CN109831001B - 一种mos管驱动电路及锂电池保护ic - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种MOS管驱动电路及锂电池保护IC，所述MOS管驱动电路包括电流镜单元、电流开关单元、输出反相器单元及压降电阻；所述电流镜单元的输入端连接于锂电池保护IC的基准电路，输出端连接于电流开关单元的源端；所述电流开关单元的控制端连接于锂电池保护IC的控制信号cout端，漏端连接于输出反相器单元；所述输出反相器单元包括MOS管NM1及MOS管PM3，所述MOS管NM1的栅极连接于电流开关单元的漏端，漏极连接于MOS管PM3的漏端，并通过限流电阻连接于锂电池保护IC的电流检测端口，所述MOS管PM3的栅极连接于锂电池保护IC的控制信号coutb端。通用性好，制造成本低，经济性好。
Description
技术领域
本发明涉及电子技术的技术领域，特别涉及一种MOS管驱动电路及锂电池保护IC。
背景技术
锂电池分为锂金属电池和锂离子电池，手机和笔记本电脑等电子产品使用的都是锂离子电池，通常人们简称其为锂电池。锂离子电池能量密度高，工作电压高，循环充电次数多，环保性能佳，故锂离子电池广泛的应用于当今的便携电子设备中。锂电池在应用过程中，因为锂电池内部的化学性质，它的工作电压和工作电流都要有一定的限制，如果锂电池出现过充电、过放电、放电过流、短路等情况，会对导致电池内部产生化学副反应，该副反应发生后会严重影响电池的性能与使用寿命，并可能产生大量气体，使电池内部压力迅速增大后发生爆炸，导致严重的安全问题，因此，所有锂离子电池的电池包内，都需要配备锂电池保护板来对电池的充、放电状态进行有效监测，并在某些条件下关断充、放电回路，防止对锂离子电池的损害。锂电池保护板的核心器件是锂电池保护IC，如图1所示典型的锂电池保护板，NM1、NM2分别是控制充电和放电用的功率MOS管，D1、D2是MOS管的寄生体二极管，R1、C1构成低通滤波器，用于抑制芯片VDD管脚上的高频干扰。图1中虚线框内是锂电池保护IC的内部电路结构示意图，可以看出，锂电池保护IC由锂电池直接供电，通过对VDD和VSS管脚之间的电压的检测，芯片可以判断电池是否发生了过充电、过放电状态；CS管脚是芯片的电流检测端口，CS管脚上的电压等于电池的充、放电电流在两颗开关MOS管上形成的压降(充电时负电压，放电时正电压)。OD和OC分别是放电MOS和充电MOS的控制管脚(OC、OD、CS等管脚的命名，不同厂家会有所不同，但功能是一致的)。当锂电池的电压和充放电流正常的状态下，OC、OD管脚均输出高电平，使得两个MOS管都导通；一旦芯片检测到电池发生过度放电，或者放电电流过大，并且持续一定的时间后，芯片内部的逻辑电路控制OD管脚输出低电平(＝VSS)，使得NM1被关断，于是就切断了锂电池保护板的放电回路；同理当电池出现过度充电及充电过流的情况，逻辑电路控制OC管脚输出低电平(等于CS管脚的电压)，关断NM2，切断保护板的充电回路。
从图1可以看出，芯片内部的逻辑控制电路，并没有直接通过OC和OD管脚直接控制MOS的开关，而是在逻辑电路和OC/OD管脚之间加入了一级驱动电路，其主要原因有两点：(1)芯片外接的MOS管，栅极的寄生电容通常会达到纳法级别，为了使电池发生异常充放电后，OC/OD管脚能够快速地对MOS栅极的寄生电容放电，将其关断，因此OC/OD管脚需要加入驱动电路，以提供足够的驱动能力；(2)为了保证外接MOS在异常状态下被彻底的关断，MOS管的栅极和源极之间的压差VGS必须等于零，远远小于MOS的开启阈值。
从图1可以看出，放电MOS管NM1的源极与电池的负极连接，OD管脚输出VSS即可使NM1的VGS＝0，彻底关断放电MOS，因此OD管脚与控制逻辑电路之间的驱动电路设计相对简单，只需要提供驱动能力即可，无须电平转换功能；而OC管脚和控制逻辑之间的驱动电路就相对复杂，从图1可以看出，当电池被充电时，P+和P-之间接入充电器，由于RCS电阻上无压降，因此充电MOS管NM2的源极电位等于CS电位(VCS)也等于P-电位，为了使充电MOS的VGS＝0V完全关断，OC管脚输出电压也要等于VCS，而芯片内部的逻辑电路，只能给出等于VDD或VSS的逻辑信号，假如输出VSS的低电平，不能彻底关断充电MOS管。根据电路的基尔霍夫电压定理，当充电MOS关断时，OC和CS管脚的电压VOC＝VCS＝VDD-VCH，VCH是充电器的开路电压，目前市场上主流的锂电池保护IC，均要求能够承受25V到30V左右的充电器电压，而锂电池的过充保护电压在3.6～4.5V左右，因此，OC管脚的驱动电路，需要能够承受-25V左右高压。因此，OC管脚充电MOS驱动电路设计，需要兼顾驱动能力、电平转换和耐负高压的性能要求，因此是锂电池保护IC设计中的一个难点。
现有技术中，充电MOS管的驱动电路主要有以下两种结构：1.采用厚栅氧BCD工艺的电平转换电路加输出反相器的结构；2.采用大电阻做下拉器件的输出反相器结构。
如上所述现有的第一种充电MOS管脚驱动电路如图2所示：cout是该模块的控制信号，反相器INV1，高压PMOS管PM1、PM2，高压NMOS管NM1、NM2构成电平转换电路(level-shifter)，高压MOS管PM3和NM3构成输出反相器。cout是芯片内部逻辑电路给出的控制信号，当锂电池的电压和电流都正常时，cout输出高电平，此时PM1导通，PM2断开，则NM2的栅极电位等于VDD，则VGS,NM2＝VDD-VCS，由于正常工作状态下，CS管脚的电压接近于VSS，因此NM2管导通，这就使得NM1管的栅极电位等于VCS，则其VGS,NM1＝0，因此NM1管彻底关断，同时PM3管的VGS,PM3＝VCS-VDD，PM3导通，OC输出高电平，充电MOS管开启；当电池出现过充电或者充电过流的情况时，逻辑控制电路使cout信号翻转为低电平，此时PM2导通，则NM1导通，使NM2栅极电位等于VCS，其VGS，NM2＝0，因此NM2管彻底关断，同时PM2导通又令NM3的VGS，NM3＝VDD-VCS，则NM3导通，因此OC管脚输出电压等于CS管脚电压，于是就完成了芯片内部逻辑低电平VSS到OC管脚低电平VCS的电平转换功能。
第二种现有的充电MOS管脚驱动电路如图3所示：coutb与图2中的cout是一对反相的信号。PM1和R1构成一种输出反相器结构。PM2是GDPMOS(栅极接电源PMOS)结构的ESD保护管，电阻R2是限流电阻。其工作原理是：芯片正常工作情况下，coutb输出电平，此时PM1管导通，OC管脚的电压VOC＝VDD*[R1/(R1+Ron,PM1)]，Ron,PM1是PM1的导通阻抗，其值远小于R1，因此OC脚的输出电压就约等于VDD，R1的阻值取的越大，则OC管脚电压与VDD的差值越小。当发生过度充电和充电过流的现象时，逻辑电路控制coutb翻转为高电平，此时PM1关断，OC管脚与CS管脚之间通过电阻R1连接，稳定后时OC管脚输等于CS管脚电压，于是也完成了芯片内部低电平VSS到OC管脚低电平VCS的转换。
上述的第一种充电MOS管脚驱动电路的最大缺点是对工艺要求较高。由图2中可以看出，第一种驱动电路是标准的level-shifter电路，实现了芯片内部逻辑低电平VSS到OC管脚低电平VCS的转换，这种结构对电路中的MOS管的工艺要求较高：(1)该电路中所有的NMOS管都必须是带独立衬底的隔离型高压NMOS管，即其体端(Bulk端)需要接独立的电位。这是由于芯片进入充电过流保护或过充电保护状态后，CS管脚出现负电压，而该电路中所有NMOS管的源极都连接到CS，为了防止NMOS的衬底寄生二极管发生正偏而产生大的衬底电流，导致芯片无法正常工作，因此该电路中所有NMOS管的体端(BULK端)都必须能够与源端短接，使得衬底-源偏压等为零；(2)该电路结构要求电路中所有的NMOS和PMOS的VGS具有耐高压的能力：该电路中任一NMOS在导通的状态下，其VGS，N＝VDD-VCS，任一PMOS导通时，|VGS,P|＝VDD-VCS，由上文中的电路分析可知，VDD-VCS＝VP+-VP-，等于外接充电器的开路电压。由于目前市面上的主流锂保IC产品，都要求VDD和CS之间的电压能够达到30V左右的高压，这就要求第一种MOS管驱动电路中所有MOS管的VGS工作电压能达到30V。对于上述(1)中的隔离型高压NMOS管，如果只要求其VDS具有耐高压的能力，那么电路设计所需的工艺文件相对容易找到，国内的许多晶圆厂都可以提供，并且芯片制造成本也容易把控。但不幸的是第一种驱动电路中所有的MOS都必须满足(2)中所述的30V左右的VGS耐压能力，这就要求在晶圆生成之前需要制作额外的厚栅氧层的掩膜版，还需要在芯片制造过程中增加额外的光刻工序，提高了芯片的生产成本，并且带衬底隔离功能、VGS高耐压的NMOS管，只有少数晶圆制造厂都能够提供，因此增加了电路设计中工艺选择的局限性。
从图3可以看出，第二种驱动电路的电路结构非常简单，电路中没有NMOS管，高压PMOS管PM1的栅极直接由芯片内部的逻辑电路控制，因此，PM1没有VGS耐高压的要求，几乎可以用任意的BCD工艺实现。但是第二种电路有几个明显的缺点：首先，芯片正常工作状态下，该电路需要消耗静态电流。图3中，当PM1导通，OC管脚输出高电平(VDD)时，有静态电流流经R1，静态电流大小约等于VDD/R1。由于锂电池保护IC设计的工作电压直接由锂电池提供，低功耗是一个必然的性能需求，IC的整体工作电流需控制在3uA左右，因此，对于一个I/O口电路，静态电流必须控制在纳安的级别。假设OC管脚的驱动电路的静态电流Istat＝360nA，VDD＝3.6V，可得R1＝VDD/Istat＝10MΩ，因此为了保证其具有较低的静态电流，则R1的阻值必须设置的非常大，需要占据较大的芯片面积；其次，该电路结构的OC下降时间很长，会严重降低充电过流保护功能的可靠性。锂电池保护IC的充电过流保护的延迟时间TCIP一般在设置在8ms～20ms左右，当芯片检测到异常充电电流，并且持续时间超过TCIP后，要求OC管脚电压迅速降低到VCS，关断充电MOS。由上述可知，R1是兆欧级别的大电阻，假设OC管脚驱动的外接MOS的栅极寄生电容CP,OC＝2nF，则图3中OC端子的时间常数τOC＝R1*CP,OC＝20ms。假设电池电压等于3.6V，充电器的开路电压为5V，那么当OC管脚关断时，CS管脚的电压VCS＝-1.4V，若假设充电MOS的阈值电压为0.8V，则OC管脚的电压在需要很短的时间内下降到-0.6V，才能将充电MOS关断，OC管脚的下降时间的计算公式如下所示：
上式中VOC,1＝3.6V，VOC,final＝-1.4V，令VOC(t)＝-0.6V，代入上式后可以得出Tfall＝1.8*τOC＝36ms。计算结果显示，仅外接5V充电器，OC管脚的下降时间就会长达36ms，如果电池包接入电压更高的充电器，OC管脚的下降时间还会更长，这对于锂电池和保护板是非常不安全的，大电流在MOS中持续时间过长，很容易烧毁MOS导致保护板功能失效；第三，在测试过程中，OC管脚的下降沿波形，必须用示波器进行观测，提高了芯片的测试难度。如图4所示，一般的示波器探头有MΩ量级的内阻(R内)，并且有一个接地端，当芯片进入充电过流保护状态后，假设示波器探头与OC管脚接触，OC管脚电压VOC会被上拉到[VCS+(VSS-VCS)*R1/(R1+R内)]，假设R1＝10*R内，VCS＝-1.4V，则VOC＝-0.12V，即OC电压会被示波器探头拉高，影响观测的准确性，更严重的是，此时充电MOS管的VGS＝-0.12V-(-1.4V)＝1.28V，这就导致原本应该关断的MOS开启，有可能导致MOS被烧毁。
发明内容
为此，需要提供一种MOS管驱动电路及锂电池保护IC，解决现有MOS管驱动电路对MOS管的工艺要求高或需要消耗静态电流及关断缓慢导致MOS管容易烧坏的问题。
为实现上述目的，发明人提供了一种MOS管驱动电路，包括电流镜单元、电流开关单元、输出反相器单元及压降电阻；
所述电流镜单元的输入端连接于电流源I1，输出端连接于电流开关单元的源端；
所述电流开关单元的控制端连接于锂电池保护IC的控制信号cout端，漏端连接于输出反相器单元；
所述输出反相器单元包括MOS管NM1及MOS管PM3，所述MOS管NM1的栅极连接于电流开关单元的漏端，漏极连接于MOS管PM3的漏端，源极连接于锂电池保护IC的电流检测端口，所述MOS管PM3的栅极连接于锂电池保护IC的控制信号coutb端，漏极通过限流电阻R3连接于锂电池保护IC的充电MOS控制管脚，源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚；
所述压降电阻跨接于MOS管NM1的栅极与源极之间。
进一步优化，还包括限流电阻R2，所述限流电阻R2设置在MOS管NM1的源极与锂电池保护IC的电流检测端口之间。
进一步优化，还包括防静电单元，所述静电防护单元包括MOS管PM4，所述MOS管PM4的栅极及源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，漏极连接于锂电池保护IC的充电MOS控制管脚。
进一步优化，所述电流开关单元为高压MOS管PM5。
进一步优化，所述电流镜单元包括MOS管PM1及MOS管PM2，所述MOS管PM1的源极及MOS管PM2的源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，所述MOS管PM1的栅极及MOS管PM1的漏极和MOS管PM2的栅极接电流源I1，所述MOS管PM2的漏极连接于电流开关单元PM5的源端。
发明人还提供了另一个技术方案：一种锂电池保护IC，包括MOS管驱动电路，所述MOS管驱动电路为上述所述MOS管驱动电路。
区别于现有技术，上述技术方案，当锂电池正常充放电时，cout＝VDD，coutb＝VSS，此时电流开关单元关闭，压降电阻R1无电流通过，压降为零，同时压降电阻R1两端的电压等于MOS管NM1的VGS,NM1，因此MOS管NM1关断；MOS管PM3导通，使充电MOS控制管脚输出高电平VDD。而当锂电池发生充电过压或充电过流的现象时，cout＝VSS，coutb＝VDD，此时MOS管PM3关断，而电流开关单元导通，电流源I1为电流镜引入一个偏置电流I1，此时，有电流镜单元输出电流I2流过电阻R1，其中电流I2＝N*I1，MOS管NM1的VGS,NM1＝I2*R1，因此需要I2*R1大于NM1的导通阈值VTH，NM1，就可以使MOS管NM1导通，此时充电MOS控制管脚电压被下拉到VCS，将充电MOS关断；在锂电池正常充放电的状态下，没有静态电流消耗，电路输出节点的RC时间常数小，在芯片需要进入充电过流或过充电保护的状态下，能够将充电MOS的栅极寄生电容的电压快速放电到VCS，充电MOS控制管脚的下降时间达到微秒级别，能够有效的保证电池和电池保护板的安全工作，对于芯片设计所需的工艺的要求不高，通用性好，制造成本低，经济性好。
附图说明
图1为背景技术所述典型的锂电池保护板的一种电路原理图；
图2为背景技术所述现有的第一种充电MOS管脚驱动电路的一种电路原理图；
图3为背景技术所述现有的第二种充电MOS管脚驱动电路的一种电路原理图；
图4为背景技术所述第二种现有的充电MOS管脚驱动电路与示波器探头接触的一种电路示意图；
图5为具体实施方式所述充电MOS管驱动电路的一种电路原理图。
具体实施方式
为详细说明技术方案的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合具体实施例并配合附图详予说明。
请参阅图5，本实施例所述锂电池保护IC中的MOS管驱动电路，包括电流镜单元110、电流开关单元120、输出反相器单元130及压降电阻R1；
所述电流镜单元110的输入端连接于电流源I1，输出端连接于电流开关单元120的源端；
所述电流开关单元120的控制端连接于锂电池保护IC的控制信号cout端，漏端连接于输出反相器单元；其中，电流开关单元120采用高压MOS管PM5，通过采用高压P型MOS管进行实现电流开关，而在其他实施例中可以采用其他形式实现电流开关，如传输门电路。这里的锂电池保护IC是本电路可以作为锂电池保护IC(集成电路)使用，锂电池保护IC各个端口或者接口可以是作为IC使用的时候设置在引脚处，可以实现电路的检测或者驱动。本申请的电路也可以作为单独的电路使用，即电路的各个元器件由独立的原件组成。
所述输出反相器单元130包括MOS管NM1及MOS管PM3，所述MOS管NM1的栅极连接于电流开关单元的漏端，漏极连接于MOS管PM3的漏端，源极连接于锂电池保护IC的电流检测端口CS，所述MOS管PM3的栅极连接于锂电池保护IC的控制信号coutb端，漏极通过限流电阻R3连接于锂电池保护IC的O电流检测端口OC，源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚；
所述压降电阻R1跨接于MOS管NM1的栅极与源极之间。
电流源I1可以是参考电流源或者是锂电池保护IC的基准电路，通过电流源I1为电流镜单元引入偏置电流I1，然后输出一个电流I2；其中，本实施例中的电流镜单元包括MOS管PM1及MOS管PM2，所述MOS管PM1的源极及MOS管PM2的源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，所述MOS管PM1的栅极及MOS管PM2的栅极连接，所述MOS管PM1的漏极和MOS管PM1的栅极接电流源I1，所述MOS管PM2的漏极连接于电流开关单元的源端，在其他实施例中，电流镜单元可以采用不同的电流镜电路结构来实现；其中MOS管PM1的漏电流等于偏置电流I1，MOS管PM2的漏电流等于I2，其中I2＝N*I1，N是MOS管PM2与MOS管PM1的MOS管沟道宽度的比值；cout与coutb是一对反相信号，MOS管PM3及MOS管NM1构成一对输出反相器。当锂电池正常充放电时，cout＝VDD，coutb＝VSS，此时电流开关单元关闭，压降电阻R1无电流通过，压降为零，同时压降电阻R1两端的电压等于MOS管NM1的VGS,NM1，因此MOS管NM1关断；MOS管PM3导通，使OC管脚输出高电平VDD。而当锂电池发生充电过压或充电过流的现象时，cout＝VSS，coutb＝VDD，此时MOS管PM3关断，而电流开关单元导通，锂电池保护IC的基准电路为电流镜引入一个偏置电流I1，此时，有电流镜单元输出电流I2流过压降电阻R1，其中电流I2＝N*I1，MOS管NM1的VGS,NM1＝I2*R1，因此需要I2*R1大于NM1的导通阈值VTH，NM1，就可以使MOS管NM1导通，此时OC管脚电压被下拉到VCS，将充电MOS关断。
其中，为了保护MOS管NM1的源极不被静电击穿，还包括限流电阻R2，所述限流电阻R2设置在MOS管NM1的源极与锂电池保护IC的电流检测端口CS之间，通过限流电阻R2可以保护MOS管NM1的源极不被静电击穿。
在本实施例中，为了对MOS管驱动电路进行静电防护，还包括防静电单元140，所述静电防护单元140包括MOS管PM4，所述MOS管PM4的栅极及源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，漏极连接于锂电池保护IC的充电MOS控制管脚OC。通过限流电阻R3与MOS管PM4构成ESD(Electro-Static discharge，静电释放)防护电路，实现对MOS管驱动电路进行静电防护。
本实施例中，MOS管驱动电路的充电MOS控制管脚OC下降时间计算如下：同样假设充电器电压等于5V，锂电池的电池电压等于3.6V，充电MOS的栅极寄生电容为2nF，图5中限流电阻阻值R2＝R3＝2kΩ，假设为了节省芯片面积，MOS管NM1的宽长比设计的较小，MOS管NM1的导通电阻Ron,NM1约等于1kΩ，此时，图5中OC节点的时间常数τOC＝5kΩ*2nF＝10us，远小于图3所示的充电MOS驱动电路中OC节点的时间常数，将上述各值带入公式：可以求得OC管脚的电压从3.6V下降到-0.6V的下降时间＝1.8*τOC＝18us，相对于芯片的充电过流保护的延迟时间，完全可以忽略不计，在延迟时间到达的瞬间，即可完成对充电MOS的关断。图5中，MOS管PM1、MOS管PM2是低压PMOS管，MOS管PM5的漏极需要连接到CS，因此PM5的|VDS|耐压大小为VDD-VCS，等于充电器电压，MOS管PM5的栅极电压由逻辑电路控制，因此其VGS无高耐压的需求。同理MOS管PM3和MOS管PM4也只有|VDS|有耐高压的需求。再看MOS管NM1的耐压需求，当芯片正常工作时，MOS管PM5关断，MOS管NM1的栅极和源极被R1连接起来，因此MOS管NM1的VGS,NM1＝0，VDS,NM1＝VDD-VCS≈VDD；当MOS管PM5导通，MOS管NM1的VGS,NM1＝I2*R1，因此只要合理选择I2和R1的大小，就可以使得I2*R1小于芯片的电源电压。MOS管NM1的VDS,NM1＝VDD-VCS，等于充电器电压，与电路中PMOS管的耐压要求相同。对于I2和R1的取值，需要满足：VTH,NM1＜I2*R1<VDD-Vdsat,PM2-VDS,PM5。上式中，Vdsat,PM2是MOS管PM2工作在饱和区的最小VDS电压，VDS,PM5是MOS管PM5导通压降。MOS管PM5的宽长比越大，MOS管PM2的Vdsat,PM2越小，则I2*R1可取的值越大，MOS管NM1导通时的VGS，NM1值就会越大，MOS管NM1的导通电阻就越小，OC端的时间常数就越小，OC管脚的下降时间就越快。
通过MOS管PM3及MOS管NM1构成一个新颖的输出反相器结构，在锂电池正常充放电状态下，电路中没有电流通路，没有静态电流消耗，有效地减小了电路的静态功耗。电路输出节点的RC时间常数小，在芯片需要进入充电过流或过充电保护的状态下，能够将充电MOS的栅极寄生电容的电压快速下拉到VCS，OC信号的下降时间达到微秒级别，能够有效的保证电池和电池保护板的安全工作。对于芯片设计所需的工艺的要求不高，通用性好，该电路内的所有高压NMOS、PMOS管，只有VDS耐高压的要求，没有VGS耐高压的要求，因此该电路可以在几乎所有主流的BCD工艺平台上实现，增加了电路设计的灵活性。由于该电路内部的MOS管均没有VGS耐高压的要求，因此省去了厚栅氧工艺的掩膜版制造和额外的光刻工序，降低了芯片的制造成本。
在另一个实施例中，一种锂电池保护IC，包括充电MOS管驱动电路，所述充电MOS管驱动电路为上述实施例所述充电MOS管驱动电路。所述MOS管驱动电路包括电流镜单元、电流开关单元、输出反相器单元及压降电阻R1；
所述电流镜单元的输入端连接于锂电池保护IC的基准电路，输出端连接于电流开关单元的源端；
所述电流开关单元的控制端连接于锂电池保护IC的控制信号cout端，漏端连接于输出反相器单元；其中，电流开关单元采用高压MOS管PM5来实现，而在其他实施例中可以采用其他形式实现电流开关，如传输门电路。
所述输出反相器单元包括MOS管NM1及MOS管PM3，所述MOS管NM1的栅极连接于电流开关单元的漏端，漏极连接于MOS管PM3的漏端，源极连接于锂电池保护IC的电流检测端口CS，所述MOS管PM3的栅极连接于锂电池保护IC的控制信号coutb端，漏极连接于锂电池保护IC的电流检测端口OC，源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚；
所述压降电阻R1跨接于MOS管NM1的栅极与源极之间。
通过锂电池保护IC的基准电路为电流镜单元引入偏置电流I1，然后输出一个电流I2；其中，本实施例中的电流镜单元包括MOS管PM1及MOS管PM2，所述MOS管PM1的源极及MOS管PM2的源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，所述MOS管PM1的栅极及MOS管PM2的栅极接地，所述MOS管PM1的漏极接地，所述MOS管PM2的漏极连接于电流开关单元的源端，在其他实施例中，电流镜单元可以采用不同的电流镜电路结构来实现；其中MOS管PM1的漏电流等于偏置电流I1，MOS管PM2的漏电流等于I2，其中I2＝N*I1，N是MOS管PM2与MOS管PM1的MOS管沟道宽度的比值；cout与coutb是一对反相信号，MOS管PM3及MOS管NM1构成一对输出反相器。当锂电池正常充放电时，cout＝VDD，coutb＝VSS，此时电流开关单元关闭，压降电阻R1无电流通过，压降为零，同时压降电阻R1两端的电压等于MOS管NM1的VGS,NM1，因此MOS管NM1关断；MOS管PM3导通，使OC管脚输出高电平VDD。而当锂电池发生充电过压或充电过流的现象时，cout＝VSS，coutb＝VDD，此时MOS管PM3关断，而电流开关单元导通，锂电池保护IC的基准电路为电流镜引入一个偏置电流I1，此时，有电流镜单元输出电流I2流过压降电阻R1，其中电流I2＝N*I1，MOS管NM1的VGS,NM1＝I2*R1，因此需要I2*R1大于NM1的导通阈值VTH，NM1，就可以使MOS管NM1导通，此时OC管脚电压被下拉到VCS，将充电MOS关断。
其中，为了保护MOS管NM1的源极不被静电击穿，还包括限流电阻R2，所述限流电阻R2设置在MOS管NM1的源极与锂电池保护IC的电流检测端口CS之间，通过限流电阻R2可以保护MOS管NM1的源极不被静电击穿。
在本实施例中，为了对MOS管驱动电路进行静电防护，还包括防静电单元，所述静电防护单元包括MOS管PM4，所述MOS管PM4的栅极及源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，漏极连接于锂电池保护IC的OC引脚。通过限流电阻R3与MOS管PM4构成ESD(Electro-Staticdischarge，静电释放)防护电路，实现对MOS管驱动电路进行静电防护。
本实施例中，MOS管驱动电路的充电MOS控制管脚OC下降时间计算如下：同样假设充电器电压等于5V，锂电池的电池电压等于3.6V，充电MOS的栅极寄生电容为2nF，图5中限流电阻阻值R2＝R3＝2kΩ，假设为了节省芯片面积，MOS管NM1的宽长比设计的较小，MOS管NM1的导通电阻Ron,NM1约等于1kΩ，此时，图5中OC节点的时间常数τOC＝5kΩ*2nF＝10us，远小于图3所示的充电MOS驱动电路中OC节点的时间常数，将上述各值带入公式：可以求得OC管脚的电压从3.6V下降到-0.6V的下降时间＝1.8*τOC＝18us，相对于芯片的充电过流保护的延迟时间，完全可以忽略不计，在延迟时间到达的瞬间，即可完成对充电MOS的关断。图5中，MOS管PM1、MOS管PM2是低压PMOS管，MOS管PM5的漏极需要连接到CS，因此PM5的|VDS|耐压大小为VDD-VCS，等于充电器电压，MOS管PM5的栅极电压由逻辑电路控制，因此其VGS无高耐压的需求。同理MOS管PM3和MOS管PM4也只有|VDS|有耐高压的需求。再看MOS管NM1的耐压需求，当芯片正常工作时，MOS管PM5关断，MOS管NM1的栅极和源极被R1连接起来，因此MOS管NM1的VGS,NM1＝0，VDS,NM1＝VDD-VCS≈VDD；当MOS管PM5导通，MOS管NM1的VGS,NM1＝I2*R1，因此只要合理选择I2和R1的大小，就可以使得I2*R1小于芯片的电源电压。MOS管NM1的VDS,NM1＝VDD-VCS，等于充电器电压，与电路中PMOS管的耐压要求相同。对于I2和R1的取值，需要满足：VTH,NM1＜I2*R1<VDD-Vdsat,PM2-VDS,PM5。上式中，Vdsat,PM2是MOS管PM2工作在饱和区的最小VDS电压，VDS,PM5是MOS管PM5导通压降。MOS管PM5的宽长比越大，MOS管PM2的Vdsat,PM2越小，则I2*R1可取的值越大，MOS管NM1导通时的VGS，NM1值就会越大，MOS管NM1的导通电阻就越小，OC端的时间常数就越小，OC管脚的下降时间就越快。
通过MOS管PM3及MOS管NM1构成一个新颖的输出反相器结构，在锂电池正常充放电状态下，电路中没有电流通路，没有静态电流消耗，有效地减小了电路的静态功耗。电路输出节点的RC时间常数小，在芯片需要进入充电过流或过充电保护的状态下，能够将充电MOS的栅极寄生电容的电压快速放电到VCS，OC信号的下降时间达到微秒级别，能够有效的保证电池和电池保护板的安全工作。对于芯片设计所需的工艺的要求不高，通用性好，该电路内的所有高压NMOS、PMOS管，只有VDS耐高压的要求，没有VGS耐高压的要求，因此该电路可以在几乎所有主流的BCD工艺平台上实现，增加了电路设计的灵活性。由于该电路内部的MOS管均没有VGS耐高压的要求，因此省去了厚栅氧工艺的掩膜版制造和额外的光刻工序，降低了芯片的制造成本。
其中，本实施例中的锂电池保护IC不仅可以应用在单独封装的锂电池保护IC中，也可以应用在锂电池保护IC与充电MOS管合封的芯片，以及无外围电路的锂电池保护IC中。
需要说明的是，尽管在本文中已经对上述各实施例进行了描述，但并非因此限制本发明的专利保护范围。因此，基于本发明的创新理念，对本文所述实施例进行的变更和修改，或利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，直接或间接地将以上技术方案运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围之内。
Claims (6)
1.一种MOS管驱动电路，其特征在于，包括电流镜单元、电流开关单元、输出反相器单元及压降电阻；
所述电流镜单元的输入端连接于电流源I1，输出端连接于电流开关单元的源端；
所述电流开关单元的控制端连接于锂电池保护IC的控制信号cout端，漏端连接于输出反相器单元；
所述输出反相器单元包括MOS管NM1及MOS管PM3，所述MOS管NM1的栅极连接于电流开关单元的漏端，漏极连接于MOS管PM3的漏端，源极连接于锂电池保护IC的电流检测端口，所述MOS管PM3的栅极连接于锂电池保护IC的控制信号coutb端，漏极通过限流电阻R3连接于锂电池保护IC的充电MOS控制管脚，源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚；
所述压降电阻跨接于MOS管NM1的栅极与源极之间；
控制信号coutb与控制信号cout为反相信号；
当锂电池正常充放电时，控制信号cout=VDD，控制信号coutb=VSS，所述电流开关单元关闭，压降电阻R1无电流通过，所述MOS管NM1关断，所述MOS管PM3导通；
当锂电池发生充电过压或充电过流的现象时，控制信号cout=VSS，控制信号coutb=VDD，所述MOS管PM3关断，所述电流开关单元导通，电流源I1为电流镜单元引入偏置电流I1，所述电流镜单元输出电流I2至压降电阻R1，所述MOS管NM1导通。
2.根据权利要求1所述MOS管驱动电路，其特征在于，还包括限流电阻R2，所述限流电阻R2设置在MOS管NM1的源极与锂电池保护IC的电流检测端口之间。
3.根据权利要求1所述MOS管驱动电路，其特征在于，还包括静电防护单元，所述静电防护单元包括MOS管PM4，所述MOS管PM4的栅极及源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，漏极连接于锂电池保护IC的充电MOS控制管脚。
4.根据权利要求1所述MOS管驱动电路，其特征在于，所述电流开关单元为高压MOS管PM5。
5.根据权利要求1所述MOS管驱动电路，其特征在于，所述电流镜单元包括MOS管PM1及MOS管PM2，所述MOS管PM1的源极及MOS管PM2的源极连接于锂电池保护IC的VDD引脚，所述MOS管PM1的栅极及MOS管PM1的漏极和MOS管PM2的栅极接电流源I1，所述MOS管PM2的漏极连接于电流开关单元PM5的源端。
6.一种锂电池保护IC，其特征在于，包括MOS管驱动电路，所述MOS管驱动电路为上述权利要求1至5任一项所述的MOS管驱动电路。
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