CN101821852A - 用于分立功率半导体器件的共源共栅电流传感器 - Google Patents

Abstract

共源共栅电流传感器包括主MOSFET和感测MOSFET。主MOSFET的漏极端连接到电流被监测的功率器件，并且主MOSFET的源极和栅极端分别地连接到感测MOSFET的源极和栅极端上。在一个使用可变电流源和负反馈的实施例中，主MOSFET和感测MOSFET的漏极电压是相等的。主MOSFET的栅极宽度通常大于感测MOSFET的栅极宽度。使用栅极宽度的尺寸比，通过感应感测MOSFET中的电流大小来测量主MOSFET中的电流。将相对大的MOSFET插入到电源电路中减少了功率损耗。

Description

用于分立功率半导体器件的共源共栅电流传感器

技术领域

本发明涉及分立功率半导体器件，更具体地，涉及精确地感测分立半导体器件中的电流的方法。

背景技术

现今，在电子系统中广泛使用功率半导体器件，所述电子系统包括电源、稳压器、DC/DC转换器、电机驱动器、安全开关、电池断路开关、节能负载开关、限流器、端口保护器件、音频放大器等。

在很多或大部分功率电子应用中，电流感测对于电路操作以及安全和保护特性都是重要的。虽然对于电流感测的要求是各种各样的，但是对于吸收多于300mA的应用而言，普遍需要电流感测。监测电流的最普遍的应用是过流关断或OCSD功能。OCSD的目的是：如果开始流出大且有潜在危险的电流，则切断电路。

引起过流情况的普遍情况发生在负载短路时。由于这个原因，OCSD通常是指“短路”或“过压(crowbar)”保护。对于监测电流的位置存在有各种方式，即，在负载中，或是在控制负载的晶体管中。直接接入到负载路径上的位置经常是不实际的，使得作为替代，在有源器件、晶体管或半导体组件中、且优选地在控制电流从其功率输入或电源(如发电机、电池或稳压电源)流入到电路中的器件中，执行电流监测。

监测电流的另一种方式是帮助限流。在诸如功率MCSFET或IGBT的功率器件中，其中，利用该器件能操作的反馈，漏极电流饱和，使得它的漏极电流相对地保持恒定，而与其漏极到源极电压无关。由于在传导电流的同时维持了电压，所以，限流器根据方程P_loss＝V_DS·I_D使用功率。在I_D与V_DS的乘积在维持的时间间隔变得太大的情况下，该器件将过热，并可能被损坏。因此，限流通常耦接到过温度保护电路，其在该器件或系统发生不可修复的损坏前切断过热的器件。但是，精确地限流需要精确地测量器件的电流。

在其它应用中，电流信息被用于系统控制。例如，在电流模式切换电源中，负载电流信息被用于控制反馈到误差放大器的电压斜线上升的斜率，由此影响调整质量、瞬时响应时间和电路稳定性。在受转换速率(slew rate)控制的负载开关中，电流在闭环控制下被斜坡增加(ramp)，以便减小噪声和瞬时电流脉冲。采用电流反馈，经常与电压反馈相组合，闭环控制改善了系统的可控性和稳定性。传统的电流感测技术：通常采用4种技术来进行电流感测。这些现有技术包括：

·电流感测电阻

·V_DS感测

·电磁电流感测

·集成电流镜

这里描述这些感测技术，它们的操作原理、电路实现、及电特性。

最通用的电流感测技术采用电流感测电阻。如图1A所示，电流感测电路1包括推挽式功率输出级，其包括驱动负载或传感器9的P沟道MOSFET4和N沟道MOSFET 3。阻抗R_sense的电流感测电阻2被插入到V_cc功率输入和P沟道MOSFET 4的源极之间，以便感测流入到电路中的电流。运算放大器5提升信号，即，通过感测电阻2测量的电压。放大器5的输出的电压V₀与感测电阻2中的电流成比例，如关系式V_o＝A_v(I·R_sense+V_offset)∝I所给出的那样，其中，A_v是放大器5的闭环电压增益，而V_offset是在该放大器中存在的任何电压偏移，其为正或负极性。电阻电流感测电路传递信号V_o到控制电路，其可包括模拟电路，如PWM控制、转换速率控制、限流，等等。

电压V_o也可被用于进行“通过/不通过(no/no-go)”判定，例如使用比较器6和电压参考7的过流关断。只要MOSFET 4中的电流超过某个预先指定的值，比较器6的输出就会反应并跳变其状态，发出已经出现过流条件的信号。比较器6经常包括磁滞以避免震颤(chattering)，即围绕比较器的跳变点的不必要振荡。

感测电阻方法的益处包括：它能够测量MOSFET以及它的寄生的源极到漏极二极管中的电流，只要它导电即可。如果使用零温度系数电阻，则能够在宽温度范围上进行精确的电流测量。它可以与任何集成或分立器件配合使用，但是附加说明的是，通过印刷电路板的精心布局，电阻和半导体之间的寄生电感必须保持得很小。

与其它的电流感测技术不同，感测电阻方法能测量器件的任何操作区域中的电流，无论其作为开关或者电流源。例如，感测电阻能测量在其线性区域中操作的MOSFET(即，作为可变电阻)中的电流。其也可测量在其操作饱和区中操作的MOSFET(即，作为恒流源、或者限流器)中的电流。该方法甚至能够测量饱和转换边缘、或者所谓的线性和饱和区之间的“膝形”区中的MOSFET电流。其也可测量当器件处于雪崩击穿时的电流。

此外，与V_cc的值无关地，没有高电压曾经跨越感测电阻2而出现，因此，对放大器5的输入不需要耐受(survive)高压或使用高压器件。与MOSFET4的源极相连接，可能跨越电阻2的最大电压被限制在大小等于|V_GS-V_t|的幅度，其中，所示的V_GS是相对于其源极的P沟道MOSFET 4上的栅极电压，V_t是P沟道MOSFET 4的阈值电压。因此，例如，如果V_GS＝-5V，则对于-1V的阈值电压来说，即使V_cc＝24V，跨越电阻2、以及放大器5的输入上的最大电压被限制到4V。

使用感测电阻的另一个益处在于：如果采用分立的感测电阻，则可以根据需要而将电阻的精度指定为±1％或者±0.5％的容限。随后，通过放大器5的偏移电压来限制感测电路的精度，这里假定所测量的信号与放大器的输入偏移电压相比是大的。不总是有理由假设该假定是有效的。

感测电阻电流感测方法的问题在于噪声(即，信噪比)、以及不必要的功率损耗之间固有和不可避免的折衷。如果感测电阻2的阻抗R_sense太小，则通过它测量的电压对于噪声将非常敏感并且难于测量。由于电压将在器件的主电流路径中被测量，因此瞬变、电流尖脉冲以及电容位移电流立即成为放大器5的输入上的信号出现，导致了有噪声和抖动的输出。

相反，如果R_sense值太大，则将在电阻2中出现过多的I²·R_sense功率耗散，降低了效率，并引起不想要的芯片块发热。例如，如果选择感测电阻2的阻抗为串联连接的MOSFET 4的10％，则对于具有150mΩ导通阻抗的MOSFET，R_sense的值必须为15mΩ。在2A负载电流处于稳定状态时，MOSFET4将耗散0.6W，且感测电阻2将耗散该量的10％或者另外的60mW。忽略任何的开关损耗，电阻和MOSFET一起将耗散660mW。跨越电阻2的电压V_Sense随后由V_sense＝I·R_sense或300mV给出，即，在有源控制电路中容易集成、测量和使用的值。

另一方面，如果功率MOSFET 4具有20mΩ的阻抗以便通过减少导电损耗来改善效率，则10％电流感测电阻仅具有2mΩ的值，并且在2A处仅出现4mV压降，其小于较小的放大器的偏移电压。这种电路的精度将很差，这是因为，放大器5的偏移电压的变化可从一个晶片批到另一个晶片批变化几毫瓦。

为了最小化这种敏感性，5mΩ电阻跨越电阻2显示出更加可测量的10mV压降，但不幸地，表示功率耗散超越了MOSFET的损耗而增加了50％，这意味着，总损耗从没有感测电阻的情况下的80mW增加到了100mW，总共增加了25％。同样，偏移的幅度和测量的值互相接近，即如V_sense→V_offset那样，电流感测精度变得很差，并且，即使使用更昂贵的精确电流感测电阻，也可能变化了30％或者更多。

另一种可能的折衷是增加MOSFET 4的尺寸以便降低其阻抗，来补偿串联感测电阻2所贡献的额外阻抗。这种方法能够在某种程度上有帮助，但其限于开关电路，这是因为，MOSFET 4的尺寸的任何增加会增大它的电容，并因此导致开关损耗的对应增加。这样的折衷以增加开关损耗特别是较高开关频率的代价而减少了导电损耗。

电流感测电阻技术的替代是V_DS感测。在V_DS感测中，跨越功率MOSFET的压降被用来计算器件中的电流。这种测量方法只有当MOSFET工作在其线性区域之中时才是有效的，即，其作为具有半恒定电阻的导通状态开关工作。如图1B中的电路10所示，这项技术包括监测功率MOSFET 12的两端的电压，其中，运算放大器14直接跨接到MOSFET 12的漏极和源极端之间。如果MOSFET 12在它的导通状态下被偏置(例如利用V_GS＝-10V)以便被完全增强，那么，利用导通阻抗R_DS(on)，电流感测放大器14的输出电压V_o由下式给出

V_o＝A_v(I·R_DS(on)+V_offset)∝I

其中，A_v是放大器14的闭环电压增益，V_offset是在该放大器中存在的任何电压偏移量，其为正或负极性。电阻电流感测电路传递信号V_o到控制电路，其包括模拟电路，例如PWM控制、转换速率控制、限流，等等。

电压V_o也可被用于进行“通过/不通过(no/no-go)”判定，例如，使用比较器16和电压参考15的过流关断。如所设计的，只要MOSFET 12中的电流超过某个预先指定的值，比较器16的输出会反应并跳变其状态，发出已经出现过流条件的信号。比较器16经常包括磁滞以避免震颤，即围绕比较器的跳变点的不必要振荡。

V_DS感测的益处是：该功能实质上是自由的，这是因为，它依赖于测量跨越可以是集成或分立MOSFET的功率MOSFET 12的电压。

只要正在被检测电流的器件是MOSFET，那么V_DS感测技术就是适用的。除了需要测量V_DS的值的放大器以外，不需要专门的偏置电路或浮动电源。

和电流感测电阻技术不同，由于没有与高强度电流路径串联的附加器件被引入，所以，V_DS感测可以被认为是并行检测技术。由于没有附加串联元件，所以，功率MOSFET的性能没有下降，并且，没有增加导电损耗或开关损耗。因此，电路的性能与单独器件的性能相同。与没有电流感测的情况下的器件中相同，效率与电压成比例。

V_DS感测的一个主要问题是：它依赖于功率MOSFET的阻抗来确定电流。不幸的是，功率MOSFET的阻抗对于大量的电的和工艺相关的参数敏感。在操作中，V_GS、V_DS和温度条件的动态和恒定的变化都会影响MOSFET的阻抗，并且，妨碍电路的精确检测电流的能力。这些环境影响不能通过使用预测或算法途径被简单地消除，这是因为，诸如阈值电压V_t、外延层厚度和掺杂、结深度和聚合物、甚至金属厚度和接合线连接方式的工艺参数都会影响功率MOSFET的线性区域的I_D-V_DS特性。

例如，对于特定的器件，电偏压和热环境条件能容易地导致±25％电流变化，特别地，在V_DS的高值把器件推向准饱和区域，即，在线性和饱和操作区之间的“膝形”区中的情况下。包括逐批工艺的变化，电流感测容限可以坏到±50％。封装、贩卖、晶片制造或散热方法的变化会使得V_DS感测和过流保护电路都失效。在某些情况下，系统设计者已经知道在应用中有意地改变功率MOSFET的尺寸和导通阻抗，而没有意识到它们无意地使过流保护不能操作。

由于V_DS感测依赖于像半恒定电阻一样工作的器件，所以，它不能被用作检测IGBT、闸流管、二极管或任何包括少数载流子运输或导电调制的器件中的电流，这是因为，这些器件不显示线性的电压-电流关系。V_DS感测也不能监测功率MOSFET中的二极管电流，并且不检测雪崩电流。

使用V_DS感测的另一个复杂性是：运算放大器14经受与功率MOSFET 12相同的电压、电压瞬变和尖脉冲的作用，并且必须能够无破坏地耐受这些电压。甚至更加复杂地，当MOSFET 12关断或正在经历开关瞬变时，例如，当在V_DS暂时地很大的同时、器件正在传导电流时，必须禁止V_DS过流检测电路的操作。

由于过流比较器16的输出仅在MOSFET 12完全导通、且处于其电阻状态时才有效，所以，在所有其它时刻，任何使用V_DS感测的控制器必须是“空载的”，即忽略过流检测标志。如果当在V_DS检测电路失效的同时发生短路时，则电路不能被保护免于损坏和潜在危险的过流情况。为了不仅仅依赖V_DS感测，必须包括附加电路以检查这些各种各样的故障情形。

作为另一种电流感测技术的磁电流感测依赖于时变电流来引入磁场，并测量磁场强度，从而按照麦克斯韦方程组来计算电流。为了精确地测量磁场，磁传感器必须完全包围导体。集成电路和大多数组件中的器件尺寸太小，以致不能产生实质上的磁场。

检测灵敏度也是同样成问题的，这是由于，其他原因可能干扰磁传感器，并且给出错误读数。最后，大多数磁检测系统有相当低的带宽，并且，对于普遍存在于电系统和稳压器中的微秒改变不能作出反应。因此，磁传感器不是在大多数的电力电子系统中用于电流感测的可行选项。

具有集成电流感测的分裂式漏极MOSFET；在功率集成电路里最普遍的电流感测技术是分裂式漏极电流镜20，如图2A所示。高侧电流镜22包括两个平面的MOSFET 23A和23B，一个大，一个小，有共同的源极和栅极端。栅极宽度为W的较小的MOSFET 23B承载由从属电流源24设置的电流I₂。一般，响应于与主功率MOSFET的漏极上的电压V_D1有关的反馈信号27，来调节电流I₂。栅极宽度为“n”乘以W的较大的主功率MOSFET 23A与负载21和低侧MOSFET25连接。MOSFET 23A和25一起形成互补MOSFET推挽式输出驱动负载21，并且同样具有可比较的电流额定值，例如，其中电流I₁为2安培或更大。

理想上，使感测MOSFET 23B在不牺牲电流感测精度的前提下尽可能小。取决于各种设计考量，尺寸比“n”的范围通常在几个大小数量级，从10到10⁶或更大。对于电力电子应用，感测MOSFET 23B一般比主功率MOSFET23A小至少三到四个数量级。相应地，在类似的偏置条件下，在电流镜22的两个MOSFET中各自的电流之比将是与比例因子“n”对应成比例的，或

$I_2=\frac{I_1}{n}$

例如，如果n＝5000，则在理论上通过MOSFET 23B的电流I₂应该是通过主功率MOSFET 23A的电流I₁大小的0.05％。在这个比例上，1安培的负载电流将产生500微安的感测电流I₂。如果n＝10000，则感测电流I₂减小至10微安。低于1微安的电流是更加地噪声敏感的和不大适合的。

实现电流镜22的关键方面是把感测MOSFET 23B设计成与主功率MOSFET 23A相同的结构，并且把这两个器件共同制造在公共硅片上。单片共同制造工艺可以最小化逐批工艺改变影响匹配的风险，而掩模设计和器件布局消除了与几何结构相关的失配。

例如，图2B图示了MOSFET的电流镜对30，其由宽度为W的包括P+源极34B和P+漏极35B的有源区31组成，进一步包括宽度为n·W的包括P+源极34A和P+漏极35A的有源区32，其中源极和漏极注入是自对齐于横切有源区31和32的多晶硅栅极33。栅极33的朝向对于所述两个器件来说是相同的，以提高匹配度，并且减小由制造工艺产生的任何的方向效应。

源区34A和34B利用触点37A和37B而接触，并且共享共同的源极金属互连器40B，其被连接到V_cc。P+漏极35A利用触点38A而与金属互连器40D接触，而P+漏极35B利用触点38B而与金属互连器40C接触。栅极33通过触点39和金属互连器40A而连接。尽管这些器件的每一个在图中用单条纹所示，但大器件实际上可以包括与较小器件相似的取向的多个平行条纹。

在另一个分裂式漏极电流镜的例子中，图2C中的升压转换器41包括电感器45、整流器46、电容器47和N沟道电流镜MOSFET对42，该N沟道电流镜MOSFET对42包括具有负载电流I₁的大MOSFET 43A和承载感测电流I₂的较小的感测MOSFET 43B。每当V_G1被设置以导通电流镜MOSFET 43A和43B时，从属电流源44调整感测电流I₂，直到MOSFET 43A和43B各自的漏极电压相似，即V_DS2≈V_DS1。

强制所述两个漏极电压到相似值的一个常用方法是：使用运算放大器48，以控制来自电流源44的电流I₂的电平。利用与功率MOSFET 43A的漏极电压V_D1连接的一个输入、以及与功率MOSFET 43B的漏极电压V_D2连接的另一个输入，运算放大器48将试图动态地调整感测电流I₂，以驱动这两个电压到相同值。从属电流源44通过正规化感测MOSFET 43B和主MOSFET 43A的漏极电压V_D1和V_D2以达到精确电流感测的重要性极大地依赖于晶体管的工作区域。

如图2D所示，图50图示了电流镜MOSFET 43A和43B的I_D-V_DS电流特性，其中两个MOSFET都在固定的栅极电压V_GS1偏置。由区域51A和52A组成的表示较高电流I₁的曲线代表较大的器件，即，具有栅极宽度n·W的MOSFET 43A。由线51B和52B组成的表示较低电流I₂的曲线代表较小的器件，即，具有栅极宽度W的MOSFET 43B。对于任意给定的V_DS值，电流I₂/I₁的比等于n。

例如，在V_DS3之上的工作的饱和区里，曲线51A和51B都满足饱和条件V_DS＞(V_GS1-V_t)，并且漏极电流I_D没有随着漏极电压的变化而显著地变化。特别地，在漏极电压V_DS4上，在点54A和54B上的电流I₁(sat)和I₂(sat)保持“n”的比，使得I₂(sat)＝n·I₁(sat)

如果在MOSFET 43B(点54B)上的漏极电压被改变到V_DS3，则电流大体上没有变化，且尽管漏极电压失配，但比“n”仍然维持。换句话说，在饱和时保持确切相同的漏极电压用于电流感测的重要性是最小的。从属电流源44的角色对于在V_DS3之上的漏极电压较不重要。如图2E所示，在饱和时的电流感测显示了±15％的不精确度，如图55中曲线58所示，其中，失配大多数是由于器件相关现象(例如短沟道效应)造成的。

当MOSFET 43A和43B在它们的线性工作区中时，电流镜的行为有很大不同。在电压V_DS2之下，(V_GS1-V_t)＞V_DS，且利用电流52A和52B，器件都在它们的线性区中。特别地，处于电压V_DS1的电流53A和54B也显示出比“n”，使得I₂(lin)＝n·I₁(lin)。在电流感测器件上的V_DS的任何的轻微的变化，即V_D1≠V_D2，导致电流比的剧烈的变化、以及在测量电流时的显著误差。

由此得出，在线性区中，精确电流测量依赖于在主MOSFET 43A和感测MOSFET 43B上保持相同漏极电压的从属电流源44。也是由图55中的曲线56所示，在线性区中，精度能达到±10％或更好，其中假定对于两个器件来说，V_DS保持不变。轻微的改进是因为更少的工艺变量影响到线性区，且在特定的线性区中，操作显示出与在饱和区的操作相比的、对于阈值失配的较低敏感度。

在准饱和区，即，线性区和饱和区之间的区域，其中V_DS在电压V_DS2和V_DS3之间，电流失配对于跨越芯片块的阈值、漏极和源极阻抗、沟道长度调制和应力感生压电效应的稍微的变化异常敏感。在准饱和区中，失配误差(曲线57)增加，且甚至能是在线性区观察到的失配误差的两倍。

总之，包括共享公共栅极和源极连接的、两个传统的具有不同栅极宽度的横向MOSFET的分裂式漏极MOSFET电流镜，能被有效地用作在低电压功率器件中电流传感器，亦或单独用作分立电流感测功率MOSFET，或集成到功率IC，例如低电压限流器、电池充电器、或PWM开关调变器IC中。

电流感测并行出现在主功率器件，并且不需要任何串联感测元件插入到可能由于增加导电或开关损耗而降低性能的高电流路径中。作为电流镜，在它工作时的很多共态微扰被消除。电流镜感测技术的精度和它的相关电路因此对于噪声、改变负载电流、供电电压波动和温度改变而相对不受影响。使用分裂式漏极电流镜技术的电流感测功率MOSFET的实现涉及消耗低静态电流的最小的电路，且不需要产生任何用于电路偏置的浮动电源电压。

在此公开中以广义方式使用术语“电流镜”。根据狭义的定义，MOSFET电流镜通过使用与MOSFET有关系的阈值来建立它的V_GS栅极偏压，其中，一个器件在它的阈值电压附近以栅极偏压工作，这是因为，它是硬接线的，其中其栅极和其源极连结，即，其中V_GS＝V_DS。即使将来自栅极缓冲器、而不是从主器件的漏极电流导出的V_GS施加到所述两个器件上，分裂式漏极MOSFET对在此处也被定义为电流镜。在以下程度上，分裂式漏极MOSFET对的工作方式类似于根据狭义的定义的电流镜：一个MOSFET中的电流是另一个MOSFET中的电流的标量倍数，且干扰漏极电流的共态噪声被消除。

分裂式漏极电流镜在它的线性工作区提供优质的电流匹配，这里假定电流感测和主功率MOSFET是使用相同的几何结构和栅极朝向参数单片集成的，且以一样的偏置电压V_DS值操作。分裂式漏极在饱和区也提供适度良好的电流匹配，即作为电流源，具有在这个区域电流匹配精度相对不受V_DS偏置条件的影响的优势，这里假定此器件会工作在它的准饱和“膝形”区之外。换句话说，当在饱和时被偏置时，分裂式漏极电流镜感测技术忽略漏极电压的变化。

分裂式漏极电流镜功率MOSFET能够通过按比例调节功率MOSFET到非常大的数百万微米宽度的栅极宽度以减小它的导通状态电阻，容易地用平面CMOS工艺被加工成低电压功率器件。利用具有厚多层金属化的0.5微米，0.35微米甚至0.18微米CMOS工艺制造出这样的器件，其具有低的特定导通阻抗，能够在它们关断的状态下阻断3至5伏特。此器件利用平行于位于硅表面顶上的平面栅极之下的芯片块表面的横向电流。使用这样的平面IC工艺，具有毫欧姆导通阻抗的5伏特MOSFET已经被演示和商业化。通过与CMOS兼容，此器件能够容易地被集成在单片PWM开关稳压器、智能开关和限流器电路、和集成电池充电器中。

尽管它有许多益处，但分裂式漏极电流镜电流感测技术仍然存在许多重大的缺陷。这个电路一个大的缺点就是主功率MOSFET的漏极经常是系统中噪声最大和最高电压的节点，其必须被监测，以便控制对电流感测MOSFET进行偏置的电流。

例如，在图2C中，用于控制电流源44的运算放大器48具有连接到升压转换器的V_x节点的输入。如果升压转换器41是高电压电路，那么运算放大器48需要高电压输入额定值，以便耐受在节点V_x出现的全部范围的电压，包括瞬态电压。此外，由于输入电压偏移造成的在运算放大器的任何电压误差表现为电流失配和电路的精确测量电流的能力的误差。

分裂式漏极MOSFET电流镜电流感测技术的另一个限制是：它不能测量雪崩电流或正向偏压半导体电流。结果，它不能检测图1A的感测电阻方法可以检测出的特定的错误情况。然而，分裂式漏极MOSFET电流传感器的最大限制是它的技术特异性：它只能在平面功率器件上被加工，而平面MOSFET有许多限制。

平面功率MOSFET的限制：平面功率MOSFET包括大的栅极宽度的MOSFET，其具有顶侧源极和漏极连接、以及形成在硅平面表面顶上的金属-氧化物-半导体或“MOS”栅极结构。这些器件可包括N沟道或P沟道MOSFET，或者经常被称为CMOS的两者的互补组合。尽管它们用途广泛，但这些器件却在它们的构造上有许多内在固有的限制。这些限制限制了平面功率MOSFET在包括电压调节、可靠性和电路拓扑的许多领域中的使用。

平面MOSFET中的电压调节限制：使用平面CMOS生产工艺制造的横向MOSFET具有有限的电压调节可调节性。在横向MOSFET中，使用轻掺杂漏极扩展区(也被称为扩展的漏极或漂移区)，以增加雪崩击穿电压。在高电压LDD器件中，击穿电压随着漂移长度L_D线性增加。通过雪崩时的临界电场E_crit测量，击穿电压BV随着漂移长度每增加1微米而增加大约10V到12V。由于表面效应，在晶片表面的这个临界电场的强度只是它在硅衬底里的一半。对于长的漂移长度，击穿电压BV≈E_crit·L_D，或L_D≈BV/(E_crit)，使得10微米的漂移区在大约100V时击穿，在20微米的漂移区，在大约200V时击穿，等等。

对于横向器件来说，晶体管面积效率(或填充密度A/W)要比纵向器件小很多，这是因为，高电压漂移区和漏极和源极触点都位于芯片块表面上。对于具有长漂移的条纹表面几何结构的器件，例如，具有栅极宽度W的横向高电压MOSFET消耗面积W·L_D，使得对于栅极宽度的每一微米，器件的填充密度A/W≈L_D。由关系式R_DSW≈R_□·L_D给出，增加漂移长度也线性地增加漂移阻抗，其中R_□是注入漂移的表面电阻，以欧姆每平方米为单位。给定特定的导通阻抗R_DSA可以通过晶体管阻抗R_DSW乘以它的A/W填充密度来计算，则联立的这两个方程显示了对于长掺杂漂移器件

$R_{\mathrm{DS}}A\≈R_{\mathrm{DS}}W\·\frac{A}{W}=\left(R_s{L}_D\right)\·\left(L_D\right)\∝{\left(L_D\right)}^2$

并且，由于L_D≈BV/(E_crit)，则

$R_{\mathrm{DS}}A\≈R_s{\left(L_D\right)}^2=R_s{\left(\frac{\mathrm{BV}}{E_{\mathrm{crit}}}\right)}^2\∝{\mathrm{BV}}^2$

因此，横向器件的特定导通阻抗与击穿电压的平方成比例增加，这是因为，增加轻掺杂漏极扩展区的漂移长度既增加了对于给定的栅极宽度的晶体管的阻抗，并且也降低了可被封装到给定面积中的栅极宽度的大小。

于是，虽然低电压横向MOSFET可以用低导通阻抗制造，但高电压横向MOSFET的功率处理能力是有限的。金属阻抗和高电压可靠性的考虑更进一步地降低了横向MOSFET的性能。相应地，尽管横向MOSFET通过使用分裂式漏极电流镜方法能容易地监测电流，但作为主功率MOSFET它却不是特别有用。

横向MOSFET的可靠性限制：作为横向器件在平面工艺中实现功率MOSFET对器件可靠性施加了一定的限制。特别地，当平面器件处于饱和时，平面器件在硅表面附近显示出它们的最高的电流密度和最高的电场，以很大的值V_DS传导电流。高电场和高电流传导的组合导致冲击离子化(impactionization)和被局部化电场所加速到高速的载流子的形成。

这些所谓的“热”载流子，如果注入到附近的栅极氧化物，则可能损坏电介质并降低MOSFET的性能，使其阈值电压改变，增加它的导通阻抗并降低其跨导。在某些情况下，它可以完全地使栅极短路且损坏器件。在形成于硅表面上的横向MOSFET中，这种热载流子引发的破坏、尤其是热电子注射或HEI-激发损坏实质上是不可避免。

在高电压下，这个问题变得更糟，其中轻掺杂漏极扩展区的导电性可能变为由冲击离子化和雪崩之前的状况而调变。冲击离子化也可能会产生不需要的衬底电流，并在MOSFET中使寄生双极晶体管激活，导致电压回弹(snapback)和器件毁坏。在传导电流的器件中的回弹问题称为在其“安全工作区”中的限制。当器件被驱动进入雪崩击穿时，在断路状态中的回弹被称为器件的强度的限制。

不管器件故障是在雪崩击穿或其安全工作区中瞬时出现的，还是处于渐进的热载流子引发的恶化，横向MOSFET的可靠性和生存性都只能通过限制其电流密度、提高它的击穿电压、或限制其最大工作电压得以改进。不幸的是，以较低的电流密度运行器件意味着此器件必须针对其额定电压而加大尺寸，即器件将是太大、太昂贵的解决方案，使得在市场上没有竞争力。增加横向MOSFET的击穿电压会向器件添加串联阻抗，再次使器件过大、且将其限制到非功率控制电路应用。并且，因为许多功率应用都工作在5V电压以上，例如在12V、18V、30V、60V甚至几百伏特，从而，限制器件的最大应用电压不是可选的。

集成MOSFET的电路拓扑限制：电源电路拓扑描述电源、电负载和用于控制负载中的能量流动的功率器件之间的物理关系。特别地，电源电路拓扑确定哪些电路能被集成、且哪些电路必须利用分立的功率MOSFET。

图3图示了在电路或系统中使用功率MOSFET作为半导体控制元件的几个公共电源电路拓扑。MOSFET经常被称为“开关”，且作为开关-负载拓扑的电路拓扑具有这样的理解：开关的定义使用广义的IEEE定义，作为“完成或关断电子电路”的器件，而不限制该开关是以数字、电阻的方式工作，还是控制电流的强度大小。

三个最宽泛的拓扑结构包括高侧开关或高侧晶体管、低侧开关或低侧晶体管、和推挽式或半桥式结构。使用MOSFET，这些拓扑结构也可以被称为高侧MOSFET、低侧MOSFET、以及推挽式MOSFET。以拓扑方式，两个推挽式电桥可以用来构建H-电桥或全电桥，而三个或更多的推挽输出可以用来产生三相电桥或多相电桥驱动器，其一般用于电机驱动和大功率转换器、稳压器、不间断电源。

在如图3A和3B所示的高侧开关或HSS拓扑中，电负载62或66接地，并且，MOSFET连接在正输入V_batt和负载之间。负载可包括电阻性、电容性、电感性、电机或传感器型的器件。电感性负载包括电感器或变压器，其包括电机系统中的切换电源或螺线管的部分。与负载类型无关地，在HSS拓扑结构中没有P-N二极管成为正向偏置，因此，并为示意性表示它们。但是，如果负载62是电感性的，则任何它的电流的中断将驱使电压V_x低于地，迫使MOSFET 61或67在被称为未钳位的感应开关的状态下进入雪崩击穿。

在没有说明它是怎样来实现的情况下，用于检测电流I的电流感测电路更适宜位于MOSFET 61或67的高侧，其中，来自电池输入V_batt的电力进入电路。理想地，电流感测电路能检测在正常负载操作和短路负载以及雪崩电流状态下的电流。电路60和65中的MOSFET 61和67分别是P沟道和N沟道器件，并且，如所示出的，每一个MOSFET包括源极-本体短路线。N沟道MOSFET 67的集成需要特殊工艺来把源极-本体短路线和地绝缘。

在推挽式或半桥式拓扑结构中，如图3C和3D所示，电负载73或78的一端连接到与Vcc连接的高侧MOSFET 72或77和接地的低侧MOSFET 71或76之间的中点V_x。负载73或78可包括电阻性的、电容性的或换能器型的器件。如图3E所示，对电感性负载、螺线管和电机给予特殊处理。没有连接到电压V_x的一侧可直接地、或通过另外的MOSFET，而被连接到地、V_batt、或另一个电源。用于检测电流I的电流感测电路更适宜位于MOSFET 72或77的高侧，其中来自电池输入V_batt的电力进入电路。在其他情况下，直接监视负载73和78中的电流可能是理想的。

在推挽式电路70和75中的高侧MOSFET 72或77分别是P沟道或N沟道器件，且如所示出的，包括源极-本体短路线。N沟道MOSFET 77的集成需要特殊工艺来把源极-本体短路线和地绝缘。然而，低侧N沟道MOSFET 71和76并不需要任何的特殊制造工艺。

图3E的电路图示了推挽式电路，其中负载82是电感性的——对于同步巴克(Buck)开关稳压器来说是公共的拓扑。这个电路对于如电机和螺线管的负载也是有用的。像电路70和75那样，低侧MOSFET 81是N沟道MOSFET，而高侧MOSFET 83是N沟道或P沟道MOSFET。用于检测电流I的电流感测电路更适宜位于MOSFET 83的高侧，其中来自电池输入V_batt的电力进入电路。在其它情况下，直接监视电感性负载82、或其供电的负载中的电流可能是理想的。因为V_x节点电压降到低于地，所以，每当高侧MOSFET83中的电流被中断，则与低侧MOSFET 84并联连接的同步整流二极管84如图所示。

在如图3F所示的低侧开关或LSS拓扑中，电负载86被连接到正电池输入V_batt和中间节点V_x，而MOSFET 87被连接在节点V_x和地之间。负载86可包括电阻性的、电容性的、或换能器型的器件。如图3G所示，对包括电感器、变压器、螺线管和电机的电感性负载给予特殊考虑。与负载类型无关地、LSS拓扑结构中的P-N二极管成为正向偏置，因此，它们未被示意性表示。

用于检测电流I的电流感测电路一般位于N沟道MOSFET 87的低侧。MOSFET 87控制进入电路85的电力流，且不需要特殊工艺来实现其接地的源极-本体短路线。尽管在理论上、电流感测可以在负载86和MOSFET 87之间的串联路径上的任何地方执行，但低侧电路更易于实现，这是因为，它是接地参考电位并且不随电位V_x而浮动。

图3G图示了当负载91是电感性的(即电感器、螺线管、电机、或变压器)时的LSS拓扑。如所示出的，通过每当N沟道低侧MOSFET 93中断在电感性负载91中流动的电流、且电压V_x超过跨越任何电容95的电压V_y时导电的钳位二极管92、同步整流器MOSFET 94或这两者，来对电压V_x钳位。拓扑90对于升压和同步升压开关稳压器来说是普通的。在没有钳位二极管92或同步整流器MOSFET 94的情况下，V_x的电压将无限地升高，直到低侧MOSFET 93到达在未钳位电感开关期间的雪崩击穿为止。

在电路90中用于检测电流I的电流感测电路一般位于MOSFET 93的低侧，并且能检测在正常负载工作和短路负载以及雪崩击穿状态下的电流。N沟道MOSFET 93不需要特殊工艺来实现其接地的源极-本体短路线。如果浮动的循环整流器MOSFET 94是P沟道器件，则不需要特殊的加工步骤来实现器件中的源极-本体短路线。相反地，如果MOSFET 94是N沟道器件，则集成的源极-本体短路线需要电绝缘，以把它和周围的P型衬底分离。

总之，电路中监视电流的位置可依赖于电路的拓扑结构，即负载、MOSFET和电源的相对位置而变化。在低侧N沟道MOSFET、高侧P沟道MOSFET、或浮动P沟道同步整流器MOSFET中感测电流不需要使用CMOS工艺的特殊加工步骤。相反地，在高侧N沟道MOSFET、具有集成源极-本体短路线的浮动同步整流器N沟道MOSFET中感测电流需要更加复杂的生产工艺来形成电绝缘。因为若没有电绝缘，则只有P沟道MOSFET可以用在高侧，所以，集成器件能达到的功率级别被限制在较低的电压和较低的电流。

纵向DMOS的电流感测：改进MOSFET的可靠性、性能和拓扑多用性的一种途径是：使用纵向而不是横向MOSFET。在纵向MOSFET中，电流以垂直于它的顶表面的方向从晶片顶表面流到晶片的背面。使用垂直电流MOSFET，避免在高表面场区域中的高电流密度。

如图4A和4B所示，纵向MOSFET 100和120经常被称作DMOS器件，“D”命名方式是指双扩散或双注入结构，其包括：在外延漏极区域中包括的第一本体到漏极结点和在本体区域中包括的第二源极到本体结点。在如图4A和4B所示的N沟道纵向DMOS中，通过P+注入物108和124而接触的本体区域107或123被扩散或植入到轻掺杂外延层102或122，其中102或122在重掺杂衬底101或121的顶部扩张。N+源极区域109和125通过厚金属层110和128和可选择的屏障金属110短路连接到本体区域107或123。

在带沟槽的DMOS器件100中，多晶硅栅极104被嵌入到蚀刻到硅中的槽105之中，并且沿着栅极氧化层105排列；在平面DMOS器件120中，多晶硅栅极127被放置在位于栅极氧化层126的顶部上的外延层122的表面之上。通过位于在沟槽式MOSFET 100中的槽103的每一侧的对称的本体区域107，栅极氧化层105被保护免于热载流子注入；通过在栅极127之下形成寄生JFET结构的P型本体扩散区123、以及在平面纵向MOSFET 120中的静电屏蔽栅极氧化层126，栅极氧化层126被保护免于热载流子注入。

为了在纵向DMOS晶体管中实现高电压操作，外延层的厚度必须增加，并且它的掺杂浓度降低，但是，器件的几何结构单元密度只需适度减小。导通阻抗的增加因此只被电阻性外延层的增多所影响。确定的器件的导通阻抗由下式给出：

R_DSA＝BVⁿ

其中，包括外延层的掺杂度和厚度的影响，在200V之上，n≈2.5。在100V之下，雪崩击穿的临界电场也是掺杂的因素，使得n≈1.0，结果，器件的导通阻抗更多地线性依赖于它的击穿电压。于是，当纵向DMOS晶体管的导通阻抗显示出对击穿电压更强的依赖性时，它们更高的单元密度A/W给它们随着电压的升高，相比横向MOSFET更好的性能，特别是在超过20V的电压下。

图4C中示出的纵向DMOS器件的第三个变体，即，超结DMOS，显示出更低的电压依赖度“n”，但是需要略微更厚的外延层，使得它在例如超过400V的更高电压下更加有用。

如截面所示，超结DMOS 140包括类似于平面DMOS的表面结构的表面结构，其中，多晶硅栅极148和栅极氧化层149与在P型本体144和N+源极区域145中形成的平面DMOS沟道重叠，P型本体144和N+源极区域145两者都被形成在一个或多个在N+衬底141顶部扩张的N型外延层142A-142F之中。区分超结DMOS140和传统的纵向DMOS120的是它的外延层，其并非是全N型材料，而是包括作为P型材料的光掩模限定的垂直列143，其被称为垂直电荷控制区。P型电荷控制区143形成格状图案，把轻掺杂N型外延层分离成N型材料的垂直列142，其具有条纹、矩形、正方形或其它闭合多边形的表面几何结构。

通过将总电荷，即浓度乘以P型列143和N型列142两者的列宽到最大量，在击穿和导通阻抗两者之间的折衷对于特别是大于400V的高电压DMOS来说能得到改进。使用类似于前面描述的横向轻掺杂漏极MOSFET的原理，P型和N型列在反向偏压下显示出两侧的耗尽扩散，并且在它们达到临界雪崩场和击穿之前会完全耗尽。N型列142的浓度无关紧要，只要它们在器件达到雪崩击穿之前彻底耗尽。一旦完全耗尽，唯一重要的电场是位于P+触点区146和N+衬底141之间的垂直场。类似于P-I-N结，垂直场是相对恒定的，于是，电压是随着在P型列或N型列内的垂直位置线性变化的。因为N型列142当DMOS器件140在它的关断状态时完全耗尽，所以，N型列142的掺杂浓度会相当高，从而当DMOS器件140正在导通时减小了厚外延漏极的阻抗。净效益就是在高击穿电压器件中的导通阻抗的减小，使得在关系式R_DSA＝BVⁿ中，指数n被减小到低于传统的DMOS的指数，即，低于2。

纵向DMOS器件100、200和140的好处是：它们提供比横向MOSFET更高的单元密度和更好的耐用性和可靠性，特别是由于纵向DMOS的栅极氧化层是静电屏蔽的，并且在饱和或雪崩击穿中不会遭受热载流子破坏。

在纵向DMOS中的电流感测：不幸的是，所有的纵向DMOS单元，不论其是平面的、沟槽型栅的、或超结型的，都共享共同的漏极和衬底。因为它们的共漏极结构，前面提及的分裂式漏极电流感测方法22或42不能被集到在纵向DMOS晶体管中。

例如，图5A中的纵向沟槽型栅DMOS 200通过源极S1和S2以及公共漏极而被分割成两个器件，其中，DMOS源极S1包括金属层203A、N+源极区205A、P-本体区206A和沟槽型栅204A，且其中，DMOS源极S2包括金属层203B、N+源极区205B、P-本体区206B和沟槽型栅204B，其全部都共享包括N型外延层202和N+衬底201的公共漏极。图5B中的等效电路图揭示了：两个MOSFET 221A和221B被连接作为公共漏极对，其中，本体二极管222A和222B的阴极是公共的，并且只有阳极是分离的。

要分别检测这个结构中的两个器件中的电流是极其困难的。如图5C中的低侧开关应用250所示，试图使用共漏极N沟道DMOS 251B来监测低阻抗DMOS 251A中的电流需要感测电阻253，其被放大器254所监测，且要插入到DMOS 251B的源极和地之间。没有电阻能被插入到低阻抗DMOS 251A的接地源极之间而不降低它的性能并增加传导损耗。结果，源极电压V_S2不再与地V_S1具有一样的电位，并且产生测量错误。不但这个状态迫使两个晶体管显示出不同的V_DS值，但是由于它们共享公共栅极偏压V_G，所以它们各自被偏置到不同的V_GS值，进一步降低了它们的电流匹配，即V_GS1≠V_GS2。

在高侧检测电路270中产生类似的情形，如图5D所示，其中，与感测DMOS 271B串联的接地感测电阻273迫使在V_S2的电压与功率DMOS 271A的源极跟随器输出V_S1不同。通过不同的栅极-源极和漏极-源极电压，电流中的失配可能是严重的。试图迫使V_S1和V_S2到相同的电平是有问题的，不但会使偏置电路复杂，而且使跨越感测电阻273的信号太小，以致对放大器274来说无法检测到。

由于以上理由，分裂式源极纵向DMOS并不容易成为有用的电流镜。对于V_GS和V_DS失配是灵敏的，分裂式源极感测MOSFET极大地次于和不兼容于之前描述的更普通的分裂式漏极电路。不幸的是，分裂式漏极器件不能被集成在任何纵向DMOS传感器中，不论其是平面的、沟槽型栅的或超结型的。实际上说，这些限制会使当今的纵向DMOS应用到电流感测电阻和监测电流的V_DS感测方法降级。在高功率器件中，该问题进一步恶化。

高功率器件中的电流感测：不幸的是，能传递更高功率到负载的纵向器件，特别是那些在高电压应用中的纵向器件，包括器件结构，并使用对于前述的集成电流镜和V_DS感测电流监测方法来说不可修正的技术。

包括闸流管、栅极关断闸流管或GTO、绝缘栅双极晶体管或IGBT的这样的高功率器件利用少数载流子和多数载流子电流的某种混合，使它实质上不可能在高功率器件内集成电流感测。具体地，少数载流子导电性容易短接或绕过任何集成的感测方法。具有少数载流子导电性的器件也显示出非线性或指数的电流-电压关系，其对温度、不均匀的导电率和热点极其敏感。

例如，如图4D所示的绝缘栅双极晶体管或IGBT 170具有与如图4B所示的纵向平面DMOS 120相似的截面图，但使用P型衬底171而不是N型衬底。空穴被注入到厚的外延层173中，并且被深的P+区域174所收集，导致外延层173的导电调变，减小了包括N+源极区176、P型本体区175和N型漏极173的DMOS的漏极阻抗。

图4E中的闸流管180包括N+阴极185、带P+触点区184的P型基极183、厚的N型外延层182和P+衬底阳极181。通过把阴极185正向偏置到基极端187和186，注入的电子对N型外延层182和P+衬底181之间的P-N结正向偏置，并且整个器件被锁存到这样的状态，在其时间期间，N型外延层182变得被少数载流子所淹没。主电流必须被转向，即整流换向，来关断器件。作为一个变体，栅极关断闸流管或GTO使基极电流转向，以提供某种程度的栅极控制度，以关断器件。

由于遍及厚的外延层191而出现少数载流子导电性，其导致非线性、温度敏感导电特性，所以，测量图4F所示的P-N和P-I-N整流二极管189中的电流也是有问题的。如所示出的，P+阳极触点194和P-本体区192注入空穴到N型外延层191中，其重新结合，以形成N+衬底190中的电子电流。

尽管如图4G所示的肖特基二极管195并不呈现显著的少数载流子导电性，但肖特基二极管的二极管正向偏置特性严重依赖于在金属层198和N型外延层197之间的内建势垒电位。把阳极199分成片段并不保证可仅对进入阴极196的那部分电流进行精确的电流读取。

在上面描述的所有器件中，只有电阻电流感测方法是可应用的。但是，因为电流是高的，所以，跨越电阻的压降能引起增加的功率耗散。减小电阻的尺寸增加了电流传感器对噪声的灵敏度。

电流感测技术的总结：表1比较了四种当今可用的普通电流感测方法，即是感测电阻、V_DS感测、分裂式漏极电流镜和分裂式源极电流镜或“感测FET”技术。将所考虑的因素总结到感测方法、对各种器件的技术应用性、电流感测方法应用的操作条件和特定的电路考虑中。

如所示出的，串联感测电阻是最适用的，但是通过在高电流路径上插入串联电阻，功率损耗会增加。电阻的功率损耗能通过降低电阻值来减小，但是，这样会不利地导致更小的信号和更大的噪声灵敏度。这个折衷是另外的多用感测电阻方法的一个基本限制。附加说明的是，感测电阻没有被集成在正在被监测的器件中，感测电阻能感测实际上任何器件的电流，所述任何器件包括具有横向、纵向、DMOS或超结实现的分立的或集成的MOSFET。它也能测量二极管或具有少数载流子导电性的器件(如IGBT和闸流管)中的电流。将感测电阻集成到正在测量的器件是不利的，通过使其承受加热、封装应力和电噪声而限制了它的精度。此外，硅晶片加工不生产具有高绝对精度、低温系数或高电流容量的精确电阻。

再一次参考表1，V_DS感测与使用精确感测电阻相比，在精度上差很多，这是因为，它对温度、偏置状态和噪声敏感，并且，它只能应用于工作在其线性工作区的MOSFET。V_DS感测对于具有二极管导电性、雪崩击穿、使用少数载流子导电性或显示出非线性电流-电压特性的器件是不起作用的。为了被应用到高电压应用中，V_DS感测电路需要具有高电压输入能力的运算放大器。

分裂式漏极电流镜对于检测集成横向器件中的电流是优良的，但是这样的器件只能用于低电压工作，主要的是低于20V。它不能集成在纵向器件中。它在二极管中或显示出二极管导电性的器件、具有少数载流子导电性的器件或在雪崩状态下操作的器件也是无用的。为了被应用到高电压应用中，分裂式漏极电流镜需要具有高电压输入能力的运算放大器。

分裂式源极电流镜或感测FET相比分裂式漏极电流镜而言有许多的缺点，并且，其需要复杂的偏置来最小化电源电压偏置的影响，来避免在它的电流测量中引起V_DS和V_GS的失配误差。除了它严重的偏置敏感性之外，它还经受温度变化以及噪声，并且，和在雪崩击穿下操作、具有二极管导电性或使用少数载流子导电性的器件不兼容。其仅有的真实优点在于，其可被集成到纵向DMOS器件中，并且在前面提及的限制条件下，它的用处实际被限制在100V以下工作的纵向DMOS分立晶体管中。

考虑因素	感测电阻	VDS感测	电流镜	感测FET
					感测拓扑	串联	并联	并联	并联
方法	测量电阻	测量RDS(on)	分裂式漏极镜	分裂式源极镜
					串联电阻	折衷对噪声	无	无	无
Disc或IC开关	任一	任一	仅IC	仅VDMOS
					技术应用性	任何	仅MOSFET	仅横向IC	仅VDMOS
HV效率	不是V特定的	不是V特定的	差(BV＜20V)	受限的(BV＜100V)
					线性或饱和操作	两者	仅线性	两者	在线性中较好
二极管操作	是	否	否	否
					双极条件操作	是	否	否	否
雪崩操作	是	否	否	否
					噪声敏感性	折衷对效率	是	最小的	是
偏置敏感性	否	极度	最小的	是
					温度敏感性	非常小	极度	最小的	有点
集成wPWM	差质量	可选	可选	无
					感测偏置Crkt	无	在饱和期间关断	简单偏置I	复杂、浮动的
HV运算放大器	否	需要	需要	需要

表1

综上所述，如表1所示，如今没有可用的电流感测方法对全部范围的可用分立和集成功率器件能够精确地测量电流。需要的是对于具有最小的功率耗散、减小的噪声和温度敏感性的集成的和分立的元件都可用的电流感测技术，其不需要高电压输入感测放大器或不常用的加工技术来实现。

理想地，感测方法应该能测量MOSFET电流、正向偏置二极管电流或雪崩电流的任何组合，并且应该与诸如MOSFET和纵向DMOS的多数载流子器件、或诸如IGBT或闸流管的包括少数载流子导电性的器件兼容。

发明内容

根据本发明，在共源共栅电流传感器中实现这些需要。共源共栅电流传感器包括主MOSFET和感测MOSFET。主MOSFET连接在要通过功率器件测量的电流路径中。主MOSFET的源极端与感测MOSFET的源极端相耦接。将主MOSFET和感测MOSFET各个栅极端连接在一起，并且，漏极端上的电压被控制为与在主MOSFET的漏极端上的电压相等。典型地，主MOSFET的栅极宽度以因子n的方式大于感测MOSFET的栅极宽度，由此，感测MOSFET中的电流以因子n的方式比主MOSFET中的电流大。于是，本发明的共源共栅电流传感器不在主电源电路中引入显著的功率损耗，仍然允许在感测MOSFET中精确地检测电流。

在一个实施例中，主MOSFET和感测MOSFET的各个漏极端与负反馈电路的输入端相连接，该负反馈电路包括电压差检测器，该电压差检测器用于检测主MOSFET的第二主端上的第一电压和感测MOSFET的第二主端上的第二电压之间的差。耦接该电压差检测器，以便驱动电流源，该电流源通过感测MOSFET连接到电流路径上。排列这些组件，使得当第一和第二电压之间出现差时，响应此电压差，电压差检测器驱动电流源，以改变流过感测MOSFET的电流，从而改变跨越感测MOSFET的电压降，由此使第一和第二电压相等。电压检测器也可以驱动第二电流源，以产生感测电流，其表示通过主MOSFET的电流。

在一些实施例中，电压差检测器包括运算或差分放大器、或数字比较器。

主MOSFET和感测MOSFET可以是N沟道或P沟道器件，并且共源共栅电流传感器可以同各种功率器件一起使用，所述功率器件包括例如P沟道和N沟道MOSFET、P沟道和N沟道绝缘栅双极晶体管(IGBT)、N沟道结型场效应晶体管(JFET)或静电感应晶体管(SIT)、闸流管、双极型晶体管、P-I-N整流器和肖特基二极管，而不考虑用于制造功率器件的特定制造工艺。相似地，也可以在大量类型的电路中利用共源共栅电流传感器，所述电路包括例如巴克或升压变体的DC-DC转换器和图腾柱(totem pole)推挽式负载驱动器。

本发明也包括在功率器件中感测电流的方法。此方法包括：将主MOSFET的漏极端连接到功率器件；将主MOSFET的源极端连接到感测MOSFET的源极端，其中主MOSFET的栅极宽度大于感测MOSFET的栅极宽度；将主MOSFET的栅极端连接到感测MOSFET的栅极端；使主MOSFET的漏极端的电压等于感测MOSFET的漏极端的电压；使电流流过功率器件和主MOSFET；和测量感测MOSFET中的电流大小。

附图说明

图1A是使用感测电阻的现有技术的电流感测电路的电路图。

图1B是依赖V_DS感测的现有技术的电流感测电路的电路图。

图2A是现有技术的高侧分裂式漏极电流镜感测电路的电路图。

图2B是图2A所示电路的平面图。

图2C是现有技术的低侧分裂式漏极电流感测电路的电路图。

图2D是显示主MOSFET和感测MOSFET的I-V特性的图。

图2E是主MOSFET和感测MOSFET的电流失配的图。

图3A-3G是示例具有电流感测的各种MOSFET开关-负载拓扑的电路图，包括P沟道高侧(图3A)、N沟道跟随器高侧(图3B)、互补推挽式(图3C)、N沟道图腾柱(totem-pole)推挽式(图3D)、同步巴克式(图3E)、低侧N沟道(图3F)和同步升压式(图3G)。

图4A-4G是各种已知分立的纵向器件的截面图，包括沟槽-栅型纵向DMOS(图4A)、平面DMOS(图4B)、超结纵向DMOS(图4C)、纵向IGBT(图4D)、纵向闸流管(图4E)、P-I-N二极管(图4F)、以及肖特基二极管(图4G)。

图5A是现有技术的分裂式源极电流镜沟槽型DMOS的截面图。

图5B是图5A所示器件的(A)沟槽型DMOS截面图、(B)等效电路图。

图5C是器件在低侧应用中的电路图。

图5D是器件在高侧应用中的电路图。

图6A是根据此发明的低侧共源共栅电流镜电流传感器的电路图，其包括功率器件和电流传感器。

图6B是根据本发明的低侧共源共栅电流镜电流传感器的电路图，其包括具有集成电流感测偏置的传感器。

图7A是使用从属电流源和运算放大器的低侧共源共栅电流镜电流传感器的功能电路图。

图7B是使用运算放大器的低侧共源共栅电流镜电流传感器的电路图。

图7C是使用数字控制的低侧共源共栅电流镜电流传感器的电路图。

图8是显示共源共栅电流传感器和具有N沟道功率MOSFET的组合NC²S的电流-电压特性的图。

图9A是双栅极驱动共源共栅电流镜感测的N沟道功率MOSFET中的高电流路径的电路图。

图9B是双栅极驱动电路的关断状态的等效电路。

图9C是双栅极驱动电路的导通状态的等效电路。

图9D是附带永远开启(always-on)的传感器的共源共栅电流镜感测的N型沟道功率MOSFET中的高电流路径的电路图。

图9E是永远开启的感测电路的关断状态的等效电路图。

图9F是永远开启的感测电路的导通状态的等效电路图。

图10A是包括共源共栅电流镜电流传感器的封装的顶视图。

图10B是图10A的电流传感器的截面图。

图11是使用共源共栅电流传感器的升压转换器的电路图。

图12是使用共源共栅电流传感器的N沟道巴克式转换器的电路图。

图13A是使用从属电流源的P沟道高侧共源共栅电流传感器的功能电路图。

图13B是使用电流镜的电流传感器的电路图。

图14A-14C是显示一般化的低电压共源共栅电流传感器拓扑的电路图，其包括低侧N沟道(图14A)、高侧P沟道(图14B)、以及带自举的图腾柱推挽式(图14C)。

图15A是包括电平移位器的高电压图腾柱式拓扑中的共源共栅电流传感器的电路图。

图15B是如图15A所示器件的功能电路图。

图16A-16L是示例分立功率器件的共源共栅电流感测的电路图，其包括P沟道MOSFET(图16A)，N沟道MOSFET(图16B)，P沟道IGBT(图16C)，N沟道IGBT(图16D)，N沟道JFET或SIT(图16E)，SCR或GTO闸流管(图16F)，具有并联二极管和PCS的一般高功率器件(图16G)，具有并联二极管和NCS的一般高功率器件(图16H)，具有旁路二极管和PCS的一般高功率器件(图16I)，具有旁路二极管和NCS的一般高功率器件(图16J)，具有NCS的P-N或P-I-N二极管(图16K)和具有NCS的肖特基二极管(图16L)。

图17A是NCS型的共源共栅电流感测MOSFET阵列的等效电路图。

图17B是图17A的器件的截面图。

图17C是器件的指叉型版本的平面图。

图17D是器件的闭合单元版本的平面图。

图17E是等效PCS型电路的电路图。

图18A是具有平行的源极和漏极总线的共源共栅电流传感器芯片块的平面图。

图18B是具有同心的漏极和堆叠的晶粒的共源共栅电流传感器芯片块的平面图。

图19A是具有纵向分立功率器件和捆绑的V_α互连器的共源共栅电流传感器的截面图。

图19B是具有纵向分立功率器件和带有接合漏极的引线框架上凸起的共源共栅电流传感器的截面图。

图19C是具有纵向分立功率器件和带有接合漏极的堆叠芯片块组件的共源共栅电流传感器的截面图。

图19D是示于图19C的共源共栅电流传感器的芯片块堆叠布置的平面图。

图19E是三层堆叠布置中的具有纵向分立功率器件的共源共栅电流传感器的截面图。

图20A是使用一次可编程(OTP)存储器的串联连接的向下微调电路的电路图。

图20B是使用OTP存储器的分路连接的向下微调电路的电路图。

图20C是使用OTP存储器的分路连接的向上微调电路的电路图。

图20B是使用OTP存储器的分路连接的向上向下微调电路的电路图。

图21是主动微调可编程配置的框图。

具体实施方式

在此处描述的是新的用于电流感测的方法、共源共栅电流传感器或C²S。C²S能够精确地监测任何器件、组件或电路中的电流，而不会在高电流电路路径中引入任何显著的串联阻抗、电压降、或功率损耗。在其优选实施例中，将电流感测电阻的测量在任何类型的功率器件中的电流的功能、与分裂式漏极电流镜的以小电压降测量电流的功能相结合不是作为用于切换或控制功率的器件而操作的，而是简单地用于监测电流。

像使用感测电阻的技术那样，C²S技术实际上引入了与主功率器件串联的损耗，但是此元件能够在比电流传感电阻所需的小很多的电压降的情况下精确地测量电流。事实上，在C²S串联电流监测元件中的功率损耗，即C²S插入损耗，能被设计成比感测电阻所需的必要电压降小很多。使用C²S方法，能够一起避免在噪声和不想要的功率损耗之间的有问题的折衷。

正如在此处的进一步描述的，共源共栅电流传感器可以以两个不同的极性的N沟道(或NC²S)和P沟道(或PC²S)来实现。任一极性的好处取决于MOSFET负载拓扑、电路复杂性、芯片块损耗和芯片块面积、和功率效率需要而变化。独特的C²S感测方法可以被用来检测P沟道或者是N沟道功率MOSFET中的电流，而不管是高电压还是低电压、集成的或分立的、沟槽式栅极、平面的或超结型的。

C²S感测方法可以应用到高侧、低侧、或浮动功率器件，包括使用浮接或自举栅极驱动电路的高侧源极跟随器配置的功率MOSFET。此方法同样适用于IGBT、JFET、MESFET、静电感应晶体管或SIT、闸流管、双极型晶体管、P-I-N整流器和肖特基二极管，而不管用于制造功率器件的特定制造工艺。

在高电压应用中，C²S方法完全不再需要在高电压结点上测量电压，即不需要高电压运算放大器或感测电路，不管正在被监测的功率器件的工作电压。事实上，实际的感测器件能被设计为承载不超过当导电时它的最大电压降的伏特的一部分，并且不需要在它的关断状态下阻断任何电压。在某些情况下，C²S监测电路当主器件在轻负载、关断或休眠状态时，能在少量或没有功率耗散的情况下继续维持。

此外，C²S方法能被用于测量在静态、准静态，小信号或动态操作中，在任何器件工作区的电流，所述工作区包括线性、饱和、准饱和、雪崩击穿等。此方法能被用于检测正向偏置二极管电流和二极管恢复，或按照需求，它能被配置成测量活动器件操作，而不需要监测二极管导电。此方法在大范围的周围条件、温度和负载状态之下保持它的电流感测精度。

共源共栅电流传感器的电流感测输出是电流，其在需要时可以被转换成电压。电流感测信息在被转换为与主功率器件中的电流成比例的电压的情况下并不需要像跨越电流感测元件产生的电压那么小。通过使用金属熔丝或一次可编程(OTP)存储器，共源共栅电流传感器的精度能够在制造期间被有效地微调达到任何特定的精度，如作为精度容限范围的I_OUT±1％，其显著好于如前文描述的V_DS感测或分裂式源极“感测FET”技术提供的±30％的范围。

C²S的输出信号与主功率器件中的电流成线性比例。C²S输出信号可以用作模拟值，以实现在DC/DC开关稳压器中的限流或电流模式控制，或者它被比较器用来和某个参考信号比较，以便于过流关断、错误检测和其它系统保护特性。

N沟道共源共栅电流传感器；图6A图解了用于监测一般的功率器件301中的高电流I_D3的N沟道共源共栅电流传感器(NC²S)302。功率器件301的栅极连接G3被示出，以说明器件301的栅极信号与电流传感器302的操作无关。功率器件301和电流传感器302之间的主要关系是它们共享单个高电流单路径，即I_D3＝I_D1。在这个实施例中，电流传感器302包括带有主MOSFET303A和感测MOSFET 303B的低电压分裂式漏极电流镜，其中主MOSFET303A和感测MOSFET 303B均未被单片集成到功率器件301中。

如所指示的，主MOSFET 303A的栅极宽度W₁比感测MOSFET 303B的栅极宽度W₂大“n”倍，使得W₁＝n·W₂，且在相似的偏置条件下，感测MOSFET303B中的电流应该以因子n的方式比主MOSFET 303A中的电流I_D1小，即I_D2≈(I_D1)/n。为了确保在相似的栅极-源极偏置条件下工作，MOSFET 303A和303B共享公共栅极连接G2和公共源极连接S，使得V_GS2＝V_GS1。为达到相似的漏极-源极偏置条件，主MOSFET 303A的漏极电压V_α和感测MOSFET 303B的漏极电压V_β被调整到相同的电压。在电流传感器302中，经由由外部偏置电路操作的分开的外部端V_main和V_sense，使得这些电压可用。二极管304包括主MOSFET 303A的固有P-N结，或它表示用于电压钳位和保护的附加的齐纳二极管。跨越通常被逆偏置的二极管304的最大电压，即跨越主MOSFET303A的漏极和源极端的电压，是V_α。

在图6B中，N沟道共源共栅电流传感器322使用与电流感测和偏置电路325结合的主MOSFET 323A和感测MOSFET 323B来测量栅功率器件321中的电流，电流感测和偏置电路325的功能是产生电流I_D2，使得感测电压V_β与V_α一样大。然而，许多电路可以被实现来执行偏置功能，在一个具体实施例中，电流感测和偏置电路325测量主MOSFET 323A的漏极上的电压V_α，随后，通过模拟反馈、或用算法调整在MOSFET 323B中的漏极电流I_D2，直到它的漏极电压V_β与MOSFET 323A的漏极电压V_α相匹配。电流传感器322也输出和漏极电流I_D2的大小相等或成正比的电流I_sense。尽管电流感测和偏置电路325能从它到节点V_α的连接导出其功率，但可替换地，它可以从分开的电池或电源输入V_CC被供电，V_CC参考MOSFET 323A和323B的源极端上的电位。

二极管324包括主MOSFET 323A的固有P-N结，或它表示用来电压钳位和保护的附加的齐纳二极管。跨越通常被逆偏置的二极管324的最大电压是跨越主MOSFET 323A的漏极和源极端的电压V_α。

对于V_α和V_β的小电压值，MOSFET 323A和323B都在它们的线性区工作，而不考虑功率器件321的操作。流过在它们的线性区中的MOSFET 323A和323B的电流由下述方程近似

$I_{D1}\≈\frac{W_1}{L_1}\mathrm{\μ}\·C_{\mathrm{ox}}\·(V_{\mathrm{GS}}-V_{t1})\·\left(V_{\mathrm{\α}}\right)$

和

$I_{D2}\≈\frac{W_2}{L_2\±\mathrm{\ΔL}}\mathrm{\μ}\·C_{\mathrm{ox}}\·(V_{\mathrm{GS}}-V_{t2})\·(V_{\mathrm{\β}}\±V_{\mathrm{offset}})$

其中，μ是在MOSFET的沟道中的电子迁移率，C_ox是它的栅极电容，V_t1和V_t2分别是MOSFET 323A和323B的阈值电压，且L₁和L₂分别是MOSFET 323A和323B的沟道长度。项ΔL表示在MOSFET 323A和323B的沟道长度上的轻微差别，其引起这些器件间的电流失配。此差异主要地起因于用于生产MOSFET 323A和323B的光刻法工艺的特殊的不一致性。V_offset表示分别在MOSFET 323A和323B上施加的源极电压V_α和V_β的差值。

由于W₁＝n·W₂，电流I_D2和I_D1的比可以以下式表达：

$\frac{I_{D2}}{I_{D1}}\≈\frac{W_2}{(n\·W_2)}\·\frac{L_1}{L_2\±\mathrm{\ΔL}}\·\frac{(V_{\mathrm{GS}}-V_{t2})}{(V_{\mathrm{GS}}-V_{t1})}\·\frac{(V_{\mathrm{\β}}\±V_{\mathrm{offset}})}{\left(V_{\mathrm{\α}}\right)}$

假设沟道长度匹配，即ΔL＝0，那么L₁＝L₂。此外，假设MOSFET 323A和323B的阈值电压匹配，那么V_t1＝V_t2。同样，假设漏极电压V_α和V_β之间的任何失配都被包括在项V_offset中，则电流I₁和I₂的比值简化为

$\frac{I_{D2}}{I_{D1}}\≈\frac{1}{n}\·\frac{(V_{\mathrm{\α}}\±V_{\mathrm{offset}})}{\left(V_{\mathrm{\α}}\right)}=\frac{1}{n}\·(1\±\frac{V_{\mathrm{offset}}}{V_{\mathrm{\α}}})$

从数学上来讲，偏移项V_offset实际上能用来“建模”，或考虑到主MOSFET323A和感测MOSFET 323B之间的任何失配的所有来源。从数值上来说，如果V_offset的大小比主MOSFET 323A上的漏极电压V_α的幅度小，那么整个方程就简化为关系式

$\frac{I_{D2}}{I_{D1}}\≈\frac{1}{n}$

如果V_offset的幅度是不能忽略的、且电流失配产生，那么使用随后详述的和这里公开的作为此发明的相关实施例的主动微调，可除去偏移。

电流感测和偏置电路实现：图7A中图示了电流感测和偏置电路325的一个实施例。如所示出的，电流感测和偏置电路325包括由运算放大器364控制的从属电流源366的组合，其一起对MOSFET 323A和323B的漏极端进行偏置。正如上面所指出的那样，跨越反向偏置二极管324的最大电压是跨越主MOSFET 323A的漏极和源极端的电压V_α。在任一情况下，在运算放大器364的非反相(+)输入端上的最大输入电压是幅度明显小于二极管324的击穿电压BV_Z、或MOSFET 323A的击穿电压BV_DSS的电压。与如图1B和2C所示的电流感测电路不同，即使在功率器件321在高电压上工作的情况下，在电流感测和偏置电路325中的运算放大器364也不需要高电压输入以测量功率器件321中的电流。此益处使得利用运算放大器364来感测电压V_α变得更加容易实现。

利用高增益，运算放大器364将产生输出，其调整从属电流源366中的电流I_D2，并且朝向单个值驱动电压V_α和V_β。举例来说，如果V_α上的电压没有警告而升高，那么将在运算放大器364的输入端上产生误差信号(V_α-V_β)，转而将使从属电流源366中的电流I_D2成比例地增加。结果，跨越感测MOSFET323B的漏极和源极端而出现的电压V_β将会增加，直到它和V_α的值相匹配为止。运算放大器364连同从属电流源366一起形成具有作为输入的误差电压(V_α-V_β)和作为输出的电流I_D2、以及互导值g_m的跨导放大器，使得

I_D2＝g_m·(V_α-V_β±V_offset)≡(I_D1/n)±I_offset

其清楚地示出：在运算放大器364中的任何偏移或在MOSFET 323A和323B中的任何失配将导致电流I_D2的幅度的偏移或误差。

因此，运算放大器364、从属电流源366和感测MOSFET 323B被连接，以形成负反馈环路。误差信号是电压V_α和V_β之间的差。运算放大器364像“电压差检测器”那样工作，它检测电压V_α和V_β之间的差。电压V_α和V_β之间的任何差都使运算放大器364以下述方式驱动电流源366增加或减小流过MOSFET 323B的电流：驱使MOSFET 323B的端的电压V_β与电压V_α相等。如果V_α变得大于电压V_β，则运算放大器364驱使电流源366提供更大的电流，此电流增加跨越MOSFET 323B的电压降、以及由此的电压V_β，直到V_β等于V_α为止。如果V_α变得小于电压V_β，则运算放大器364驱使电流源366提供更小的电流，其减小跨越MOSFET 323B的电压降、以及由此的电压V_β，直到V_β等于V_α为止。

由于从属电流源367也被运算放大器364的输出电压所控制，所以，从从属电流源367输出的电流I_sense正好是在电流源366中流动的电流I_D2的倍数：

$I_{\mathrm{sence}}\≈m\·I_{D2}\≈m\·\left(\frac{I_{D1}}{n}\right)$

为了方便起见，电流源366和367可具有相同的结构以便比例系数m≡1，于是，I_sense和I_D2有一样的电流大小，并且在不存在任何偏移的情况下，I_sense＝(I_D1)/n。

图7B显示了电流传感器322和功率器件321的示例性物理实现。功率器件321包括带有固有漏极-源极并联二极管391的N沟道MOSFET 390。功率MOSFET 390可以是横向的或纵向的，并且可以是被构造成常见的表面沟道、平面DMOS、沟槽式-栅极DMOS或超结DMOS器件。N沟道共源共栅电流源或NC²S包括传导电流I_D2的栅极宽度为W₂的N沟道感测MOSFET 323B和传导电流I_D1的栅极宽度为W₁＝n·W₂的主N沟道MOSFET 323A。

运算放大器364使“阈值连接的”P沟道MOSFET 395的漏极和MOSFET395、386和387的栅极偏置到公共栅极电位V_GS4。MOSFET 395、386和387有相同的沟道长度L，且在理想情况下应该被在硅芯片块上被构造为相似的几何结构和定向，以最大化匹配精度。

在闭环控制下，高增益放大器364调整V_GS4和P沟道MOSFET 386中的电流I_D2，直到电位V_α和V_β相等为止。假设在N沟道MOSFET 323B中的栅极偏压V_G2很大，MOSFET 323B正在以小电压的漏极-源极电压V_β工作在它的线性区。结果，P沟道MOSFET 386将以大的V_DS处于饱和区，并且作为恒定电流源工作。在这样的闭环条件下，MOSFET 386中的电流I_D2主要地依赖于V_GS4的值。

阈值连接的MOSFET 395是钳位器件，其通常用于电流镜中来确保MOSFET保持在饱和区。MOSFET 395是可选的，但是可以被包括，以防止在瞬变期间的栅极电压和漏极电流过冲。如果是这样，则MOSFET 386和395的栅极宽度最好是相等的，即W₄＝W₅。更加重要的，来自P沟道MOSFET 387的输出电流I_sense依赖于它的栅极宽度W₆对MOSFET 386的栅极宽度W₅的比

$I_{\mathrm{sense}}\≅I_{D2}\frac{W_6}{W_5}=I_{D3}\frac{W_6}{n\·W_5}$

只要MOSFET 387在饱和区中工作，即|V_DS6|＞|V_GS4-V_t|。

电流传感器322的操作使用两个匹配的电流镜对：P沟道MOSFET 387和386，其具有小的栅极宽度比W₆/W₅(最好是一致的)，两者都工作在具有由闭合环路反馈所确定的栅极偏压V_GS4的饱和区；以及N沟道MOSFET 323A和323B，其具有非常大的比“n”，两者最好都工作在具有相等的漏极-源极电位V_α＝V_β的线性区。因此，不管功率MOSFET 390是工作在它的线性区、饱和区、准饱和“膝形”区、还是甚至是当二极管391处于雪崩击穿或反向二极管恢复状态时，电流测量同样地准确。

从效率和功率耗散的角度的来看，保持电压降V_α尽可能地低是有利的，这是因为，NC²S监测的MOSFET 390的总V_DS是一系列电压降的和。

V_DS＝V_DS3+V_α＝V_DS3+I_D3·R_DS1

对于有效导通阻抗R_DS

$R_{\mathrm{DS}}=\frac{V_{\mathrm{DS}}}{I_{D3}}=\frac{V_{\mathrm{DS}3}}{I_{D3}}+R_{\mathrm{DS}1}$

这个有效的导通阻抗对于V_DS的任意值都是有效的。如果MOSFET 390在它的线性区中以大栅极偏压V_G3所偏置，则方程就简化为

$R_{\mathrm{DS}}=\frac{V_{\mathrm{DS}}}{I_{D3}}=R_{\mathrm{DS}3}+R_{\mathrm{DS}1}$

其清楚地说明了：电流监测的MOSFET 390的总体性能随着R_DS1→0而提高。

N沟道MOSFET 323A的阻抗对于大栅极驱动电压V_G2是最小化的，迫使MOSFET 323A进入它的线性区并且保持小电压降V_α，而不管功率MOSFET390的状态。

在优选实施例中，栅极偏压V_G2被永久偏置到电源V_CC，即到5V，以至于MOSFET 323A和323B都完全“导通”并被偏置到它们的最低阻抗、最大导电性的状态，以降低高电流路径I_D1中的功率耗散和串联阻抗。这一点示例于如图8所示的双重图450中，它包括在纵轴右边的对于NC²S功率MOSFET 390的+V_DS对+I_D3的图、以及在其左边的感测MOSFET 323A的+V_α对+I_D3的第二图。正如所描述的和示例的，漏极电流I_D3＝I_D1，跨越电流感测MOSFET 323A的电压是V_DS1＝V_α，且总V_DS是V_DS1和V_DS3的和，或为V_DS＝V_DS3+V_α。

此图图示了在功率MOSFET 390上的四个栅极偏压条件V_G3。在如线451所示的偏压V_GS0中，栅极被偏压到零伏特，即到它的源极，使得V_G3＝0，且功率MOSFET 390被切断。曲线452、453和454表示在渐增的正极栅极偏压条件(由此，V_GS3＞V_GS2＞V_GS1＞V_GS0，且相应地，更高的饱和漏极电流和更低的导通阻抗)下的四组漏极电流曲线。

曲线能被分成三个区域，在其中一个，V_DS小于线455的值，其被称为功率MOSFET 390的“线性”区——具有线性电流-电压特性的区域。在V_DS大于线456的值的第二区域中，功率MOSFET 390“饱和”，在保持高源极-漏极电压以及由此耗散高功率的同时，显示出恒定电流。增加功率MOSFET 390上的栅极驱动的V_GS会降低在线性区的总阻抗R_DS，并且也会增加饱和电流I_Dsat。在曲线456和455之间的“膝形”区被称为准饱和区，其中，电流和电流的斜率都随着V_DS变化。所有这三个区域都包括跨越功率MOSFET 390的电压降VDS3和跨越电流感测MOSFET 323A的电压降V_α。

在图450的左侧，感测MOSFET 323A的电流-电压特性在I_D3对V_α的图中说明。因为I_D3对于功率MOSFET 390和感测MOSFET 323A两者来说是相同的，所以，这两个图合并并，且共用公共的纵轴。线457示出了：对于显示的任意电流，感测MOSFET 323A展示出线性的I-V特性，并且从不饱和或进入准饱和区。如所示出的，跨越感测MOSFET 323A的电压降理想地是总电压降的一小部分。举例来说，在线460所示的漏极电流处，跨越MOSFET 390的总电压降(线459)包括跨越感测MOSFET 323A的幅度为V_α(线458)的部分，即，比总电压降(线459)的25％小的压降。即使所有电压都减小，在较低的漏极电流上(线461和线462)，感测MOSFET 323A中的功率耗散和总功率耗散之比仍然保持大致相等。

例如，在3A，70mΩ的总阻抗R_DS将耗散630mW。自发热将进一步增加功率MOSFET 390的导通阻抗，直到功率MOSFET 390到达功率损耗、自发热、在R_DS(on)中的温度引发的阻抗增加的稳定热状态为止。在3A，30mΩ的感测MOSFET 323A耗散270mW的功率，或总功率耗散的42％。因为功率MOSFET 390和感测MOSFET 323A很可能不共享同一封装芯片块焊盘，所以，发热对感测MOSFET 323A的阻抗的影响是最小的。

相似地，在感测MOSFET 323A中的发热不妨碍功率MOSFET 390的性能。更重要的，在MOSFET 323A中的任何温度升高在感测MOSFET 323B中引起相似的温度升高，这是因为，这两个器件被放置在相同的感测IC中，并且很可能使用合并的几何布局来集成，如下面所描述。实际上，在感测MOSFET 323A中能量耗散是经济问题，其中更低阻抗的感测MOSFET需要更大的芯片块面积、更少的每晶片净晶粒和因此更高的成本。取决于芯片块大小，总功率消耗的百分比的范围是从5％到大约70％。最重要的设计参数是设计具有足够的栅极宽度的MOSFET 323A，使其永不饱和，而无论功率MOSFET 390是工作在它的饱和区、线性区还是准饱和区。

根据本发明的电流传感器对于监测在饱和的功率MOSFET中的电流同样工作良好。例如，再次参考图8，在线463所代表的电流电平上，功率MOSFET 390饱和(线454)，并且通过MOSFET 390的电流I_D3因此变得对于变化的漏极电压V_DS而基本恒定。跨越感测MOSFET 323A的电压降V_α同样地保持不变，这是因为V_α＝I_D1·R_DS1且因为I_D3＝I_D1。因此，饱和的高功率MOSFET390的电流监测不会使得感测MOSFET 323A工作在它的线性工作区之外，并且，偏置电路保持条件V_α＝V_β。

运算放大器364的使用并不是实现线性感测准则V_α＝V_β的唯一手段。也可以通过使用数据转换和逻辑线路的组合，来应用数字方法。在图7C中的电路400使用一个这样的数字方法，其中功率器件321中的电流I_D3被电流传感器402所监测，此电流传感器402包括主MOSFET 403A、感测MOSFET 403B，由此，数字控制电路调整来自电流源411的电流I_D2以确保V_α＝V_β。如所示出的，模拟多路复用器404在由时钟409设置的时钟速率下交替地对两个电压V_α和V_β采样。电压V_α和V_β通过A/D转换器405被转换为数字表示，并且顺序地被存储在数字比较器或逻辑块406的两个寄存器中。算法可能不同，但是最简单的方法是：如果V_α＞V_β，则从属电流源411中的电流I_D2被增大，且可替换地，如果V_β＞V_α，则从属电流源411中的电流I_D2被减小。I_D2的大小的调整量可被确定为与表示量|V_α-V_β|的数字误差信号成比例。一旦确定了期望的电流I_D2，则数字信息能通过D/A转换器407被转换为模拟信号，其中通过存储在ROM 408中的码而校准D/A转换器407。诸如EPROM或一次可编程(OTP)存储器的可编程存储器都可以被用来在电流传感器402的IC制造期间及之后，对在ROM 408中包含的码进行设置、微调或校准。

D/A转换器407、ROM408和从属电流源411的组合一起构成电流输出D/A转换器、或电流DAC。电流源411中的电流由电流源412所镜像、缩放、或复制，以产生模拟输出电流I_sense。感测电流I_sense也可以由数字比较器或逻辑块407的输出而以数字表示，并且被转换到串行接口输出410，如I²C，S²C线或AS²C线。

共源共栅电流传感器的工作模式：利用独立的输入V_G2，在共源共栅电流传感器中的主MOSFET和感测MOSFET上的栅极偏压能被动态地固定或调整。如图9A所示的一种方式是：使感测MOSFET 473的栅极电压V_G2与功率MOSFET 472的栅极电压V_G3同步。在电路470中，单个栅极缓冲器476驱动MOSFET 472和MOSFET 473的栅极。在MOSFET 472和473的关断状态中，二极管474和475保持反向偏置，如图9B的等效电路477所示。在MOSFET472和473的导通状态中，在最小功率损耗的情况下，MOSFET 472和473理想情况下在它们的线性区中被完全偏置，并且像电阻481和482那样工作，如图9C的等效电路480所示。在导电状态下，二极管474和475保持关断、且不导电，因此没有被图示出。这种方法的一种可能的缺点是：栅极驱动损耗较高，这是因为低导通阻抗的MOSFET 472和473被同时切换到高频。

更适宜的选项如图9D的电路485所示，其中，缓冲器491所提供的功率MOSFET 487的栅极电压V_G3在V_CC和地之间以高频切换，同时，感测MOSFET 488的栅极电压V_G2在电压V_CC上被永久地偏置为“导通”。在功率MOSFET 487的关断状态中，如图9E的等效电路492所示，MOSFET 487是关断的，二极管489是反向偏置的，并且MOSFET 488处于它的导通状态，以电阻494所表示。然而，电压V_α保持接地，这是因为没有电流流过。

在MOSFET 487的导通状态中，如图9F的等效电路495所示。MOSFET487被偏置导通，并且用电阻496来表示。MOSFET 488保持导通，且继续用电阻494来表示。在节点V_α的电压取决于电阻496和494的相对阻抗，使得V_α＝R_DS3/(R_DS1+R_DS3)。

共源共栅电流传感器的装配：如图10A的平面图500所示的共源共栅电流传感器的一个实施例包括两个硅片503和504，其被安装到被密封于塑料体505内的10引脚表面安装封装。共源共栅电流传感器(C²S)芯片块504位于传导性的芯片块焊盘502A的顶上，其中三个引线502B连接到芯片块焊盘502A。金线下接合(gold wire down bond)510A和510B将表面源焊盘连接到芯片块焊盘502A和引线502B。分流条(bar)502C是可选，这是因为，引线502B对芯片块焊盘502A提供稳定性。对独立引线511的丝焊509被用来连接C²S芯片块504到V_CC、I_sense和V_G2连接。如果栅极偏压V_G2被永久偏置到V_CC，那么引脚能被消除，并且能被用作另一个漏极引脚。

功率器件芯片块503包括纵向导电器件，如纵向沟槽式DMOS，其具有在顶端的源极和栅极触点、以及金属化背面漏极。使用导电性环氧树脂把漏极附接在铜引线框架501A上，其具有从芯片块503传递漏极电流和热的三个附加引线501B。使用“片到片”丝焊507A和507B，在芯片块503内的DMOS的源极被连接到电流传感器芯片块504。如所示出的，在芯片块503内的DMOS的栅极被连接到被丝焊506所引出的专用的V_G3。可替换地，使用“片到片”接合，能够将DMOS的栅极从芯片块503连接到芯片块504，然后连接到独立封装引线511。图10B中的侧视图520图示了沿着截断线A-A′的截面下的同一器件的。

在开关式稳压器中的共源共栅电流感测：这里公开的能受益于共源共栅电流感测方法的一类器件是开关式稳压器的类别，其也被称为DC/DC转换器。特别地，开关式稳压器使用单个MOSFET和整流二极管或推挽式功率MOSFET级，其以高频切换，来控制电感器中的平均电流和跨越输出电容器的平均电压。以这种方式操作，切换的电感器用作可编程的电流源、但具有低功率损耗。负反馈被用来调整MOSFET导通时间、或占空因数，来控制电感器电流、以及最终的跨越输出电容器的电压到预定值。

开关式稳压器可以包括任意数量的转换器拓扑，但是，对于单电感器版本，步进上升“升压”转换器和步进降低的“巴克”转换器是最常见的。在某些情况下，当整流二极管被正向偏置时，整流二极管被MOSFET分路，MOSFET被同步，以仅在一部分时间期间导电。这样的MOSFET被称为“同步整流器”。

影响MOSFET导通持续时间、占空因数和频率的控制器通常称为“斩波器”或脉冲宽度调制(PWM)控制电路，甚至是在频率随着负载电流变化的情况下。PWM控制器可以被分成控制算法的两个大类——电压模式和电流模式。在电压模式中，使用模拟比较器，输出电压的反馈被放大并与固定电压斜坡波形相比较，以调整脉冲宽度和MOSFET导通时间。在电流模式控制中，输出电压的反馈与斜坡相比较，此斜坡的斜率被调整为电感电流的函数。

在这里以I_FB表示的电感电流反馈信号是在电感器中的电流或驱动电感器的MOSFET中的电流的连续模拟测量。电流反馈和输出电压反馈对于确保适当的电流模式PWM操作来说都是非常重要的反馈信号。电流的不准确或不可预测性测量能导致毛刺和噪声、差的瞬态响应调整、不稳定和振荡。

图11图示了使用所公开的共源共栅电流感测技术的电流模式升压型转换器的例子。如所示出的，升压型转换器550包括电流PWM控制电路555、电感553、肖特基整流器552、输出电容554和带有集成共源共栅电流感测的组合N沟道功率MOSFET 551。输入V_batt所供电的PWM控制器555产生PWM或脉冲输出D_out，其是N沟道功率MOSFET 556的栅极电压V_G3。PWM控制电路555根据两个模拟输入(即，V_FB和I_FB反馈信号)而进行调节。输出电压反馈信号V_FB是转换器550的输出电压V_OUT的标量倍数，其典型地是使用电阻分压器按比例缩放。模拟反馈电流I_FB从电流传感器551的I_sense输出被提供给PWM控制电路555。

为了有助于精确的电流感测，电流传感器551包括共源共栅电路，其具有功率MOSFET 556、低阻抗的主MOSFET 557A和感测MOSFET 557B，其被感测和偏置电路560所控制。如所示出的，对感测MOSFET 557A的输入V_CC和V_G2都以硬线连接到电池电源V_batt，或可以从系统中的3V或5V调节的供电轨供电。

除了电流模式PWM控制之外，对于针对在DC/DC转换器中的过流和短路状态的过流关断(OCSD)保护来说，也需要精确的电流感测。如所示出的，在升压型转换器550中，通过具有内置磁滞的OCSD比较器565，将表示I_FB电流的模拟信号——典型地是跨越电阻563的电压R_set·I_FB、与参考电压564相比较，并且，当电流I_FB超过特定值时，比较器跳变，SD关断输入被强制为高，切换停止，且调节被暂停，直到故障状态结束。这个功能是电流的模拟测量的结果。当I_FB电流降到比较器的较低跳变点之下时、或当某个其它故障恢复序列出现时，识别出过流故障的结束。

差质量的电流测量可能导致不一致的DC/DC转换操作。没有精确的电流感测，噪声可能中断调节；MOSFET中的制造变化可能导致过流关断的跳变点的不一致；并且，高温或功率耗散可能产生短路保护的错误触发。

共源共栅电流感测MOSFET 551避免了所有这些问题，这是因为，它的I_sense输出是温度补偿的、且偏置无关的，并且，信号的大小也足够大，以成为噪声不敏感的。I_sense信号可被同时用作模拟电流模式控制和数字过流关断功能的输入。

如图11所示，N沟道功率MOSFET 556可作为在升压型转换器550中的低侧开关工作。在图12中，相反，电流监测的功率MOSFET作为高侧连接的MOSFET来使用。如所示，巴克式转换器580包括PWM控制电路585、肖特基整流二极管581、电感583、输出电容584和在共源共栅电流传感器582内的N沟道功率MOSFET 586。PWM控制电路585响应于反馈信号V_FB和I_FB而提供脉冲宽度调制脉冲给MOSFET 586的栅极。I_FB信号与设置电阻593和OCSD比较器595结合驱动PWM控制电路585中的关断(SD)引脚，并因此有助于对转换器580的过流保护。如所示出的，在根据本发明的使用N沟道共源共栅电流传感器(NC²S)的MOSFET 586中，实现了精确的电流感测I_sense。NC²S 582包括功率MOSFET 586、主MOSFET 587A、感测MOSFET587B和电流感测和偏置电路590。MOSFET 586可以是高电压或低电压MOSFET。

在高侧操作的N沟道MOSFET 586需要特殊的栅极偏压，以驱使它的栅极到高于输入电压的电位，使得MOSFET 586当V_X＝V_batt时能导电，因此，允许电感583被轨对轨(rail-to-rail)地驱动，以最大化效率并最小化功率损耗。最通常的技术是使用“自举”栅极驱动，其中，预充电的自举电容器“浮接”在转换器580的V_X节点上，并且，对栅极缓冲器提供功率，以驱动高侧N沟道功率MOSFET 586。在每次V_X节点接地时，自举电容器被刷新。

这个“自举”技术也可以工作用于高侧NC²S MOSFET 586。如图12的转换器580所示，自举电容器597的负端被连接到V_X节点，并且自举电容器597的正端被连接到自举二极管596的阴极。每当MOSFET 586关断并且V_X电压降到低于地时，电容597经由正向偏置二极管596从V_batt电源充电到近似V_batt的电压。

每当MOSFET 586导通并且导电时，V_X升高到V_batt，并且，自举电容器597的正端浮接到电压(V_X+V_boot)≈2V_batt。在此时间期间，自举二极管596保持反向偏置和不导电。如在任何自举驱动中那样，浮接的自举电容器597对栅极缓冲器599供电，其被用于将MOSFET 586导通和关断。因为栅极缓冲器599参考V_X节点，所以，提供给MOSFET 586的净栅极电压V_GS保持在V_batt，而与V_X的值无关。因为PWM控制电路585的输出是以地为基准的，所以，对栅极缓冲器599的输入信号必须被电平移位，以更适当地驱动缓冲器599。

尽管存在许多方法，但电阻电平移位器易于实现。在图12中，电平移位器仅包括电阻600和MOSFET 598，其中MOSFET 598的栅极被PWM控制电路585的输出信号D_OUT所驱动。当电平移位关断时，电阻600把缓冲器599的输入拉高。相反地，当MOSFET 598导通时，它把电阻拉低，并且驱使缓冲器599的输入到低输入状态。到缓冲器599的低态输入电压由MOSFET 598的尺寸和电阻600的值R_LS所确定。根据需要，MOSFET 598可以是高电压。

自举栅极驱动也可以用来在电流传感器582内对偏置电路供电。通过连接电流传感器582的V_G2和V_CC端到自举电容器597的正端，它的内部电路保持偏置在电压V_boot≈V_batt，而与节点V_X的电压无关。

P沟道共源共栅电流感测MOSFET：P沟道MOSFET也频繁地用作高侧开关。共源共栅电流传感器可被用于P沟道MOSFET和N沟道MOSFET中。在图13A的电路620中，栅极选通的功率器件622被P沟道共源共栅电流传感器(PC²S)621所监测，P沟道共源共栅电流传感器(PC²S)621包括具有栅极宽度W₁的低阻抗主MOSFET 623A、具有栅极宽度W₂(其中W₁＝n·W₂)的感测MOSFET 623B、和被运算放大器624控制的从属电流源625。尽管共源共栅电流传感器621是P沟道的，但是功率器件622可以是N沟道或P沟道，只要相应地调整它的栅极驱动电压V_G3即可。

P沟道共源共栅电流传感器621的内部操作类似于它的N沟道对应体。

如此，运算放大器624动态地调整从属电流源625中的电流I_D2，使得V_α＝V_β。在等电位漏极的条件V_α＝V_β下，主MOSFET 623A和感测MOSFET 623B中的电流分别地以这些器件各自的栅极宽度W而按比例调节，使得I_D2≈I_D1/n。从属电流源626提供输出信号I_sense作为由从属电流源625提供的电流I_D2的固定倍数，典型地，其中I_sense＝I_D2。因为功率器件622中的电流I_D3与PC²S 621中的漏极电流I_D1一样大，那么联立项I_sense≈I_D3/n。

PC²S 621和功率器件622的一种实现如图13B的电路图640所示，其中从属电流源625和626被实现为包括N沟道MOSFET 645和646的电流镜，并且功率器件622被实现为P沟道MOSFET 648。因为MOSFET 648是高侧MOSFET，所以，二极管647和649在正常工作期间保持反向偏置。

具有共源共栅电流感测的开关-负载拓扑：通过P沟道和N沟道共源共栅电流传感器与各种各样的功率器件相结合，可在大量和各种开关-负载拓扑上中有助于精确的电流感测。

图14A图示了共源极配置的低侧共源共栅电流感测N沟道MOSFET开关671的例子，其由栅极缓冲器677驱动，并控制V_CC连接的负载672。高电压或纵向DMOS器件673被NC²S电路674所监测。由电源电压V_CC供电且连接地的NC²S电路674产生与漏极和负载电流I_D成比例的电流感测输出I_sense，通过使用具有阻抗R_sense的电阻676，能够将漏极和负载电流I_D可选地转换成电压感测信号V_sense。在这个拓扑中，与MOSFET 673并联的固有P-N二极管675始终保持反向偏置。在负载672是电感性的情况下，二极管675将被驱动进入雪崩击穿，并且，NC²S电路674将监测雪崩电流，除非雪崩电流从开关671被分路，例如，通过放置与MOSFET开关671并联的另一P-N二极管，其中，它的阴极连接到开关671的漏极，即连接到V_X，并且它的阳极连接到开关671的接地源极。

图14B图示了共源极配置的高侧共源共栅电流感测P沟道MOSFET开关691的例子，其由栅极缓冲器697驱动，并控制接地的负载692。高电压或纵向DMOS器件693被PC²S电路694所监测。由电源电压V_CC供电、且也需要地连接的PC²S电路694产生与漏极和负载电流I_D成比例的电流感测输出I_sense，通过使用具有阻抗R_sense的电阻696，能够将漏极和负载电流I_D可选地转换成电压感测信号V_sense。在这个拓扑中，与MOSFET 693并联的固有P-N二极管695始终保持反向偏置。在负载692是电感性的情况下，二极管695将被驱动进入雪崩击穿，并且，PC²S电路694将监测雪崩电流，除非雪崩电流从开关691被分路，例如，通过放置与MOSFET开关691并联的另一P-N二极管，其中，它的阴极连接到开关691的源极端，即连接到V_CC，并且它的阳极连接到其V_X连接的开关691的漏极端上。

图14C图示了图腾柱N沟道推挽式的输出的例子，其控制具有电位V_X的负载722。负载722的另一端上的电位V_y可以是接地、V_CC、另一半电桥或某个其它偏置电路的输出。推挽式驱动器或“半电桥”包括低侧共源共栅N沟道MOSFET 731和带有高侧共源共栅电流传感器724的高侧源极跟随器N沟道MOSFET 723。MOSFET 723和电流传感器724一起被包括在电流检测开关720中。用无重叠定时，先断后通(break-before-make)电路732驱使低侧栅极缓冲器738和高侧栅极缓冲器721不同相，以防止高侧和低侧MOSFET723和730之间的贯通导电。

低侧栅极缓冲器738的输出驱动N沟道MOSFET 730的栅极。高侧MOSFET 723的栅极通过浮接的栅极缓冲器721和电平移位电路735所驱动，其中电平移位电路735的负供电端参考V_X，即，电流监测开关720的源极端。电平移位电路735能以许多方式来实现。在所示例子中，P沟道MOSFET 737A和737B形成电流镜，其中阈值连接的MOSFET 737A驱动P沟道MOSFET737B，P沟道MOSFET 737B随之驱动缓冲器721的输入。每当流过MOSFET737A的电流I₄是0时，MOSFET 737B的栅极电压V_GS4是0，且P沟道MOSFET737B关断。电阻736然后把缓冲器721的输入偏置到V_X，并且N沟道MOSFET723关断。当I₄正在流动时，电流被镜像到P沟道737B中，从而将对缓冲器721的输入拉高，并且导通高侧N沟道MOSFET 723。

栅极缓冲器721和电平移位电路735能从在V_X输出电压上浮接的自举电容器729被供电。自举电源以两相方式被提供给浮接的高侧上。不每当低侧MOSFET 730导通、且V_X接近或低于地时，自举二极管728对自举电容器729充电到电压V_boot≈V_CC。导通高侧MOSFET 723使V_X被拉升到供电轨V_CC。因为电容器上的电荷不能即刻改变，所以，自举电容器729的正端跳变到电压(V_x+V_boot)→2V_CC，即，双倍于输入电压。自举电容器729因此提供近似为V_CC的电压到电平移位电路735、栅极缓冲器727和独立于V_X输出电压的NC²S偏置电路724。

通过高电压或纵向MOSFET 723的电流被NC²S电路724所监测。由浮接的自举电源供电的NC²S电路724引起与漏极和负载电流I_D成比例的输出电流I_sense，通过使用具有阻抗R_sense的电阻726，能够将漏极和负载电流I_D可选地转换成电压感测信号V_sense。在这个拓扑中，与MOSFET 723并联的固有P-N二极管725始终保持反向偏置。在负载722是电感性的情况下，中断流过二极管725的电流将迫使V_X为负，并且正向偏置低侧二极管731，存储电荷在二极管731的P-N结中，同时，高侧MOSFET 723关断。

在二极管731保持充电的同时导通高侧MOSFET 723导致二极管731中强制的二极管恢复。在强制的二极管恢复期间，二极管731传导电流到它的阴极，即，反方向，直到存储的电荷耗散。在这个瞬变期间，高侧MOSFET 723必须提供进入电感性负载722的电流和通过二极管731的反向恢复电流。

NC²S电路724测量这两个电流的和。

NC²S电路724的I_sense输出被限制在传感器的电流镜晶体管的击穿电压。

类似地，在BBM电路732中，电平移位栅极信号I₄被MOSFET限制。为了采用NC²S电路724用于高电压高侧或推挽式的应用，必须使用特殊的高电压电平移位技术。

具有共源共栅电流感测的高电压器件：使共源共栅电流感测适应高电压高侧操作必须处理两个主要问题：将栅极驱动信号从对地参考的低电压移位到浮动高电压的电平；和将电流感测信息从浮动高电压电平移位到对地参考的低电压。

图15A显示了具有高侧共源共栅电流感测的高电压半桥的例子。如前述电路中那样，电路750包括负载752、低侧N沟道MOSFET 760、包括N沟道MOSFET 753和NC²S电路754的电流监测开关751、自举电容器759、自举二极管758和低电压先断后通电路762。在这种情况下，然而，具有集成二极管755的MOSFET 753和具有集成二极管761的MOSFET 760全部额定用于高电压操作，即在30V、60V或500V，并且不是被低电压电源V_CC、而是被高电压输入V_DD所供电。NC²S电路754只使用低电压组件，但是必须浮接在高电压电感器节点V_X之上。

通过浮动栅极缓冲器773提供对N沟道MOSFET 753的栅极的栅极驱动，浮动栅极缓冲器773被来自BBM电路762的电平移位的输出所驱动。在高电压上，简单的电阻性的电平移位经常是最可靠的方法，其包括被BBM电路762所驱动的高电压低电流N沟道MOSFET 770、以及连接到V_HV的电阻772，其中V_HV是等于(V_boot+V_X)且有最大电压(V_DD+V_CC)的浮接自举式偏压电源。于是，当高侧和低侧功率MOSFET 751和760必须阻断高电压输入V_DD时，电平移位MOSFET 771必须耐受高电压(V_DD+V_CC)。

将电流感测信息从高侧电平向下移位是略微更复杂的。NC²S电路754中的主晶体管和感测晶体管不能是高电压的，或其区域是禁止的，并且它们的导通阻抗不可接受地高。然而，信号的电平移位能够从浮动低电压器件转换到高电压MOSFET，其具有最低复杂性。这个方法示例于电路750，其中NC²S电路754的源极型I_sense输出被送入电阻769和包括参考浮接V_X电位的低电压浮接N沟道MOSFET 763和764的电流镜。

然而，将电流I_sence或其倍数镜像到N沟道MOSFET 364的漏极，N沟道MOSFET 364使阈值连接的P沟道MOSFET 765偏置，在电流镜配置的电路中，P沟道MOSFET 765随之驱动带有并联二极管767的高电压P沟道766。尽管MOSFET 765不经受高电压，但为了优良的匹配，MOSFET 765应该使用与高电压MOSFET 766一样的掩模布局。高电压P沟道MOSFET 766和二极管767经受在大小为(V_DD+V_CC)的最高电路电压V_HV下的操作。工作在饱和区的MOSFET 766对电阻768提供电流I_sense或其倍数，以产生出低电压对地参考的感测信号V_sense。

图15B中的电路800表示电路750的简化版本，其中，低电压栅极缓冲器812的输出被电路809电平移位，以驱动低电压栅极缓冲器808浮接到高电压V_HV，V_HV在最坏的情况下等于高电压输入V_DD和低电压输入V_CC之和。浮接但低电压的I_sense输出被电平移位电路813向下电平移位到跨越接地电阻814而存在的低电压。电平移位电路809和813必须包括能够可靠地工作在电压V_HV(即，(V_DD+V_CC)的和)上的器件。

高电压电平移位电路是集成在共源共栅电流感测IC、高电压控制器IC中、还是分立地实现取决于目标应用和市场。能从低电压精确电流感测受益的高电压器件的一些例子被图示在图16A-16L。

图16A和16B图解了具有根据本发明形成的电流感测的高电压P沟道和N沟道电流监测的MOSFET开关831和841。所述器件把公开的共源共栅电流感测技术与高电压MOSFET、平面DMOS、沟槽式DMOS、超结型DMOS或带有横向或纵向电流的任意高电压MOSFET结合。

特别地，在图16A中，带有并联二极管834的P沟道MOSFET 832被偏置，其与PC²S电路833串联，以形成共源共栅电流感测P沟道功率MOSFET开关831，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的负供电连接、以及I_sense吸收型的电流感测输出。低电压V_BIAS电源和滤波电容器835把它的正侧连接到开关831的源极S，并将它的负侧连接到电源(-)引脚。类似地，PC²S电路833从也连接到P沟道开关831的源极引脚的电阻836吸收电流。

相反地，在图16B中，带有并联二极管844的N沟道MOSFET 842被偏置，其与NC²S电路843串联，以形成共源共栅电流感测P沟道功率MOSFET开关841，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的正供电连接、以及I_sense来源型的电流感测输出。低电压V_boot电源和滤波电容器845把它的负侧连接到开关841的源极S，并将它的正侧连接到电源(+)引脚。类似地，NC²S电路843引发到也连接到N沟道开关831的源极引脚的电阻846的电流。

图16C和16D图示了带有根据本发明形成的电流感测的高电压P沟道和N沟道IGBT开关851和861。此器件把公开的共源共栅电流感测技术与高电压绝缘栅双极型晶体管结合，其使用纵向平面DMOS、沟槽式DMOS、或超结型DMOS或带有横向或纵向电流的任意高电压IGBT工艺而构造。

特别地，在图16C中，P沟道IGBT 852被偏置，其与PC²S电路853串联，以形成共源共栅电流感测P沟道功率IGBT开关851，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的负供电连接、以及I_sense吸收型的电流感测输出。低电压V_BIAS电源和滤波电容器855把它的正侧连接到IGBT开关851的源极S，并将它的负侧连接到电源(-)引脚。类似地，PC²S电路853从也连接到P沟道IGBT开关851的源极引脚的电阻856吸收电流。对IGBT开关851的源极和漏极端分路的可选P-N二极管854，不作为制造IGBT开关851的直接结果而形成。因为二极管854对通过PC²S电路853的电流分路，因此不监测通过二极管854的电流。

参考图16D，N沟道IGBT 862被偏置，其与NC²S电路863串联，以形成共源共栅电流感测N沟道功率IGBT开关861，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的正供电连接、以及I_sense来源型的电流感测输出。低电压V_boot电源和滤波电容器865把它的负侧连接到开关861的源极S，并将它的正侧连接到电源(+)引脚。类似地，NC²S电路863引发到也连接到N沟道IGBT开关861的源极引脚的电阻866的电流。对IGBT开关861的源极和漏极端分路的可选P-N二极管864，不作为制造IGBT开关861的直接结果而形成。因为二极管864对通过NC²S电路863的电流分路，因此不监测通过二极管864的电流。

图16E图示了具有根据本发明形成的电流感测的高电压JFET、静态感应晶体管、或MESFET。N沟道FET 872被偏置，其与NC²S电路873串联，以形成共源共栅电流感测N沟道FET开关871，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的正供电连接、以及I_sense来源型的电流感测输出。低电压V_boot电源和滤波电容器875把它的负侧连接到开关871的源极S，并将它的正侧连接到电源(+)引脚。类似地，NC²S电路873引发到也连接到N沟道开关871的源极引脚的电阻876的电流。如所示出的，没有P-N二极管或整流器被包括在此器件中，但是可以将其添加在N沟道FET 872的两端，或整个开关871的源极和漏极端的两端。

图16F图示了具有根据本发明形成的电流感测的高电压闸流管、可控硅整流器或SCR、闸流管或栅极可关断(即，GTO)闸流管、或其它四层PNPN器件。闸流管892被偏置，其与NC²S电路893串联，以形成共源共栅电流感测PNPN闸流管开关891，其具有栅极、源极和漏极端、用来对它的内部偏置电路供电的正供电连接、以及I_sense来源型的电流感测输出。低电压V_boot电源和滤波电容器895把它的负侧连接到开关891的阴极K，并将它的正侧连接到电源(+)引脚。类似地，NC²S电路893引发到也连接到四层开关891的阴极引脚的电阻896的电流。

如所示出的，没有P-N二极管或整流器被包括在此器件中，但是可以将其添加在闸流管892的两端、或整个开关891的源极和漏极端的两端。不像MOSFET和IGBT开关那样，闸流管开关891的栅极G能触发四层闸流管892，但是一旦导电就不能关断器件，除非通过在AC过零期间对此器件进行换流。

图16G到图16J考虑了在共源共栅电流感测高功率器件中的二极管分路。在图16G和图16H中，举例来说，被整流二极管924和944并联分路的高功率器件922和942分别地与器件921中的PC²S电路923串联和器件941中的NC²S电路943串接而操作。在这些结构中，共源共栅电流感测电路923和943测量在功率器件921和941中的工作电流、以及二极管924和944中的雪崩电流。

如所示出的，它不测量正向偏置电流，例如，在同步整流操作期间。颠倒，即翻转功率器件922和PC²S电路923的相对位置将容纳第三象限操作，用于使用P型电流感测的正向偏置二极管导电和同步整流。类似地，翻转高功率器件942和NC²S电路943将容纳第三象限操作，用于使用N型电流感测的正向偏置二极管导电和同步整流。

在图16I中，二极管或整流器964已被放置在跨越整个P沟道器件961并联的位置，因此将高功率器件962和PC²S电路963两者分路。作为这个分路的结果，PC²S电路963不能测量任何通过二极管964的电流。在图16J中，二极管或整流器984已被放置在跨越整个N沟道器件981并联的位置，因此将高功率器件982和NC²S电路983两者分路。作为这个分路的结果，NC²S电路983不能测量任何通过二极管984的电流。

共源共栅电流感测方法对于监测在P-N整流器或肖特基二极管中的电流同样工作良好。如图16K和16L所示，NC²S电路1003和1023分别地有助于直接监测P-N二极管1002或肖特基二极管1022中的电流，但是在电源(+)引脚和二极管1002和1022的阴极之间需要自举或偏置电源V_boot。分别地，通过中间电阻1006和1026，I_sense输出能引发电流到更负电位的阴极。

注意，尽管P沟道共源共栅电流传感器或PC²S对于监测P沟道功率MOSFET或IGBT是方便的，但是它也可与N沟道器件结合使用。但是，因为PC²S比同样阻抗的NC²S需要更大的芯片块尺寸，所以，当功率器件也是P沟道时，PC²S特别适合，可使电平移位和栅极驱动更加便利。如果高功率高侧器件是栅极选通的，即，是三端N沟道器件，则它需要用来驱动它的栅极超过V_DD供电轨的方式，其通过如这里描述的使用浮接的自举栅极驱动，或通过使用诸如电荷泵或第二调节供电轨的可选方式。如果这样的高电压栅极偏置电源是可用的，那么，使用它来对NC²S供电是方便的，并由此节省了芯片块面积和成本。

可选地，通常用于N沟道MOSFET的N沟道共源共栅电流传感器或NC²S也可与P沟道MOSFET结合使用，但是具有不同的栅极驱动需要来工作。

总之，这里描述的共源共栅电流感测提供了精确地感测大量不同的功率器件中的电流的方法和装置——在所述器件中，精确的电流感测先前是不可用的、难于实现的、或者噪声敏感的。其用处在以下方面中是尤其有价值的：大面积纵向分立功率器件，如纵向DMOS晶体管、IGBT、闸流管和二极管。

共源共栅电流传感器的结构：在高电流的共源共栅电流传感器中的一个关键的设计考虑是：实现具有尽可能最低的特定导通阻抗的横向MOSFET感测晶体管。这个任务通过以下步骤来实现：使用MOSFET单元设计，其具有最高的A/W栅极封装密度；限制感测MOSFET的工作电压到低于一伏，并使用最短的沟道长度的器件，其能够以相当好的匹配来维持该电压；以及使用具有好的线形几何结构的厚金属互连，来使寄生阻抗最小化。

图17A图示了基于单元组成(cellular)的感测MOSFET设计的等效电路，其中低电压主和感测MOSFET 1050包括规则的器件阵列，其具有共享公共的源极S的分离的漏极连接D2和D1。作为感测器件的N沟道MOSFET1051A包括具有与包括较大的感测MOSFET的单位单元相似或相同的几何结构的栅极宽度W₂，的单元，其中。低阻抗主MOSFET包括很大数量的单元1051B、1051C、1051D...1051(n-1)、1051(n)，每一个都有栅极宽度W₁。总之，“n”个单元组的总栅极宽度W₁由下式给出

$W_1=\underset{1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{W}_2$

其均具有同样的沟道长度L。如所示，主单元和感测单元的栅极G2和G1是分开的，但是在优选实施例中，它们是通过互连线1052被短路连接。

图17B图示了根据本发明制造的共源共栅电流感测MOSFET的一个实施例。如所示出的，NC²S电路1060包括带有共形的P阱的P型衬底1061，其包括埋入部分1062A和表面部分1062B和1062C，其不一定显示出随着深度的掺杂的单调或高斯下降。这样的掺杂分布图能被用来最小化诸如沟道长度调制和势垒下降的短沟道效应，并且优选地，其使用两个或更多的硼或BF₂离子植入来构造，所述硼或BF₂离子植入在最少的高温工艺或极少或无耗散的情况下改变能量。

位于LOCOS场氧化层1065之间的感测MOSFET包括具有硅化物层1069的多晶硅栅极1068B、栅极氧化层1066、具有侧壁氧化间隔区1067的N+源极和漏极区1063C和1063D(其限定轻掺杂漏极延伸1064C和1064D)、和P+阱接触植入区1085C。主MOSFET具有相似构造的多单元或带状结构，包括具有硅化物层1069的多晶硅栅极1068A、与在感测MOSFET中相同的栅极氧化层1066、具有侧壁氧化层间隔区1067的N+源极和漏极区1063A和1063B(其限定轻掺杂漏极延伸1064A和1064B)、和P+阱接触植入区1085A和1085B。

利用诸如SOG 1070的玻璃来覆盖整个器件，并且，打开接触窗，以接触具有第一金属层M1的N+源极和漏极区1063A-1063D，第一金属层M1包括主MOSFET漏极金属1072A和1072C、主MOSFET源极-栅极金属1072B和1072D、感测MOSFET源极-本体金属1072F和感测MOSFET漏极金属1072E。所有的接触窗包括在第一金属层M1和硅表面之间的势垒金属1071。

在第一金属层M1之上，层间电介质1076(ILD1)被沉积和平坦化。在层间电介质1076内，第一接孔区1073被掩膜、蚀刻、和用钨柱塞来填充，然后，使用化学机械研磨或CMP来平坦化，接着是第二金属层M2的沉积和掩膜蚀刻。如所示，第二金属层M2包括间接地连接到低阻抗主MOSFET的N+漏极区1063A的层1079A、间接地连接到所有MOSFET单元的源极-本体区域的层1079B、和连接到感测MOSFET的N+漏极区1063D的层1079C。

通过形成第二层间电介质1078(ILD2)、第二接孔层1077和厚的第三金属层M3、接着是钝化层1081，来重复上述过程。如所示出的，第三金属层M3包括高电流主MOSFET的漏极-金属D1(1080A)和整个器件的源极-金属D2(1080B)。

实际的器件阵列取决于多晶硅栅极层、第一金属层M1、和第二金属层M2的的几何结构、以及它们之间通过触点和第一通孔塞(via plug)的互连。只考虑多晶硅和第一金属层，两种可能的单元几何结构示于如图17C和17D所示的平面图中。

在图17C的带状几何结构1100中，栅极1109形成蛇形图案，其将N+有源漏极区域分成感测指(finger)1102B和大栅极宽度主指1102A。源极指1101围绕栅极和漏极指。通过接触窗1105产生的金属M1到硅连接包括被D2金属1104B接触的感测指1102B、被D1金属1104A接触的主指1102A和被金属1104C接触的源极指1101。到多晶硅栅极1109的接触孔1106接触金属1104D。

在图17D的封闭式几何结构1150中，栅极1153形成网格图案，其将N+有源漏极区域划分成镜像MOSFET单元1152B和大栅极宽度主MOSFET单元1152A。源极单元1151与漏极单元1152交替相间贯穿该图案。通过接触窗1155产生的金属M1到硅连接包括被D2金属1154B接触的感测MOSFET单元1152B、被D1金属1154A接触的主MOSFET单元1152A和被金属1154C的源极单元1151，其全部在对角网格上。到多晶硅的接触孔1156有助于在栅极1153和金属1154D之间的接触。

如图17E所示，一样的几何布局同样地应用到P沟道MOSFET阵列上，如反射镜对1270，其包括具有漏极D2的P沟道感测MOSFET 1071A、和连接到漏极D1的低阻抗P沟道主MOSFET 1071A、1071B、1071C，、1071(n-1)，和1071(n)。所有的MOSFET共享公共源极。在优选实施例中，分立的栅极G1和G2通过互连1072被短接。

第三金属层M3具有这样的几何形状，其主要与用于连接共源共栅电流感测IC到高功率器件的封装考虑有关。顶层金属包括有两种不同的几何结构——如图18A所示的平行条状结构1200和如图18B所示的同心矩形结构1250。

在平行条状结构1200中，源极接合线1207穿过焊盘开口1205连接到硅片1201上的源极金属1203。类似地，D1漏极接合线1208A穿过平行于源极接合焊盘1205的第二接合焊盘开口1206A连接到漏极金属1204A。低阻抗主MOSFET形成于接合焊盘和下层金属1203和1204A之间的区域1202A，其使用前面提及的用于多晶硅和第一层金属(没有显示)的平行条状或单元几何结构的其中之一。第二层金属(没有显示)互连这个第一层金属到D1和S第三层金属区1204A和1203。

硅片1201的一小部分包括感测MOSFET 1202B，其形成具有金属1204B、接合焊盘1206B和接合线1208B的漏极D2，感测MOSFET 1202B与主MOSFET共享同一源极金属1205。栅连接没有在平面图1200中显示。

在图18B的同心几何结构1250中，源极接合线1259穿过焊盘开口1255连接到硅片1251的外周上的源极金属1253。漏极D1不使用接合线，而是包括位于跨越第二接合焊盘窗1256A内的漏极金属1254A的焊料凸点、或铜柱凸点1258A。低阻抗主MOSFET形成于硅下层金属1254A，其使用前面提及的多晶硅和第一层金属(没有显示)的平行条状或单元几何结构的其中之一。第二层金属(没有显示)互连这个第一层金属到D1和S第三层金属区1254A和1253。

硅片1251的一小部分包括具有漏极D2金属1254B、焊盘开口1256B、和接合线1259B的感测MOSFET，其形成于与主MOSFET金属1254A相邻且被源极金属1253横向包围的“岛区”。通过接合线1259C、焊盘开口1256C和金属1254C，出现到主MOSFET和感测MOSFET的栅极的接触。通过形成于焊盘开口1256A内的焊料或铜柱凸点1258B，出现到高功率纵向器件的接触。

同心矩形设计1250主要是为芯片块堆叠设计的，其中纵向功率MOSFET位于漏极金属1254A的顶上，并且，电和机械地、直接地或通过焊料凸点1258A借助中间引线框架而附接。纵向功率器件的面积在理想情况下与焊盘开口1256A相似但不大于其，并且不能重叠源极焊盘区域1255、感测MOSFET漏极焊盘开口1256B、或栅极焊盘区域1256C，以防止干扰接合线。

通过这些封装考虑，图18A的平行布局1200适合于并排的芯片块布置，其具有在两个芯片块和封装之间的线接合互连，如图10A的例子所示。其可用于凸点式芯片级封装中、引线框架上凸点封装技术、和在某些情况下的芯片块堆叠。

在装配之后的这样的并排封装如图19A的截面图1270所示，其中共源共栅电流感测芯片块1274被安装在分裂引线框架封装的接地的芯片块焊盘上，并且其中，背侧漏极金属1278的纵向功率MOSFET芯片块1273被连接到第二芯片块焊盘1272A，其被连接在封装的漏极引脚。电流传感器芯片块1274包括通过接合线1277连接到不附接到芯片块焊盘1272A和1272B的任一个的封装引脚的输入和输出信号。多个接合线(没有显示)也使用“下接合”将在芯片块1274表面之上的低阻抗接地源极金属连接到芯片块焊盘1272B。对印刷电路板进行低阻抗接地，其中通过连接到芯片块焊盘1272B的封装引脚(没有显示)而附接器件1270。这整个装配在塑料1271中建模。

纵向MOSFET芯片块1273和电流传感器芯片块1274都包括连接到顶端金属的焊料凸点或铜柱凸点1276A和1276B。在焊接流之前，这些焊料凸点通过电镀位于凸点1276顶上的铜条1275来短接。铜条1275的阻抗基本上低于使用在图10A的截面图500中的“片到片”线接合的阻抗。此外，铜条1275的使用提供比“片到片”线接合更大的可制造性，这是因为，到使用焊接流的电流传感器芯片块1274和纵向MOSFET芯片块1273的焊接铜条1275产生比传统方法更低的应力和影响。

不同于具有对寄生阻抗有贡献的三个系列接合线连接的图10A的全线接合版本，考虑到功率MOSFET芯片块1273被直接附接到引线框架1272A，并且铜条1275以不用接合线的方式把两个芯片块1273和1274连接在一起，图19A的器件只有一个接合线连接。通过将在芯片块1274内的感测MOSFET的漏极连接到在芯片块1273内的纵向功率MOSFET的源极，通过围绕塑料1271，具有电位V_α的低阻抗铜条1275保持与在纵向功率MOSFET芯片块1273的背面的高电压漏极绝缘。通过高电流路径中的仅源极接合线，可包括额外的接线，以最小化源极接线阻抗。

图19B中的截面1280图示了最小化共源共栅电流感测纵向功率MOSFET的导通阻抗和成本的另一个途径。在图19B中，电流感测IC芯片块1285和纵向功率MOSFET芯片块1283都以横跨分裂引线框架的倒装式芯片焊料凸点或铜柱凸点工艺被装配，其中分裂引线框架包括接地的芯片块焊盘1282B、包括中间电压V_α的芯片块焊盘1282A和包括各种控制和输入信号的芯片块焊盘1282C。纵向分立的MOSFET芯片块1284的背面1284被线接合到独立引脚1282D。

如前面的截面1270中那样，在截面1280中的引线框架上凸点装配只有一个线接合1287在高电流串联路径上。包括与线接合1287并联的附加线接合将减小线接合连接的漏极阻抗贡献。因为纵向MOSFET芯片块1283在它的凸点表面上具有栅极连接和多个源极连接，所以，一个凸点必须连接到引线框架1282上专用的栅极引脚上。

图19C中的截面1300图示了使用图18B的同心布局1250的堆叠式芯片块装配，其包括在芯片块1303中的纵向功率器件，其连接到并位于包括IC共源共栅电流感测电路的芯片块1306的顶上。从芯片块1306内的电流感测电路的漏极到芯片块1303内的纵向功率器件的源极的连接是由焊料凸点或铜柱凸点1304所制造，其中焊料凸点或铜柱凸点1304也提供机械支持和低热阻路径，以移除经过直接连接到芯片块焊盘1302A的任何封装引线的热量。

纵向功率器件芯片块1303的背面上的漏极端被接合到金属层1307，并且，线接合1305将漏极端连接到漏极引脚1302B。使用被附接在未接地的输入引脚1302C上的接合线1306而提供控制信号。

如在截面1270中那样，在截面1300中所示的引线框架上凸点装配在高电流串联路径中只具有一个线接合1305，高电流串联路径实际上可以包括多条并联线。

然而，在芯片块1306顶部堆叠芯片块1303需要特殊的考虑，以有助于对芯片块1303内的纵向分立器件的栅极接触。如图19D的顶视图1350所示的两个芯片块的可能对齐方式包括将栅极金属1352B和源极金属1352A的芯片块1303反转到电流感测芯片块1306上，使得芯片块1306上的漏极焊料凸点1358与芯片块1303上的分立源极金属位置1353A对齐，并且，使得芯片块1306上的栅极凸起1357与芯片块1303上的栅极1353B对齐，其中芯片块1303包括纵向功率器件。矩形WXYZ符合钝化层覆盖芯片块1306中的开口1359A，并且与点W′X′Y′Z′对齐。连接到金属1356B的栅极线1360B以及连接到漏极D2金属1356C的漏极D2接合线1360C不应该与芯片块1351重叠。

如图19E中截面1380所示的另一个堆叠晶粒的实施例包括电流感测芯片块1383，其具有焊料凸点或铜柱凸点1386A、1386B和1386C，其被安装到引线框架1382上，其包括漏极引线1382A和接地引线1382B。如所示出的，凸点1386C没有连接到漏极引线1382A而是连接到另一个没有在截面图中示出的引线。然而，电流感测芯片块1383的接地通过多个焊料凸点1386B被连接到地引线1382B。纵向功率器件芯片块1384使其顶端的源极和栅极(在图19E中的底端)通过焊料凸点1386A连接到电流感测芯片块1383。

例如包括MOSFET的纵向功率器件芯片块1384的背面借助焊料凸点或铜柱凸点1387A，经由金属层1388连接到导电的电镀铜条1358，其中焊料凸点或铜柱凸点1387A利用焊料凸点1387C被附接到漏极引线1382A。凸点1387B不将铜条1385连接到地引线1382B，而是位于此图的截面平面之外。因此，如图19E所示的具有共源共栅电流传感器的纵向功率器件的装配没有对降低器件性能的接合线阻抗作出贡献。

电流感测精度的微调：这里描述的共源共栅电流感测方法取决于器件匹配，以通过比例因子“n”，将通过大的栅极宽度主MOSFET的电流按比例向下调整到通过相对小的感测MOSFET的电流。即使利用仔细的布局，器件特性和由此的电流测量中的失配也可能发生。如早先得到的，这个失配由沟道长度变化、阈值变化、和用于迫使V_β＝V_α的放大器中的偏移引起。我们能够综合地将所有的这些失配考虑为偏移电压或电流，如由下式给出

I_sense＝I_D2＝(I_D1/n)±I_offset

消除这个偏移的影响的最简单的方法是：在芯片块排序阶段、或在组装完成之后，使用主动微调来微调比“n”的值。在主动微调期间，通过使用熔丝链路或更优地一次可编程(OPT)存储器来将感测MOSFET中的部分的单元永久导通和永久关断，来调整晶体管比n。上面的方程然后变为

I_sense＝(I_D1/(n±Δn))±I_offset

其中，Δn被调整，使得比n补偿任何的偏移。例如，正的电流偏移+I_offset导致I_offset夸大通过负载的电流I_D1的误差。通过关断一部分器件来微调感测MOSFET的宽度使得作用“更小”，电流镜比从“n”增加到更大的值(n+Δn)，且此项(I_D1/n)变成更小的电流(I_D1/(n±Δn))，由此降低I_sense的值到它的正确值，并且消除了由正的I_offset电流导致的误差。

在图20A中，例如，共源共栅电流感测电路1400包括具有栅极宽度W₁的主MOSFET 1401、具有栅极宽度W₂＝(W₁/n)的感测MOSFET 1403、运算放大器1407和从属电流源1408和1409。它也包括使用微调MOSFET阵列1404和OTP存储器1405的负主动微调的规定。MOSFET微调阵列1404包括MOSFET 1404A、1404B、1404C和1404D，其具有各自的栅极宽度δ₁、δ₂、δ₃和δ₄，它们代表感测MOSFET 1403的栅极宽度W₂的一小部分。优选地，主MOSFET 1401的栅极G1和感测MOSFET 1403的栅极G2以及微调MOSFET阵列1404中的MOSFET被短接到公共输入端1412、并且偏置于V_CC。

串联的一次可编程或OTP存储元件1405A到1405D像数字位那样作用，其容许或抑制在对应的微调晶体管1404A到1404D中的漏极电流。在制造期间，未编程的OTP存储元件1405A到1405D显示正常的阈值电压。在正常工作期间，即，不是在编程期间，多路复用器1411把N沟道OTP晶体管偏置到电源电压V_CC，其将它们“导通”并且容许它们在具有可忽略的电压降下传导电流。

假设在未编程的OTP存储元件1405A到1405D中的可忽略的阻抗，微调MOSFET阵列1404中的MOSFET与感测MOSFET 1403电并联，并且操作为单个MOSFET，其具有栅极宽度

W_mirror＝W₂+δ₁+δ₂+δ₃+δ₄

为了简单起见，假设I₂＝I₄＝I_sense，则I_sense对I_D1的比由下式给出

$\frac{I_{\mathrm{sense}}}{I_{D1}}\≈\frac{W_2+{\mathrm{\δ}}_1+{\mathrm{\δ}}_2+{\mathrm{\δ}}_3+{\mathrm{\δ}}_4}{W_1}=\frac{W_2+{\mathrm{\δ}}_1+{\mathrm{\δ}}_2+{\mathrm{\δ}}_3+{\mathrm{\δ}}_4}{n\·W_2}$

在电路1400中，仅通过借助升高相应的OTP存储元件的阈值来“关断”选定的微调MOSFET 1404A到1404D，来实现微调。举例来说，正在编程的OTP存储元件1405B关断MOSFET 1404B，且将W_mirror减小一个量δ₂，使得感测MOSFET W_mirror的有效栅极宽度减小到W₂+δ₁+δ₃+δ₄，并且在运算放大器1407的反馈控制之下，电流感测输出电流I_sense也减小。在微调电路1400中，未编程的OTP存储元件产生最高的I_sense电流。每一个被编程的“位”作为栅极宽度W₂的百分比而减小感测电流。如果所有的“位”都被编程，则产生最小的感测电流，由此I_sense/I_D1＝1/n。电路1400实现“只向下”微调算法。微调MOSFET 1404A到1404D的栅极可以在宽度、二进制加权上相等，或者具有取决于所需微调算法的变化的宽度。

主动微调出现在当多路复用器电路1411将OTP存储元件1405A至1405D连接到OTP编程电路1406时。同时，多路复用器1410也重定向电流源1408的控制到OTP编程器1406。如图21所示，通过迫使从测试器1522A的源极监测单元(SMU)到共源共栅电流感测电路1521的已知电流I₁接受测试，并且然后用另一SMU 1522B测量感测输出电流I_sense，而出现编程。微调软件然后把被测量的感测电流I_sense与已知的目标I₁/n相比较，并且通过接口1524与OTP编程器1406通信，以对所计算出的从导通到关断的位数编程，并将感测电流输出减小到它的适当值。

通过控制OTP存储元件1405A至1405D的栅极电压、并且升高漏极电压以驱动MOSFET 1404A至1404D到饱和区，建立热载流子，并且使MOSFET的栅极充电，而出现编程。可通过交替测量、或通过只一次测量电流I_sense、然后计算哪些位对应于必须关断的MOSFET，一次一位地执行编程。如前所述，微调电路1400只能在I_sense的值太高的情况下减小I_sense的值；它不能增大I_sense的值。

使用微调电路1400的一个可能的缺点是：OTP存储元件1405A到1405D是与微调阵列MOSFET 1404A到1404D串联，并且这样可能产生微调阵列MOSFET 1404A到1404D和大的MOSFET 1403与1401之间的失配

这个问题在如图20B所示的可选的微调电路1430中被解决，其中微调阵列MOSFET 1434A到1434D真实地与感测MOSFET 1433并联。微调阵列MOSFET 1434A到1434D的每一个被包括电阻和OTP MOSFET的分压器所偏置。举例来说，微调阵列MOSFET 1434B被包括电阻1441B和对应的OTPMOSFET 1435B的分压器所偏置。未被编程的OTP MOSFET 1435B具有比电阻1441B更低的阻抗，使得微调阵列MOSFET 1434B的栅极被接地，并且结果，不传导电流。

正在编程的OTP晶体管1435B需要增加它的栅极电压，从而把它关断。结果，电阻1441B拉高微调阵列MOSFET 1434B的栅极电压，从而把它导通。然后，W_minrror从W₂增加到(W₂+δ₂)，使得I_sense增加。电路1430因此实现“仅向上”的微调。它只能在I_sense的值太低的情况下增加I_sense的值；它不能减小I_sense的值。

图20C图示了微调电路1460，其相似于微调电路1430，除了在微调电路1460中，利用接地的电阻1471A-1471D和连接V_CC的OTP存储元件1465A-1465D，对微调阵列MOSFET 1464A到1464D的栅极偏置的电阻和OTP分压器被反转。

例如，微调MOSFET 1464B被电阻1471B和对应的OTP存储元件1465B所偏置。未编程的OTP存储元件1465B具有比电阻1471B更低的阻抗。假设端G2被连接到V_CC，则微调阵列MOSFET 1464B的栅极同样地被连接到V_CC并且，结果，MOSFET 1464B导通并传导电流。

通过对OTP存储元件1465B编程，它的栅极电压增加，从而把它关断，由此，电阻1471B把微调MOSFET 1464B的栅极拉低到地，从而关断MOSFET1464B。然后，W_mirror从(W₂+δ₁+δ₂+δ₃+δ₄)减小到更窄的(W₂+δ₁+δ₃+δ₄)，使得I_sense减小。电路1460因此实现“仅向下”微调。它只能在I_sense的值太高的情况下减小I_sense的值；它不能增大I_sense的值。

图20D中的电路1490把向上微调MOSFET 1494C和1494D与向下微调MOSFET 1494A和1494B相结合，以产生微调电路，其增加或减小偏移引起的失配的极性。

虽然已经描述了本发明的特定实施例，但是根据本发明的广义原理，可以构造或执行多个可选实施例。本发明的范围不被限于这里描述的实施例，而是只被限定在提供的权利要求中。

Claims (17)

1.一种组合，包括：

连接到电源电路中的半导体功率器件；以及

共源共栅电流传感器，用于测量电源电路中的电流的，该共源共栅电流传感器与该半导体功率器件串联连接，并包括：

主MOSFET，该主MOSFET的源极和漏极端连接在电源电路中；

感测MOSFET，该感测MOSFET的源极端连接到主MOSFET的源极端，主MOSFET和感测MOSFET的各个栅极端连接到电流传感器的栅极端，主MOSFET和感测MOSFET共同形成电流镜配置。

2.如权利要求1所述的组合，其中，主MOSFET的漏极端处的主电压等于感测MOSFET的漏极端处的感测电压。

3.如权利要求1所述的组合，包括电流感测和偏置电路，用于将主MOSFET和感测MOSFET的漏极端上的各个电压维持在相同值。

4.如权利要求3所述的组合，其中，电流感测和偏置电路包括：

放大器，其具有连接到主MOSFET的漏极端的第一输入端、以及连接到感测MOSFET的漏极端的第二输入端；以及

第一可变电流源，其被连接用来通过感测MOSFET而传递电流，其中该放大器的输出端连接到第一可变电流源的输入端。

5.如权利要求4所述的组合，其中，主MOSFET和感测MOSFET包括P沟道MOSFET，并且，共源共栅电流传感器连接在半导体功率器件的高侧。

6.如权利要求4所述的组合，其中，电流感测和偏置电路包括第二可变电流源，放大器的输出端连接到第二可变电流源的输入端，第二可变电流源的输出端连接到共源共栅电流传感器的感测电流端。

7.如权利要求5所述的组合，其中，第一可变电流源包括第一电流源MOSFET和第二电流源MOSFET，第一电流源MOSFET的栅极端和第二电流源MOSFET的栅极端

和漏极端连接到上述放大器的输出端，第一和第二电流源MOSFET的各个源极端连接到第一电压源，第一电流源MOSFET的漏极端连接到感测MOSFET。

8.如权利要求7所述的组合，其中，第二可变电流源包括第三电流源MOSFET，其具有连接到放大器的输出端的栅极端、连接到第一电压源的源极端，以及连接到共源共栅电流传感器的感测电流端的漏极端。

9.如权利要求3述的组合，其中，电流传感器和偏置电路包括：

模拟多路复用器，其被设置用来对主MOSFET和感测MOSFET的漏极端上的电压交替地采样；

模数转换器，其具有连接到模拟多路复用器的输入端；

数字比较器，其具有连接到模数转换器的输出端的输入端；

数模转换器，其具有连接到数字转换器的输出端的输入端；以及

第一可变电流源，其被连接用来通过感测MOSFET传递电流，第一可变电流源的输出端连接到第一可变电流源的输入端。

10.如权利要求9所述的组合，其中，电流传感器和偏置电路包括第二可变电流源，数模转换器的输出端连接到第二可变电流源的输入端，第二可变电流源的输出端连接到共源共栅电流传感器的感测电流端。

11.如权利要求1所述组合，包括升压转换器，其中，半导体功率器件包括功率MOSFET，并且，该组合进一步包括：

脉宽调制器，其具有经由过流关断比较器连接到共源共栅电流传感器的电流感测端的输入端、以及连接到功率MOSFET栅极端的输出端；

连接在电源电路中的电感器；

整流二极管，其连接在位于电感器和功率MOSFET之间的电源电路中的节点、以及升压转换器的输出端之间。

12.如权利要求1所述的组合，包括巴克转换器，其中，半导体功率器件包括功率MOSFET，并且，该组合还包括：

脉宽调制器，其具有经由过流关断比较器连接到共源共栅电流传感器的电流感测端的输入端、以及被连接用来驱动功率MOSFET的栅极端的输出端；

连接在电源电路中的整流二极管；

电感器，其连接在处于位于整流二极管和功率MOSFET之间的电源电路中的节点、以及巴克转换器的输出端之间。

13.如权利要求1所述的组合，包括图腾柱推挽式电路，该组合还包括：连接在电源电路中的第二半导体功率器件；以及负载，其连接到在位于第一和第二半导体功率器件之间的电源电路中的节点。

14.一种感测通过半导体功率器件的电流的幅度的方法，包括：

将主MOSFET的漏极端连接到功率器件；

将主MOSFET的源极端连接到感测MOSFET的源极端，其中主MOSFET的栅极宽度大于感测MOSFET的栅极宽度；

将主MOSFET的栅极端连接到感测MOSFET的栅极端；

使在主MOSFET的漏极端处的电压等于在感测MOSFET的漏极端处的电压；

使电流流过功率器件和主MOSFET；以及

测量感测MOSFET中的电流的幅度。

15.如权利要求14所述的方法，包括：

选择主MOSFET和感测MOSFET，使得主MOSFET的栅极宽度以因子n的方式大于感测MOSFET的栅极宽度；以及

将感测MOSFET中的电流的幅度除以因子n。

16.如权利要求14所述的方法，其中，使在主MOSFET的漏极端处的电压等于在感测MOSFET的漏极端处的电压的步骤包括：将电流引导通过感测MOSFET，并改变通过感测MOSFET的电流，直到主MOSFET的漏极端处的电压等于感测MOSFET的漏极端处的电压。

17.如权利要求16所述的方法，其中，使在主MOSFET的漏极端处的电压等于在感测MOSFET的漏极端处的电压的步骤包括：使用负反馈。

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