1=X×G2=X×G3；G2=G3=Y×G4=Y×G5；其中，X、Y为预设的比例常数。
具体的，所述比例电流输出电路201先对输出电流Ipower按照预设比例进行计算得到：
其中，Is1为流过晶体管M2的电流值，分别为晶体管M1、M2、M3的电阻值；
再将得到的电流Is1输出到晶体管M3、M5的漏极，从而得到流过晶体管M4的第一比例电流IJ1，及流过晶体管M5的第二比例电流IJ2，将所述第一比例电流IJ1输出到所述全差分共模负反馈电路202中的晶体管M6及M8的源极，将第二比例电流IJ2输出到所述全差分共模负反馈电路202中的晶体管M7及M9的源极；由于所述晶体管M4和M5具有隔离高压的作用，这样能够使所述全差分共模负反馈电路202避免高压击穿的危险。
最终，全差分共模负反馈电路202采用晶体管M6、M7、M8、M9，电阻R1、R2，第二参考电流源I2、第三参考电流源I3、第四参考电流源I4、第五参考电流源I5构成的全差分共模负反馈网络，并采用第三参考电流源及第四参考电流源为所述全差分共模负反馈网络提供的微安级的偏置电流Ib，对所述第一比例电流IJ1及第二比例电流IJ2分别进行分流，得到第一采样电流Isense+及第二采样电流Isense-；
其中，IJ1=Isense++I3，IJ2=Isense-+I4，Isense+为流过晶体管M8的电流，Isense-为流过晶体管M9的电流，I3为流过第三参考电流源的电流，I4为流过第四参考电流源的电流，且I3=I4=Ib，Ib为基准偏置电流，为晶体管M6、M7提供静态工作点，仅需要10至20μA，因此，本发明实施例的电路采样电路的功耗相对于现有技术中的电流采样电路的功耗大大降低。
本发明的上述实施例中，全差分共模负反馈网络等效于运算放大器构成的负反馈网络，如图4所示；其中，晶体管M6、M7、以及电阻R1、R2构成的电路等效于运算放大器，C、D两点看作所述运算放大器的输入端，双采样电流可近似看作连接在所述运算放大器的输入端及输出端。由于所述运算放大器的钳位作用，所述输入端C、D两点的电压相等，输出端的第一采样电流Isense+通过晶体管M8反馈到所述运算放大器的输入端C点，输出端的第二采样电流Isense-通过晶体管M9反馈到所述运算放大器的输入端D点，从而具有运放反馈网络的作用，能够为所述电流采样电路提供稳定的增益，并且占用的芯片版图的面积较小、集成化程度高、成本较低。
这里，当晶体管M1中流过的电流向下时，晶体管M8所在支路流过正向的第一采样电流Isense+，晶体管M9中流过负向的第二采样电流Isense-为0；反之，当晶体管M1中流过的电流是向上即反向时，晶体管M8所在支路流过正向的第一采样电流Isense+为0，晶体管M9中流过负向的第二采样电流Isense-，且Isense+=Isense-，两条支路分别工作，互不干扰，从而实现双向电流的采样。
下面以正向的采样为例，详细说明本发明实施例中如何得到正向的第一采样电流Isense+，从A点到G点列出的基尔霍夫电压定律KVL方程为：
Vsg6=Vsg7 （3）
IJ1=Ib+Isense+ （4）
其中，Vsg6为晶体管M6的栅源电压，Vsg7为晶体管M7的栅源电压；由以上（1）、（2）、（3）
及（4）式子得到：
由此可见，本发明实施例中的第一采样电流Isense+仅仅与晶体管的沟道宽度及沟道长度，即晶体管的尺寸有关，不受工艺偏差的影响，从而能够得到精度高的采样电流。
本发明实施例中，负向的第二采样电流Isense-的计算方法与正向的第一采样电流Isense+的计算方法类似；并且，负向时的第二采样电流与正向时的第一采样电流相等，即：第二采样电流Isense-=Ipower/(2XY)，重复之处不再赘述。
在实际应用中，所述比例电流输出电路201、全差分共模负反馈电路202可应用于充电器芯片或电源管理芯片中。
本发明实施例中的电流采样电路也可以采用折叠式结构，所述折叠式电流采样电路的原理与上述电流采样电流的原理类似，其应用具有一定的灵活性，如图5所示，该电流采样电流包括：比例电流输出电路501、全差分共模负反馈电路502；其中，
所述比例电流输出电路501包括：第二LDNMOS M2、第三LDNMOS M3第四LDNMOS M4、第五LDNMOS M5、第六LDNMOS M6、第七LDNMOS M7、第八LDNMOS M8；
所述全差分共模负反馈电路502包括：第一PMOS M9、第二PMOS M10、第三PMOS M11、第四PMOS M12、第五PMOS M13、第六PMOS M14、第一电阻R1、第二电阻R2、第二参考电流源I2、第三参考电流源I3、第四参考电流源I4、第九NMOS M19、第十NMOS M20、第十一NMOS M21、第十二NMOS M22、第十三NMOS M23、第十四NMOS M24；
这里，所述比例电流输出电路501中的晶体管M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8均采用与功率管M1相同类型的LDMOS晶体管实现，栅极电压均为hdrv_in驱动，因此，均工作在线性区，等效于电阻，均采用耐压为18V的管子实现。
这里，所述全差分共模负反馈电路502中的晶体管M9、M10、M11、M12、M13、M14的电压均保持在20V；晶体管M19、M20、M21、M22、M23、M24的电压可以适当调整，以保证所述全差分共模负反馈电路502中所需的基准偏置电流Ib，所述基准偏置电流Ib为M10、M11提供静态工作点，仅需要10至20μA。
这里，所述全差分共模负反馈电路502中的晶体管，也可以根据实际需求采用NMOS、NPN、PNP等晶体管实现。
下面结合图5所示对本发明实施例中的折叠式电流采样电路中各器件的连接关系进行具体说明:
在所述比例电流输出电路501中，晶体管M2的漏极与供电电源Vin连接，晶体管M2的栅极与晶体管M1的栅极、晶体管M3的栅极、晶体管M4的栅极、晶体管M5的栅极及hdrv_in驱动电压连接，晶体管M2的源极与晶体管M3的漏极及所述电流镜像电路502中晶体管M6的漏极连接；晶体管M3的源极与晶体管M4的漏极及晶体管M7的漏极连接；晶体管M4的源极与晶体管M5的漏极及所述电流镜像电路502中晶体管M8的漏极连接；晶体管M5的源极与晶体管M1的源极及第一参考电流源I1的一端连接；晶体管M6的栅极与晶体管M7的栅极及晶体管M8的栅极连接，晶体管M6的源极与所述全差分共模负反馈电路502中晶体管M9的源极及晶体管M13的源极连接；晶体管M7的源极与所述全差分共模负反馈电路502中晶体管M10的源极及晶体管M11的源极连接；晶体管M8的源极与所述全差分共模负反馈电路502中晶体管M12的源极及晶体管M14的源极连接；
在所述全差分共模负反馈电路502中，晶体管M9的漏极与晶体管M21的源极及晶体管M22的漏极连接，晶体管M9的栅极与晶体管M10的栅极、晶体管M11的栅极、晶体管M12的栅极均连接；晶体管M10的漏极与电阻R1及晶体管M21的漏极连接；晶体管M11的漏极与电阻R2及晶体管M23的漏极连接；晶体管M12的漏极与晶体管M23的源极及晶体管M24的漏极连接；晶体管M13的漏极与第二参考电流源I2的一端连接；晶体管M14的漏极与第四参考电流源I4的一端连接，晶体管M13的栅极与晶体管M21的漏极连接；晶体管M19的栅极与晶体管M21的栅极连接，晶体管M19的漏极与晶体管M21的栅极、晶体管M23的栅极及第三参考电流源I3的一端连接，晶体管M19的漏极与晶体管M20的漏极、晶体管M22的栅极、晶体管M24的栅极连接；晶体管M20的源极连接接地点，晶体管M20的栅极与晶体管M22的栅极及晶体管M24的栅极连接；晶体管M21的源极与晶体管M9的漏极及晶体管M22的漏极连接；晶体管M22的源极连接接地点；晶体管M23的源极与晶体管M12的漏极及晶体管M24的漏极连接；晶体管M24的源极连接接地点；所述第一参考电流源I1、第二参考电流源I2、第四参考电流源I4的另一端均连接接地点；所述第三参考电流源I3的另一端连接供电电源VDD；
晶体管M1的漏极连接至所述供电电源Vin。
本发明的上述实施例中，所述的折叠式电流采样电路中功率管M1的电流经过所述比例电流输出电路501两次缩放，输出的电流变得相对上述电流采样电路更小，从而使功耗进一步降低；晶体管M10、M11、M13、M14、第一电阻R1、第二电阻R2构成全差分共模负反馈网络；晶体管M9、M20、M21、M22、M23、M24构成折叠式的结构，本发明实施例中的折叠式电流采样电路可以适应低电压域的应用需求。
本发明实施例中，图2、图3或图5所示的电流采样电路，可应用于各种需要进行电路采样的装置或设备中。
基于相同的技术构思，本发明实施例还提供了一种电流采样方法，由于该方法解决问题的原理与电路、装置相似，因此，方法的实施过程及实施原理均可以参见前述电路、装置的实施过程及实施原理描述，重复之处不再赘述。
如图6所示，本发明实施例提供的电流采样方法，该方法包括：
步骤S601：对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流；
具体的，先根据Is1=Ipower/2X计算功率器件输出的电流与预设比例的比值，并将得到的比值作为比例支路的电流值；再根据比例支路的电流值确定第一比例电流及第二比例电流；
其中，Ipower为功率器件输出的电流；Is1为比例支路的电流值，2X为预设比例。
步骤S602：采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出。
具体的，按照如下公式分别计算得到第一采样电流Isense+及第二采样电流Isense-：
Isense+=IJ1-Ib
Isense-=IJ2-Ib
其中，IJ1为所述第一比例电流，IJ2为所述第二比例电流，Ib为全差分共模负反馈网络提供的微安级的偏置电流。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (4)
1.一种电流采样电路，其特征在于，所述电流采样电路包括：比例电流输出电路、全差分共模负反馈电路；其中，
所述比例电流输出电路，用于对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流，并输出到所述全差分共模负反馈电路；其中，所述功率器件采用第一横向扩散N沟道金属氧化物半导体第一LDNMOS实现；所述比例电流输出电路包括：第二LDNMOS、第三LDNMOS、第四LDNMOS、第五LDNMOS；
其中，所述第二LDNMOS的漏极与所述第四LDNMOS的漏极和供电电源连接，所述第二LDNMOS的栅极与所述第一LDNMOS的栅极、所述第三LDNMOS的栅极及hdrv_in驱动电压连接，所述第二LDNMOS的源极与所述第三LDNMOS的漏极及所述第五LDNMOS的漏极连接；所述第三LDNMOS的源极与所述第一LDNMOS的源极及第一参考电流源的一端连接；所述第四LDNMOS的栅极与所述第五LDNMOS的栅极连接，所述第四LDNMOS的源极与所述全差分共模负反馈电路中的第一PMOS的源极及第三PMOS的源极连接；
所述全差分共模负反馈电路，用于采用全差分共模负反馈网络及微安级的偏置电流，对所述第一比例电流及第二比例电流分别进行分流，得到第一采样电流及第二采样电流并恒定输出；所述全差分共模负反馈电路包括：P沟道金属氧化物半导体第一PMOS、第二PMOS、第三PMOS、第四PMOS、第一电阻、第二电阻、第二参考电流源、第三参考电流源、第四参考电流源、第五参考电流源；
其中，所述第一PMOS的栅极与所述第二PMOS的栅极连接，所述第一PMOS的漏极与所述第一电阻的一端、第四PMOS的栅极及第三参考电流源的一端连接；所述第二PMOS的漏极与所述第二电阻的一端、第三PMOS的栅极及第四参考电流源的一端连接；所述第三PMOS的漏极与第二参考电流源的一端连接；所述第四PMOS的漏极与第五参考电流源连接；所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的另一端、所述第一PMOS的栅极和所述第二PMOS的栅极连接；所述第一参考电流源、第二参考电流源、第三参考电流源、第四参考电流源和第五参考电流源的另一端均连接接地点。
2.根据权利要求1所述的电流采样电路，其特征在于，
在所述比例电流输出电路中，所述第五LDNMOS的源极与所述全差分共模负反馈电路中的第二PMOS的源极及第四PMOS的源极连接；
所述第一LDNMOS的漏极连接至所述供电电源。
3.一种电流采样方法，其特征在于，所述方法包括：
对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流；其中，所述功率器件采用横向扩散N沟道金属氧化物半导体第一LDNMOS实现；
按照如下公式得到第一采样电流Isense+及第二采样电流Isense-：
Isense+＝IJ1-Ib；
Isense-＝IJ2-Ib；
其中，IJ1为所述第一比例电流，IJ2为所述第二比例电流，Ib为全差分共模负反馈网络提供的微安级的偏置电流；
恒定输出第一采样电流和第二采样电流。
4.根据权利要求3所述的电流采样方法，其特征在于，所述对功率器件输出的电流按照预设比例计算，得到第一比例电流及第二比例电流，包括：
先计算功率器件输出的电流与预设比例的比值，并将得到的比值作为比例支路的电流值；
再根据比例支路的电流值确定第一比例电流及第二比例电流。
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