JP3707355B2 - 電流検出回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は電流検出回路に関わり、特に、所定の負荷に流れる負荷電流をパワースイッチング素子を用いて制御する電流検出回路に係わる。さらに特に、検出電流に変換されるセンス電圧が受けるスイッチング素子のオン抵抗が有する変動特性を、電流検出の基準となる電圧にも与えることで、高検出精度を達成する電流検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、パワーMOSFETに並列接続されたミラーMOSFETにより、所定の負荷に流れる電流を検出する電流検出回路として、特開平9−257840号公報に開示された過電流検知回路が知られている。この過電流検知回路は、電流が流れる負荷と、この負荷にドレイン電極が接続された主MOSFET及びミラーMOSFETと、ミラーMOSFETのソース電極に接続された電流検出用抵抗と、ミラーMOSFETのソース電極の電位が入力される比較器と、この比較器に入力される基準電圧を供給する基準電圧発生回路とを有する。主MOSFETのソース電極及び電流検出用抵抗は接地電位に接続されている。負荷に流れる電流は、主MOSFETとミラーMOSFETに分流される。ミラーMOSFETに流れる電流は、電流検出用抵抗を流れることにより、電流検出用抵抗の両端のセンス電圧(Vs)に変換される。このセンス電圧により、主MOSトランジスタ及び負荷に流れる電流が検出される。
【0003】
この過電流検知回路において、主MOSFETとミラーMOSFETとの電流の分流比は、メインMOSFETのオン抵抗と、ミラーMOSFETのオン抵抗と電流検出用抵抗の合成抵抗との逆数比で決まる。通常、MOSFETのオン抵抗は所定の温度係数を有するため、この電流の分流比は温度により変化し、センス電圧(Vs)が温度特性を有することになる。そこで、基準電圧発生回路を所望の温度特性が得られるバンドギャップリファレンス回路で構成することで、センス電圧(Vs)の温度特性を基準電圧の温度特性により相殺させている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来技術では、センス電圧(Vs)と比較される基準電圧に対して、MOSFETのオン抵抗の温度特性の補正を施すことで、センス電圧(Vs)が受ける温度特性の影響を低減している。しかし、MOSFETのオン抵抗は、温度特性を有すると同時に、その抵抗値自体におおきなバラツキも有している。例えば、MOSFETのオン抵抗値のバラツキが±30%、温度係数が+0.34%/℃である場合、オン抵抗は+25℃でのオン抵抗標準値に対して、−40℃乃至+150℃の範囲で−46%乃至+85%の範囲の大きな誤差を有することとなる。したがって、上記従来技術に係わる過電流検知回路では、MOSFETのオン抵抗のバラツキを考慮していないため、電流検出の精度が著しく低下する。
【0005】
本発明はこのような従来技術の問題点を解決するために成されたものであり、本発明の目的は、高い電流検出精度あるいは過電流検出精度を有する電流検出回路を提供することである。
【0006】
本発明の他の目的は、スイッチング素子のオン抵抗が持つ温度特性のみならず、オン抵抗が持つ抵抗値のバラツキが電流検出精度に対して与える影響をも低減する電流検出回路を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記課題を達成するために、本発明の第1の特徴は、電流が流入する高電圧側端子と、電流が流出する低電圧側端子と、高電圧側端子に接続された第1の電極と、第2の電極と、第1の電極と第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する電流検出用スイッチング素子と、高電圧側端子に接続された第1の電極と、低電圧側端子に接続された第2の電極と、電流検出用スイッチング素子の制御電極に接続され、第1の電極と第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する主スイッチング素子と、電流検出用スイッチング素子の第2の電極と低電圧側端子との間に接続された電流検出用抵抗と、高電圧側端子の電圧及び低電圧側端子の電圧を入力として、過電流検出電流の変動量を、主スイッチング素子のオン抵抗値の変動量の影響を受けなくなるようにすることができる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、電流検出用スイッチング素子の第2の電極のセンス電圧と基準電圧とを比較する比較手段とを有する電流検出回路であって、高電圧側端子の電圧は変動し、低電圧側端子の電圧は変動しないことである。
【0008】
ここで、電流検出用スイッチング素子及び主スイッチング素子は、制御電極に印加される電圧信号により、第1の電極と第2の電極間の抵抗値が変化して第1の電極と第2の電極との間に電流が流れる状態(オン状態)と電流が流れない状態(オフ状態)を制御する半導体素子である。オン状態の第1の電極と第2の電極間の抵抗を「オン抵抗」と言う。オン抵抗は所定の温度特性と所定のバラツキを有する。温度特性は、オン抵抗の抵抗値が温度係数をもって変化することであり、温度係数はデバイスの構造により決定される。また、バラツキは、実際に製造されたデバイスの抵抗値とデバイス設計時の抵抗値との誤差の割合をいい、デバイスの製造条件等により決定される。
【0009】
電流検出用スイッチング素子及び主スイッチング素子として、バイポーラトランジスタ、接合型電界効果トランジスタ(ジャンクションFET)、MOS型電界効果トランジスタ(MOSFET)、IGBT等を用いることができる。バイポーラトランジスタ及びIGBTにおいて、第1の電極はコレクタ電極、第2の電極はエミッタ電極、制御電極はベース電極をそれぞれ示す。ジャンクションFET、MOSFETにおいて、第1の電極はドレイン電極、第2の電極はソース電極、制御電極はゲート電極をそれぞれ示す。
【0010】
本発明の第1の特徴によれば、電流検出用スイッチング素子の第2の電極のセンス電圧及び高電圧側端子の電圧は、主スイッチング素子及び電流検出用スイッチング素子のオン抵抗が有する温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。基準電圧生成手段が高電圧側端子の電圧に基づいて基準電圧を生成することにより、基準電圧もオン抵抗と同じ温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。したがって、基準電圧はセンス電圧と同様に温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。結果として、センス電圧が受ける影響を基準電圧が受ける影響により相殺することができるため、スイッチング素子のオン抵抗が有する温度特性及びバラツキの影響を受けずに、センス電圧と基準電圧を比較することができる。
【0011】
本発明の第1の特徴において、基準電圧生成手段は、高電圧側端子と低電圧側端子の間に順番に直列接続された第1の抵抗及び第2の抵抗と、前記第2の抵抗に接続された高圧側電極と、前記低電圧端子に接続された低圧側電極とを有する付加電源とを有し、基準電圧は、第1の抵抗と第2の抵抗の接続部分の電圧であることが望ましい。高電圧側端子の電圧を第1の抵抗及び第2の抵抗で分圧して基準電圧が生成されるため、基準電圧は高電源側端子の電圧と同様に温度特性及びバラツキの影響を受ける。したがって、基準電圧はセンス電圧と同様に温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。
【0012】
また、比較手段は、センス電圧と基準電圧が入力されるコンパレータであることが望ましい。コンパレータは、センス電圧と基準電圧が等しいか異なるかの2値化された出力信号を出力する。センス電圧と基準電圧が異なる状態から等しい状態に変化する時、あるいは、センス電圧と基準電圧が等しい状態から異なる状態に変化する時、コンパレータが出力する出力信号が反転する。この時に、主スイッチング素子に流れる電流、即ち過電流を、オン抵抗の温度特性及びバラツキの影響を受けずに検出することができる。つまり、高い過電流検出精度を有する過電流検出回路を提供することができる。
【0013】
さらに、比較手段は、センス電圧が入力された非反転入力端子と、基準電圧が入力された反転入力端子と、反転入力端子と出力端子との間に接続された第3の抵抗とを少なくとも有する演算増幅器であってもよい。演算増幅器の出力端子には、非反転入力端子に入力されたセンス電圧が増幅されて出力される。反転入力端子に入力される基準電圧が、センス電圧と同様に温度特性及びバラツキの影響を受けて変動するため、出力されるセンス電圧が受ける温度特性及びバラツキの影響が低減される。したがって、センス電圧を精度高く検出することができ、センス電圧を用いて主スイッチング素子に流れる電流を精度高く検出することができる。つまり、高い電流検出精度を有する電流検出回路を提供することができる。
【0014】
さらに、電流検出用スイッチング素子及び主スイッチング素子は、同一半導体基板上に形成されていることが望ましい。また、主スイッチング素子は、電流検出用スイッチング素子と同じデバイス構造を有する複数の単位スイッチング素子を並列に接続して構成されていることが望ましい。半導体基板表面に複数の単位スイッチング素子を同時に形成し、これらの一部を半導体基板上に形成された配線層により並列に接続して主スイッチング素子を構成し、残りの単位スイッチング素子を用いて電流検出用スイッチング素子を構成する。また、主スイッチング素子を構成する単位スイッチング素子のデバイス構造が電流検出用スイッチング素子と等しい。したがって、主スイッチング素子と電流検出用スイッチング素子のオン抵抗が有する温度特性及びバラツキが等しくなる。
【0015】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、高い電流検出精度あるいは過電流検出精度を有する電流検出回路を提供することができる。
【0016】
また本発明によれば、スイッチング素子のオン抵抗が持つ温度特性のみならず、オン抵抗が持つ抵抗値のバラツキが電流検出精度に対して与える影響をも低減する電流検出回路を提供することができる。
【0017】
【発明の実施の形態】
(第1実施形態)
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係わる過電流検出回路1の構成を示す回路図である。本発明の第1実施形態に係わる過電流検出回路1は、電流が流入する高電圧側端子3と、電流が流出する低電圧側端子4と、高電圧側端子3に接続された第1の電極と第2の電極と第1の電極と第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する電流検出用スイッチング素子5と、高電圧側端子3に接続された第1の電極と低電圧側端子4に接続された第2の電極と第1の電極と第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する主スイッチング素子7と、電流検出用スイッチング素子5の第2の電極と低電圧側端子4との間に接続された電流検出用抵抗6と、高電圧側端子3の電圧(Vd)に基づいて基準電圧(Vr)を生成する基準電圧生成手段(10、11、19)と、電流検出用スイッチング素子5の第2の電極のセンス電圧(Vs)と基準電圧(Vr)とを比較する比較手段8とを有する。
【0018】
電流検出用スイッチング素子及び主スイッチング素子は、制御電極に印加される電圧信号により、第1の電極と第2の電極間の抵抗値が変化して第1の電極と第2の電極との間に電流が流れる状態(オン状態)と電流が流れない状態(オフ状態)を制御する半導体素子である。オン状態の第1の電極と第2の電極間の抵抗を「オン抵抗」と言う。オン抵抗は所定の温度特性と所定のバラツキを有する。温度特性は、オン抵抗の抵抗値が温度係数をもって変化することであり、温度係数はデバイスの構造により決定される。また、バラツキは、実際に製造されたデバイスの抵抗値とデバイス設計時の抵抗値との誤差の割合をいい、デバイスの製造条件等により決定される。
【0019】
ここでは、電流検出用スイッチング素子はミラーMOSFET5であり、主スイッチング素子は主MOSFET7である。また、第1の電極、第2の電極、及び制御電極は、それぞれドレイン電極、ソース電極、及びゲート電極である。主MOSFET7はパワーMOSFETであり、1つの半導体基板13上に形成された複数の単位MOSFETを並列に接続して1つのパワーMOSFETが構成されている。一方、ミラーMOSFET5は主MOSFET7と同じ半導体基板13上に形成されている。ミラーMOSFET5のデバイス構造は単位MOSFETのそれと同じである。即ち、半導体基板13上に形成された複数の単位MOSFETを並列に接続して主MOSFET7が構成され、半導体基板13上に残された単位MOSFETを用いてミラーMOSFET5が構成されている。ミラーMOSFET5及び主MOSFET7は共に、エンハンスト型のnチャンネルMOSFETである。また、ミラーMOSFET5及び主MOSFET7の制御電極には共通の入力信号(Vin)が入力される。ミラーMOSFET5と主MOSFET7は、互いのドレイン電極とゲート電極がそれぞれ接続されている。即ち、ミラーMOSFET7は、主MOSFETにミラー接続されている。
【0020】
基準電圧生成手段は、高電圧側端子3と低電圧側端子4の間に順番に直列接続された第1の抵抗10、第2の抵抗11、及び付加電源19とからなる。付加電源19の高圧側電極は第2の抵抗11に接続され、低圧側電極は低電圧側端子4に接続されている。基準電圧(Vr)は、第1の抵抗10と第2の抵抗11の接続部分の電圧である。
【0021】
比較手段は、センス電圧(Vs)および基準電圧(Vr)が入力されたコンパレータ8である。コンパレータ8は、センス電圧(Vs)が基準電圧(Vr)より大きいか小さいかの2値化された出力信号(Vout)を出力する。センス電圧(Vs)が基準電圧(Vr)より小から大に変化する時、あるいは、センス電圧(Vs)が基準電圧(Vr)より小から大に変化する時、コンパレータ8が出力する出力信号(Vout)が反転する。
【0022】
高電圧側端子3は負荷12に接続され、負荷12が駆動するための負荷電流を供給する電源17が負荷12に接続されている。即ち、電流検出回路1は負荷12とGNDとの間に接続されている。
【0023】
入力信号(Vin)が正電圧レベルになると、ミラーMOSFET5及び主MOSFET7のドレイン−ソース間が、所定のオン抵抗を持った導通状態(オン状態)となる。そして、電源17から供給される負荷電流が負荷12を流れ、負荷12が駆動する。電流検出回路1の高電圧側端子3に流入した負荷電流は、主MOSFET7に流れる検出電流(Id)とミラーMOSFET5に流れる電流とに分流される。ミラーMOSFET5に流れる電流は電流検出用抵抗6を流れ、電流に比例した電圧降下が生じる。そして、ミラーMOSFET5に流れる電流は低電圧側端子を介してGNDに流れる。ミラーMOSFET5に流れる電流は電流検出抵抗6の両端の電圧に変換され、ミラーMOSFET5のソース電極のセンス電位(Vs)がコンパレータ8の一方の入力端子に入力される。また、高電圧側端子3と低電圧側端子4の間に接続された第1の抵抗10、第2の抵抗11、及び付加電源19にも負荷電流の一部分が流れる。第1の抵抗10、第2の抵抗11、及び付加電源19により、高電圧側端子3の電圧(Vd)を分圧した基準電圧(Vr)がコンパレータ8の他方の入力端子に入力される。負荷12が通常駆動して、駆動電流が正常である状態では、基準電圧(Vr)は、センス電圧(Vs)よりも高く設定されている。負荷12に漏電などの異常が生じ、駆動電流が増加した場合、主MOSFET7を流れる検出電流(Id)が増加し、ミラーMOSFET5を流れる電流も増加する。電流検出用抵抗5に流れる電流が増加すると、センス電圧(Vs)が上昇する。そして、センス電圧(Vs)が基準電圧(Vr)を越えると、比較器2の出力信号(Vout)の出力信号が反転し、主MOSFET7に過電流が流れたことを検出する。
【0024】
上記構成を有する過電流検出回路1において、各構成要素のパラメータを調節することで、オン抵抗の温度特性及びバラツキの影響を低減し、高い精度で検出電流(Id)を検出することができる。以下に、各構成要素のパラメータの条件式について説明する。
【0025】
主MOSFET7のオン抵抗値をRon、主MOSFET7に流れる検出電流をIdとすると、高電圧側端子の電圧(Vd)は、
Vd=Ron・Id ‥‥(1)
で表される。また、ミラーMOSFET5は、主MOSFET7の構成単位である単位MOSFETとデバイス構造が等しい。主MOSFET7を構成する単位MOSFETの個数をmとおくと、ミラーMOSFET5のオン抵抗値は、主MOSFET7のオン抵抗値(Ron)のm倍となる。mは、有理数である。電流検出用抵抗6の抵抗値をRsとおくと、センス電圧(Vs)は、
Vs={Rs/(Rs+m・Ron)}・Vd ‥‥(2)
で表される。また、第1の抵抗10及び第2の抵抗11の抵抗値をそれぞれR1、R2とし、付加電源の電圧をVAとおくと、基準電圧(Vr)は、
で表される。
【0026】
コンパレータ8は、
Vr=Vs ‥‥(4)
の時、主MOSFET7に過電流が流れたことを検出する。このときの検出電流Idを過電流検出電流Iocとおくと、(4)式は(1)乃至(3)式を用いて、
と表される。(5)式を変形すると、過電流検出電流Iocは、
で表される。
【0027】
(6)式は、MOSFET(5、7)のオン抵抗が、温度特性及びバラツキにより変動することで、過電流検出電流Iocが変動することを示している。つまり、過電流検出電流Iocは、オン抵抗Ronの関数であることを示している。したがって、(6)式の両辺を「Ron」で微分することにより、過電流検出電流Iocの変動量(dIoc/Ioc)とオン抵抗Ronの変動量(dRon/Ron)との関係式を求めることができる。なおここでは、オン抵抗(Ron)以外の抵抗(6、10、11)及び付加電源VAは温度特性及びバラツキを有さない定数であるとする。過電流検出電流Iocの変動量(dIoc/Ioc)は、
で表される。なお、オン抵抗Ronの変動量(dRon/Ron)は、オン抵抗が有する温度特性及びバラツキに起因して発生するものである。
【0028】
さらに、(7)式の右辺の係数の分子を0とおくと、
R2・m・Ron・(2・Rs+m・Ron)−R1・Rs2=0 ‥‥(8)
で表される。そして、(8)式を変形すると、
R2/R1=Rs2/{m・Ron・(2・Rs+m・Ron)} ‥‥(9)
となる。
【0029】
第1の抵抗10及び第2の抵抗11の抵抗値(R1、R2)を(9)式を満たすように設定することにより、dIoc/Ioc=0となり、過電流検出電流Iocの変動量(dIoc/Ioc)は、主MOSFET7のオン抵抗値Ronの変動量(dRon/Ron)の影響をまったく受けなくなる。
【0030】
図4は、オン抵抗が温度特性及びバラツキを有するスイッチング素子(MOSFET)の誤差範囲の一例を示すグラフである。図4において、MOSFETのオン抵抗値は、バラツキが±30%、温度係数が+0.34%/℃である。この場合、オン抵抗は+25℃でのオン抵抗標準値に対して、−40℃乃至+150℃の範囲で−46%乃至+85%の範囲の大きな誤差を有することとなる。第1の抵抗10及び第2の抵抗11の抵抗値(R1、R2)が(9)式を満たすことにより、過電流検出電流Iocは、オン抵抗Ronが有する温度特性及びバラツキによるこの誤差の影響を受けず、安定した値を得ることができる。
【0031】
以上説明したように、ミラーMOSFET5のソース電極のセンス電圧(Vs)及び高電圧側端子の電圧(Vd)は、ミラーMOSFET5及び主MOSFET7のオン抵抗(Ron)が有する温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。高電圧側端子の電圧(Vd)を第1の抵抗10及び第2の抵抗11で分圧して基準電圧(Vr)が生成されるため、基準電圧もオン抵抗(Ron)の温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。したがって、基準電圧(Vr)はセンス電圧(Vs)と同様に温度特性及びバラツキの影響を受けて変動する。結果として、センス電圧(Vs)が受ける影響を基準電圧(Vr)が受ける影響により相殺することができるため、MOSFET(5、7)のオン抵抗(Ron)が有する温度特性及びバラツキの影響を受けずに、センス電圧(Vs)と基準電圧(Vr)を高精度で比較することができる。したがって、センス電圧(Vs)と基準電圧(Vr)の大小関係が逆転して、コンパレータ8が出力する2値信号が反転する時の主MOSFET7に流れる検出電流、即ち過電流を、オン抵抗(Ron)が有する温度特性及びバラツキの影響を受けずに検出することができる。
【0032】
(第2の実施の形態)
次に、本発明の第2実施形態に係わる電流検出回路2について説明する。図2は、本発明の第2実施形態に係わる電流検出回路2の構成を示す回路図である。図2に示す電流検出回路2において、図1に示した過電流検出回路1と同一構成である部分については、同一記号を付して、構成要素及びその動作の詳細な説明を省略する。
【0033】
図2に示すように、本発明の第2実施形態に係わる電流検出回路2は、電流が流入する高電圧側端子3と、電流が流出する低電圧側端子4と、高電圧側端子3に接続されたドレイン電極とソース電極とドレイン電極とソース電極間を流れる電流を制御するゲート電極とを有するミラーMOSFET5と、高電圧側端子3に接続されたドレイン電極と低電圧側端子4に接続されたソース電極とドレイン電極とソース電極間を流れる電流を制御するゲート電極とを有する主MOSFET7と、ミラーMOSFET素子5のソース電極と低電圧側端子4との間に接続された電流検出用抵抗6と、高電圧側端子3の電圧(Vd)に基づいて基準電圧(Vr)を生成する基準電圧生成手段(10、11)と、ミラーMOSFET5のソース電極のセンス電圧(Vs)と基準電圧(Vr)とを比較する比較手段9とを有する。
【0034】
ミラーMOSFET5及び主MOSFET7は、同一半導体基板13上に形成され、主MOSFET7は、ミラーMOSFET5と同じデバイス構造を有する複数の単位スイッチング素子を並列に接続して構成されている。基準電圧生成手段は、高電圧側端子3と低電圧側端子4の間に順番に直列接続された第1の抵抗10及び第2の抵抗11とからなる。基準電圧(Vr)は、第1の抵抗10と第2の抵抗11の接続部分の電圧である。比較手段は、センス電圧(Vs)が入力された非反転入力端子と、基準電圧(Vr)が入力された反転入力端子と、反転入力端子と出力端子との間に接続された第3の抵抗14とを有する演算増幅器(オペアンプ)9である。高電圧側端子3は負荷12に接続され、負荷12が駆動するための負荷電流を供給する電源17が負荷12に接続されている。
【0035】
入力信号(Vin)によりミラーMOSFET5及び主MOSFET7がオン状態となると、負荷12が駆動し、負荷電流は、主MOSFET7に流れる検出電流(Id)とミラーMOSFET5に流れる電流とに分流される。ミラーMOSFET5に流れる電流は電流検出抵抗6の両端の電圧に変換され、センス電圧(Vs)が演算増幅器9の一方の入力端子に入力される。また、高電圧側端子3と低電圧側端子4の間に接続された第1の抵抗10及び第2の抵抗11にも負荷電流の一部分が流れる。第1の抵抗10および第2の抵抗11により、高電圧側端子3の電圧(Vd)が分圧される。第1の抵抗10と第2の抵抗11の接続部分の基準電圧(Vr)が演算増幅器9の他方の入力端子に入力される。演算増幅器9の反転入力端子と出力端子との間に第3の抵抗14が接続されているため、演算増幅器9の出力端子には、非反転入力端子に入力されたセンス電圧(Vs)が増幅されて出力される。センス電圧(Vs)は主MOSFET7を流れる検出電流(Id)に比例するため、センス電圧(Vs)から検出電流(Id)を算出することができる。
【0036】
上記構成を有する電流検出回路2において、オン抵抗Ronの温度特性及びバラツキの影響を低減し、高い精度で検出電流(Id)を検出する各構成要素のパラメータの条件式について説明する。主MOSFET7のオン抵抗値をRon、主MOSFET7に流れる検出電流をIdとすると、高電圧側端子の電圧(Vd)は、(1)式で表される。また、主MOSFET7を構成する単位MOSFETの個数をmとおくと、ミラーMOSFET5のオン抵抗値は、主MOSFET7のオン抵抗値(Ron)のm倍となる。mは、有理数である。電流検出用抵抗6の抵抗値をRsとおくと、センス電圧(Vs)は、(2)式で表される。
【0037】
また、図3は、図2に示した電流検出回路2の等価回路を示す回路図である。テブナンの定理を用いると、第1の抵抗10(RA)及び第2の抵抗11(RB)は、図3に示すように、演算増幅器9の非反転入力端子と低電圧側端子4との間に直列に接続された高電圧側端子3の電圧(Vd)のa倍の電圧を持つ等価電源16(a・Vd)、及び第1の抵抗10及び第2の抵抗11を並列接続したときの合成抵抗値を持つ等価抵抗15(RA)に置き換えることができる。ここで、a及び等価抵抗15の抵抗値RAの値はそれぞれ、
a=R2/(R1+R2) ‥‥(10)
RA=a・R1 ‥‥(11)
で表される。
【0038】
この時、演算増幅器9の出力電圧Voutは、
Vout=(1+RB/RA)・Vs−(RB/RA)・a・Vd ‥(12)
で表される。(12)式に(1)及び(2)式を代入すると、(12)式は、
で表される。
【0039】
(13)式は、演算増幅器9の出力電圧VoutがMOSFET(5、7)のオン抵抗Ronの関数であることを示している。したがって、(13)式の両辺を「Ron」で微分することにより、演算増幅器9の出力電圧Voutの変動量(dVout/Vout)とオン抵抗Ronの変動量(dRon/Ron)との関係式を求めることができる。なおここでは、オン抵抗(Ron)以外の抵抗(6、10、11)は温度特性及びバラツキを有さない定数であるとする。演算増幅器9の出力電圧の変動量(dVout/Vout)は、
で表される。
【0040】
さらに、(14)式の右辺の係数の分子を0とおくと、
で表される。そして、(15)式を変形すると、
a=(1+RA/RB)・{Rs/(Rs+m・Ron)}2 ‥‥(16)
となる。
【0041】
(10)式から、第1の抵抗10及び第2の抵抗11の抵抗値(R1、R2)を(16)式を満たすように設定することにより、dVout/Vout=0となり、演算増幅器9の出力電圧Voutの変動量(dVout/Vout)は、MOSFET(5、7)のオン抵抗値Ronの変動量(dRon/Ron)の影響をまったく受けなくなる。したがって、図4に示したようにMOSFET(5、7)のオン抵抗が大きな誤差範囲を有する場合であっても、(16)式を満たすことにより、演算増幅器9の出力電圧Voutは、オン抵抗Ronが有する温度特性及びバラツキの影響を受けず、安定した値を得ることができる。
【0042】
以上説明したように、演算増幅器9の反転入力端子に入力される基準電圧(Vr)が、センス電圧(Vs)と同様に温度特性及びバラツキの影響を受けて変動するため、演算増幅器9から出力される出力電圧、つまり、センス電圧(Vs)が受ける温度特性及びバラツキの影響が低減される。したがって、センス電圧(Vs)を精度高く検出することができ、センス電圧(Vs)を用いて主スイッチング素子に流れる電流を精度高く検出することができる。
【0043】
(その他の実施形態)
上記のように、本発明は第1及び第2の実施形態によって記載したが、この開示の一部を成す論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【0044】
本発明の第1及び第2の実施形態では、電流検出用スイッチング素子5及び主スイッチング素子7が、それぞれMOSFETである場合について説明したが、これに限定されるものではない。電流検出用スイッチング素子5及び主スイッチング素子7として、バイポーラトランジスタ、接合型電界効果トランジスタ(ジャンクションFET)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いることができる。バイポーラトランジスタ及びIGBTにおいて、第1の電極はコレクタ電極、第2の電極はエミッタ電極、制御電極はベース電極をそれぞれ示す。ジャンクションFETにおいて、第1の電極はドレイン電極、第2の電極はソース電極、制御電極はゲート電極をそれぞれ示す。
【0045】
さらに、第1及び第2の実施形態では、高電圧側端子3は負荷12に接続され、負荷12が駆動するための負荷電流を供給する電源17が負荷12に接続されている。即ち、過電流検出回路1あるいは電流検出回路2が、負荷12とGNDとの間に接続されている、いわゆる「ローサイドスイッチIC」の場合について説明したが、これに限られるわけではない。過電流検出回路1あるいは電流検出回路2は、高電圧側端子3に電源17が接続され、低電圧側端子4に負荷が接続されている、いわゆる「ハイサイドスイッチIC」であってもよい。
【0046】
さらに、第2実施形態に係わる電流検出回路2は、過電流検出回路1と同様に、第2の抵抗11と低電圧側端子に接続された付加電源を更に有していても構わない。
【0047】
このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態に係わる過電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図2】本発明の第2実施形態に係わる電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図3】図2に示した電流検出回路の等価回路である。
【図4】オン抵抗が温度特性及びバラツキを有するスイッチング素子(MOSFET)の誤差範囲の一例を示すグラフである。
【符号の説明】
1 過電流検出回路
2 電流検出回路
3 高電圧側端子
4 低電圧側端子
5 電流検出用スイッチング素子(ミラーMOSFET)
6 電流検出用抵抗
7 主スイッチング素子(主MOSFET)
8 比較手段(コンパレータ)
9 演算増幅器
10 第1の抵抗
11 第2の抵抗
12 負荷
13 半導体基板
19 付加電源
Claims (5)
- 電流が流入する高電圧側端子と、
前記電流が流出する低電圧側端子と、
前記高電圧側端子に接続された第1の電極と、第2の電極と、当該第1の電極と当該第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する電流検出用スイッチング素子と、
前記高電圧側端子に接続された第1の電極と、前記低電圧側端子に接続された第2の電極と、前記電流検出用スイッチング素子の制御電極に接続され、当該第1の電極と当該第2の電極間を流れる電流を制御する制御電極とを有する主スイッチング素子と、
前記電流検出用スイッチング素子の前記第2の電極と前記低電圧側端子との間に接続された電流検出用抵抗と、
前記高電圧側端子の電圧及び前記低電圧側端子の電圧を入力として、過電流検出電流の変動量を、前記主スイッチング素子のオン抵抗値の変動量の影響を受けなくなるようにすることができる基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
前記電流検出用スイッチング素子の前記第2の電極のセンス電圧と前記基準電圧とを比較する比較手段とを有し、
前記高電圧側端子の電圧は変動し、前記低電圧側端子の電圧は変動しないことを特徴とする電流検出回路。 - 前記基準電圧生成手段は、
前記高電圧側端子と前記低電圧側端子の間に順番に直列接続された第1の抵抗及び第2の抵抗と、
前記第2の抵抗に接続された高圧側電極と、前記低電圧端子に接続された低圧側電極とを有する付加電源とを有し、
前記基準電圧は、前記第1の抵抗と前記第2の抵抗の接続部分の電圧である
ことを特徴とする請求項1記載の電流検出回路。 - 前記比較手段は、前記センス電圧と前記基準電圧が入力されるコンパレータであることを特徴とする請求項2記載の電流検出回路。
- 前記基準電圧生成手段は、前記高電圧側端子と前記低電圧側端子の間に順番に直列接続された第1の抵抗及び第2の抵抗を有し、
前記基準電圧は、前記第1の抵抗と前記第2の抵抗の接続部分の電圧であり、
前記比較手段は、
前記センス電圧が入力された非反転入力端子と、
前記基準電圧が入力された反転入力端子と、
前記反転入力端子と出力端子との間に接続された第3の抵抗と
を有する演算増幅器であることを特徴とする請求項1記載の電流検出回路。 - 前記電流検出用スイッチング素子及び前記主スイッチング素子は、同一半導体基板上に形成され、
前記主スイッチング素子は、前記電流検出用スイッチング素子と同じデバイス構造を有する複数の単位スイッチング素子を並列に接続して構成されている
ことを特徴とする請求項1記載の電流検出回路。
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