CN112217440A - 对缓冲电容器充电的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及对缓冲电容器充电的系统和方法。根据一个实施例，一种方法包括：监测跨缓冲电容器的第一电压；当所监测的第一电压低于第一阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第一电流路径；当所监测的第一电压低于第二阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第二电流路径，以及将电力从缓冲电容器传输到跨缓冲电容器耦合的驱动器电路。

Description

对缓冲电容器充电的系统和方法
技术领域
本发明总体上涉及一种用于对缓冲电容器充电的系统和方法。
背景技术
诸如三相电机等AC电机在诸如汽车、工业和HVAC(供热、通风和空调)等应用中越来越受欢迎。通过将在传统电机中使用的机械换向器替换为电子设备，可以提高可靠性，提高耐用性，并且减小外形尺寸。作为示例，AC电机的其他优点包括更好的速度与转矩特性、更快的动态响应和更高的速度范围。通常，AC电机(例如，三相电机)具有生成脉冲宽度调制(PWM)信号的控制器，该PWM信号用于产生用于耦合到电机的不同相的功率开关的驱动信号。这些PWM信号可以确定提供给电机的线圈的平均电压和平均电流，从而控制电机速度和转矩。
用于激活功率开关的驱动信号的电压电平通常高于提供给电机控制系统的电压电平。例如，从12V汽车电池向电机提供电流的高侧功率开关可能需要超过由汽车电池提供的12V的驱动电压。因此，在很多系统中，附加的升压电路系统用于生成用于激活功率开关的较高电压电平。该升压电路系统可以包括例如开关模式功率转换器、电荷泵和/或升压电容器。然而，这种开关模式升压电路系统的使用可能产生电干扰，该电干扰尤其影响电机系统的操作或电机驻留在其中的系统的操作。
发明内容
根据一个实施例，一种方法包括：监测跨缓冲电容器的第一电压；当所监测的第一电压低于第一阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第一电流路径，其中第一电流路径提供与第一阈值电压与所监测的第一电压之间的差成比例的第一电流，第一电流不超过第一最大电流；当所监测的第一电压低于第二阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第二电流路径，其中第二电流路径提供与第二阈值电压与所监测的第一电压之间的差成比例的第二电流，第二电流不超过第二最大电流，其中第一阈值电压大于第二阈值电压，并且第一最大电流小于第二最大电流；以及将电力从缓冲电容器传输到跨缓冲电容器耦合的驱动器电路。
根据另一实施例，一种系统包括：驱动器电路，具有被配置为耦合到缓冲电容器的第一端子的驱动器电路电源节点、被配置为耦合到缓冲电容器的第二端子的参考节点、以及被配置为耦合到开关晶体管的控制节点的驱动输出；第一电流路径电路，耦合在电源节点与驱动器电路电源节点之间；第二电流路径电路，耦合在电源节点与驱动器电路电源节点之间；以及缓冲电容器监测电路，被配置为：测量驱动器电路电源节点与参考节点之间的第一电压，当所测量的第一电压低于第一阈值电压时，激活第一电流路径电路，并且引起第一电流路径电路输出与第一阈值电压与第一电压之间的差成正比的第一电流，第一电流不超过第一最大电流，以及当所测量的第一电压低于第二阈值电压时，激活第二电流路径电路，并且引起第二电流路径电路输出与第二阈值电压与第一电压之间的差成比例的第二电流，第二电流不超过第二最大电流，其中第一阈值电压大于第二阈值电压，并且第一最大电流小于第二最大电流。
根据另一实施例，一种电机系统包括：半桥电路，包括高侧晶体管和低侧晶体管；高侧驱动器，具有耦合到高侧晶体管的控制节点的输出；低侧驱动器，具有耦合到低侧晶体管的控制节点的输出；缓冲电容器，具有耦合到升压电源节点和高侧驱动器的电源节点的第一端子、和耦合到高侧驱动器的参考节点和半桥电路的输出节点的第二端子；第一晶体管，耦合在电源节点与升压电源节点之间，第一晶体管被配置为提供第一电流；第二晶体管，耦合在电源节点与升压电源节点之间，第二晶体管被配置为提供为第一电流的至少十倍的第二电流；缓冲电容器监测电路，被配置为：测量升压电源节点与参考节点之间的第一电压，当所测量的第一电压低于第一阈值时，激活第一晶体管，测量升压电源节点与参考节点之间的第二电压，以及当所测量的第一电压低于第二阈值时，激活第二晶体管，其中第一阈值大于第二阈值；以及模数转换器，耦合到半桥电路并且被配置为数字化流过半桥电路的电流。
附图说明
下面将详细讨论当前优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了很多可应用的发明构思，这些发明构思可以在各种各样的特定上下文中体现。所讨论的特定实施例仅说明制造和使用本发明的特定方式，而非限制本发明的范围。
图1示出了实施例充电系统的示意图；
图2A、图2B、图2C和图2D示出了说明实施例充电电路的操作的曲线图；
图3A和图3B示出了实施例充电电路的示意图；
图4示出了实施例电机控制系统的示意图；以及
图5示出了实施例方法的框图。
除非另外指出，否则不同图中的相应数字和符号通常指代相应的部分。附图被绘制以清楚地示出优选实施例的相关方面，而不一定按比例绘制。为了更清楚地说明某些实施例，在附图编号之后可以加上表示相同结构、材料或工艺步骤的变化的字母。
具体实施方式
下面将详细讨论当前优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了很多可应用的发明构思，这些发明构思可以在各种各样的特定上下文中体现。所讨论的特定实施例仅说明制造和使用本发明的特定方式，而非限制本发明的范围。
将在特定上下文中关于优选实施例并且在电机控制电路的上下文中关于用于对缓冲电容器充电的系统和方法来描述本发明。然而，本发明可以应用于控制一个或多个晶体管的开关状态的其他类型的电路，包括但不限于开关模式电源系统、电源系统、工业控制系统、音频系统和处理系统。
根据一个实施例，一种充电电路用于使用至少两个不同的电流电平(较高电流电平和较低电流电平)来对开关驱动器的缓冲电容器进行充电。当缓冲电容器被高度放电时，较高电流电平用于对缓冲电容器充电，而当缓冲电容器被较低程度地放电时，较低电流电平用于对缓冲电容器充电。例如，当跨电容器的电压小于阈值电压时，可以使用较高电流电平对电容器充电，而当跨电容器的电压大于阈值电压(但是小于完全充电电压)时，可以使用较低电流电平对电容器充电。通过在缓冲电容器被放电到较低程度时使用较低电流电平来对缓冲电容器充电，可以有利地减少或避免大电流瞬变的发生。这种电流瞬变的减少或避免也可以有利地减少干扰引起的测量误差的发生。
图1A示出了根据本发明的实施例的开关系统2。如图所示，充电系统2包括耦合到半桥驱动器15的集成电路10，该半桥驱动器15包括高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19。半桥驱动器15被示出为耦合到负载20，负载20可以表示任何类型的负载，包括但不限于电机、开关模式电源中的电感器或变压器、或其他类型的负载。集成电路10包括升压器30、充电电路12、电流测量电路40、控制器46、被配置为驱动高侧开关晶体管18的驱动电路32、以及被配置为驱动低侧开关晶体管19的驱动电路34。在一些实施例中，集成电路10的各种电路系统可以设置在单个单片半导体集成电路(诸如单个半导体基板)上和/或在与其他公开的系统组件相同的单片半导体集成电路上。
如图所示，驱动器32是与缓冲电容器36并联耦合的浮栅驱动器，其用作驱动器32的本地电源，使得缓冲电容器36的一个端子在升压电源节点BH处耦合到驱动器32的驱动器电路电源节点，并且缓冲电容器36的另一端子在输出节点SH处耦合到驱动器32的参考节点。在操作期间，充电电路12将缓冲电容器36充电到预定电压，以确保驱动器32具有足够高以导通高侧晶体管18的电源电压。充电电路12包括低电流路径电路26(也称为“第一电流路径电路”)、控制低电流路径电路26的放大器22、高电流路径电路28(也称为“第二电流路径电路”)、以及控制高电流路径电路28的放大器24。放大器22和24可以统称为缓冲电容器监测电路。二极管D1可以耦合在升压电源节点BH与低电流路径电路26和高电流路径电路28的输出之间，以防止缓冲电容器通过充电电路12放电。在备选实施例中，附加的电流路径电路(以及附加的对应的控制放大器)可以与低电流路径电路26和高电流路径电路28并联耦合，以便在跨缓冲电容器36的电压与由充电电路12提供的电流量之间的关系方面提供更多粒度。
在操作期间，放大器22将跨缓冲电容器36的电压(也称为“第一电压”)与第一阈值电压VT1进行比较，并且根据第一电压与第一阈值电压VT1之间的差来控制低电流路径电路26的电流。类似地，放大器24将跨缓冲电容器36的电压与第二阈值电压VT2进行比较，并且根据第一电压与第二阈值电压VT2之间的差来控制低电流路径电路26的电流。在各种实施例中，由高电流路径电路28提供的电流高于由低电流路径电路26提供的电流，并且第一阈值电压VT1高于第二阈值电压VT2。例如，在一个实施例中，由高电流路径电路28提供的电流在约100mA至约350mA之间，由低电流路径电路26提供的电流在约10mA至约35mA之间，第一阈值电压VT1约为10V，第二阈值电压VT2约为9V。取决于特定实施例及其规定，可以使用其他阈值电压。在一些实施例中，由高电流路径电路28提供的电流是由低电流路径电路26提供的电流的约十倍；然而，在其他实施例中，由高电流路径电路28提供的电流为由低电流路径电路26提供的电流的十倍以下。
在各种实施例中，缓冲电容器36的电容被设置为使得由低电流路径电路26提供的电流足以确保跨缓冲器36的电压VCAP在标称操作条件下大于第一阈值电压VT1。与利用不受控制的缓冲电容器充电的系统和/或其中缓冲电容器要承受高浪涌电流的系统相比，通过使用低电流路径电路26的相对较低的电流来保持缓冲电容器36上的电荷，可以大大减少跨驱动器电路32的电源输入出现电源干扰。在这样的系统中，如此高的浪涌电流可能会在半桥驱动器中引起电流瞬变。这些电流瞬变可能导致电流测量误差并且影响驱动器电路的性能。在本发明的一些实施例中，在正常操作条件下使用低电流路径电路26可以将这样的电流干扰的幅度保持在一个最低有效位(LSB)以下，如由如下所述的模数转换器42和电流测量电路40测量的。
但是，在非标称或紧急运行情况下，由高电流路径电路28提供的较高电流可以用于对缓冲电容器36快速充电。例如，在充电系统2暴露于强电磁干扰(EMI)、静电放电(ESD)或其他瞬态条件的情况下，跨缓冲电容器36的电压VCAP可以下降到第二阈值电压VT2以下，在这种情况下，高电流路径电路28被激活以对缓冲电容器36快速充电。在足够高的电压下保持跨缓冲电容器36的电压VCAP会阻止高侧晶体管18在不安全的操作区域中操作，这可能会导致高侧晶体管18的损坏或破坏。在这种非标称或紧急情况下，与在标称操作条件下看到的较小干扰相比，由缓冲电容器36的快速充电引起的浪涌电流可能会导致半桥驱动器电流IHB的干扰更大。在这种情况下，在电磁干扰事件发生时进行的一个或多个电流测量可能会被丢弃，并且错误通知可以被发送到外部系统控制器(未示出)，以帮助从非标称或紧急系统状态中有序地恢复。
在某些情况下，实施例充电电路12的使用可以帮助充电系统2保持对各种电磁兼容性标准的遵守，诸如针对具有12和24伏特电气系统的道路车辆的电磁兼容性的国际标准化组织(ISO)标准7637。该标准以及针对各种类型的系统的其他标准定义了要求兼容系统能够承受的各种电磁波形和脉冲。
在各种实施例中，升压器电路30被配置为将输入电压VBAT的电压升压或升高到电源节点HSS处的较高电压。例如，在一个实施例中，输入电压VBAT被配置为具有约12V的电压，而电源节点HSS被配置为具有约24V的电压，然而，用于输入电压VBAT和电源节点HSS的其他电压可以根据特定实施例及其规定来使用。在一些实施例中，诸如针对汽车应用的实施例，输入电压VBAT可以是电池电压或从电池电压中导出的电压。在备选实施例中，输入电压VBAT可以耦合到其他电源。升压电路30可以使用电荷泵、开关模式电源电路或本领域已知的其他升压电路来实现。在将开关模式电源电路用于升压电路30的实施例中，可以使用本领域已知的各种开关模式电源架构，例如，升压转换器。
在一些实施例中，流经半桥15的电流IHB可以由电流测量电路40通过测量跨电阻器38的电压来确定。在一些实施例中，电流测量电路40可以包括模数转换器42和放大器44。模数转换器42可以使用各种模数转换器架构来实现，诸如西格玛(Sigma)德尔塔(Delta)模数转换器、逐次逼近型模数转换器、闪存模数转换器或本领域已知的任何其他合适的模数转换器架构。然而，在一些实施例中，可以省略放大器44。在操作期间，放大器44放大跨电阻器38的电压，并且模数转换器42将放大器44的模拟输出转换到数字域。
模数转换器42的输出可以由控制器46用作用于控制开关信号DH和DL的反馈信号。例如，电流IHB的测量可以用于确定何时根据本领域已知的开关控制方法来激活和/或去激活高侧晶体管18和/或低侧晶体管19。电流IHB的测量还可以用于根据本领域已知的方法来实现过电压和过电流保护方案。如上所述，在各种实施例中，可以将由模数转换器42测量的对半桥电流IHB的电流干扰量保持在模数转换器42的一个LSB以下。通过将这个干扰保持在一个LSB以下，可以在操作期间保持充电系统2中的高测量精度。在这样的实施例中，缓冲电容器36可以以独立于驱动信号并且与模数转换器42的采样异步的方式被周期性地再充电而不损害测量精度。在本发明的备选实施例中，充电系统2可以被配置为使得由标称操作期间缓冲电容器36的再充电引起的干扰量引起由模数转换器42测量的大于1LSB的干扰，同时仍然满足系统的性能要求。
在本发明的备选实施例中，取决于特定实施例及其规定，可以省略电流测量电路40。类似地，对于其中未测量半桥电路15的电流IHB的实施例，也可以省略在半桥电路15中示出的电阻器38。在其他实施例中，电流IHB可以以与测量跨电阻器38的电压不同的方式来测量。例如，在一些实施例中，高侧晶体管18或低侧晶体管19中的一者或两者可以包括提供流过高侧晶体管18或低侧晶体管19中的一者或两者的电流的缩放版本的复制电流测量晶体管。
驱动器电路32包括驱动输入DH和驱动输出GH，该驱动输出GH耦合到高侧开关晶体管18的栅极(也称为“控制节点”)。类似地，驱动器电路34包括驱动输入DL和耦合到低侧开关晶体管19的栅极的驱动输出GL。在操作期间，驱动器电路32基于驱动输入DH上的第一驱动输入信号在驱动输出GH上产生第一驱动输出信号。第一驱动输出信号可以被配置为改变高侧开关晶体管18的状态(例如，导通和截止高侧开关晶体管18)。类似地，驱动器电路34包括驱动输入DL和耦合到低侧开关晶体管19的栅极的驱动输出GL。在操作期间，驱动器电路34基于驱动输入DL上的第二驱动输入信号在驱动输出GL上产生第二驱动输出信号。第二输出驱动信号可以被配置为改变低侧开关晶体管19的状态(例如，导通和截止低侧开关晶体管19)。
在一个示例中，当驱动信号DH被断言(asserted)(高电平或低电平)时，驱动电路32增加驱动信号GH的电压，使得高侧开关晶体管18导通。当高侧开关晶体管18导通时，电流经由高侧开关晶体管18的源极被提供给负载20和输出节点SH。当DH被取消断言时，驱动电路32降低驱动信号GH的电压，使得高侧开关晶体管18截止。类似地，当驱动信号DL被断言(高电平或低电平)时，驱动电路34增加驱动信号GL的电压，使得低侧开关晶体管19导通。当低侧开关晶体管19被导通时，电流经由低侧开关晶体管19的漏极从负载20和输出节点SH被汲取。当驱动信号DL被取消断言时，驱动电路34降低驱动信号GL的电压，使得低侧开关晶体管19截止。在利用p沟道或PNP器件的实施例中，各种驱动信号将降低电压以导通开关晶体管，以及增加电压以截止开关晶体管。
在一些实施例中，驱动信号DH和DL以交替的方式被断言，使得高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19中的仅一个在一个特定时间有效。如图所示，驱动信号DH和DL的生成可以使用控制器46来执行，或者可以在集成电路10的外部生成。这种驱动信号生成电路系统可以包括但不限于脉冲宽度调制电路系统、脉冲频率调制电路系统、非重叠信号生成电路系统、以及被配置为生成驱动信号本领域已知的其他电路系统。驱动器电路32和驱动器电路34可以使用本领域已知的开关晶体管驱动器来实现，并且驱动信号GH和GL可以适于用于实现高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19的特定晶体管技术。
在各种实施例中，高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19可以例如使用诸如IGBT晶体管、MOS晶体管(NMOS和/或PMOS)、双极晶体管或其他类型的晶体管等晶体管来实现。在一些实施例中，高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19可以是功率IGBT、功率MOSFET或功率双极晶体管，以支持高电流和高功率应用。在一些实施例中，高侧开关晶体管18和低侧开关晶体管19可以用作在开关模式电源中使用的开关晶体管或者用于驱动电机。在一些实施例中，充电系统2可以适于支持驱动单个开关晶体管。例如，可以省略驱动电路34和低侧开关晶体管19。
驱动器电路32和34可以使用本领域已知的驱动器电路架构来实现，并且可以包括辅助和支持电路系统，诸如缓冲器、电平移位器、隔离和电路，如关于本文中的实施例更详细地描述的。如图所示，驱动器电路32是浮动驱动器，其由缓冲电容器36使用本领域已知的浮动高侧驱动电路系统来供电。如上所述，缓冲电容器36由充电电路12和可选的升压器30周期性地充电，使得跨升压电容器36的电压至少为阈值电压VT1，在一些实施例中，该阈值电压可以为约10V；然而，可以使用其他电压。因此，在标称操作期间，升压电源节点BH的电压通常比输出节点SH的电压高至少10V。因此，当高侧开关晶体管18被去激活并且低侧开关晶体管19被激活使得输出节点SH的电压约为地电压时，升压电源节点BH处的电压至少为10V。当高侧开关晶体管18被激活并且低侧开关晶体管19被去激活使得输出节点SH的电压约为输入电压VBAT的电压时，升压电源节点BH处的电压至少为24V(例如，12V的电池电压加上12V的第一阈值电压VT1)。使用浮动驱动器可以确保有足够的栅极驱动电压来在驱动信号DH被断言时保持高侧开关晶体管19导通。应当理解，本文中提到的特定电压仅仅是用于特定实施例的示例电压，特定操作电压可以根据特定实施例及其规定的细节而不同。
图2A示出了曲线图，其示出了分别由低电流路径电路26和高电流路径电路28产生的电流IC1和IC2与跨缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系。迹线62表示由低电流路径电路26产生的第一电流IC1，并且迹线64表示由高电流路径电路28产生的第二电流IC2。如关于迹线62所示，当跨缓冲电容器36的电压VCAP超过第一阈值电压VT1时，由低电流路径电路26产生的电流约为零。当电压VCAP下降到第一阈值电压VT1以下时，低电流路径电路26根据第一斜率SLOPE1产生与电压VCAP成反比的电流。一旦电流IC1达到第一最大电流IC1_MAX(例如，当电压VCAP下降到电压VT3时)，低电流路径电路26就输出第一最大电流IC1_MAX。类似地，当电压VCAP下降到第二阈值电压VT2以下时，高电流路径电路28根据第二斜率SLOPE2产生与电压VCAP成反比的电流IC2(由迹线64表示)。一旦电流IC2达到第二最大电流IC2_MAX(例如，当电压VCAP下降到电压VT4时)，高电流路径电路26就输出第二最大电流IC2_MAX。在各种实施例中，第一最大电流IC1_MAX小于第二最大电流IC2_MAX。在一个实施例中，第一最大电流IC1_MAX约为20mA，第二最大电流IC2_MAX约为200mA，第一阈值VT1约为10V，第二阈值VT2约为9V，但是，可以根据实施例及其规定来使用其他最大电流和阈值。第一电流IC1的斜率SLOPE1和第二电流IC2的斜率SLOPE2可以取决于特定实施例及其规定而相同或不同。在一些实施例中，诸如利用比较器的实施例和/或其中第一电流路径电路26和第二电流路径电路28没有逐渐导通和截止的实施例，第一电流IC1的斜率SLOPE1和第二电流IC2的斜率SLOPE2可以很高。在一些实施例中，迟滞可以被施加到第一阈值电压VT1和/或第二阈值电压VT2。
图2B示出了曲线图，其示出了充电电路12的输出电流ICHG(由迹线66表示)与跨缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系。输出电流ICHG是分别由图2A所示的低电流路径电路26和高电流路径电路28产生的电流IC1和电流IC2之和。如图所示，当跨缓冲电容器36的电压VCAP超过第一阈值电压VT1时，由低电流路径电路26产生的电流约为零。当电压VCAP下降到第一阈值电压VT1以下时，充电电路12根据第一斜率SLOPE1产生与电压VCAP成反比的电流，并且当电压VCAP达到电压VT3时，电流ICHG稳定在电流I1处，该电流I1对应于图1A所示的第一最大电流IC1_MAX。当电压VCAP下降到第二阈值电压VT2以下时，充电电路12根据第二斜率SLOPE2产生与电压VCAP成反比的电流，并且当电压VCAP达到电压VT4时，电流ICHG稳定在电流I2处，该电流I2对应于图1A所示的第二最大电流IC2_MAX。
在一些实施例中，电流ICHG相对于电压VCAP的实际值可以根据温度、操作条件、以及对第一阈值电压VT1和第二阈值电压VT2施加的滞后而变化。在一些实施例中，该变化可以保持在由图2B中的线68和70表示的公差掩模的范围内。例如，当电压VCAP低于电压VT4时，电流ICHG可以在约100mA至约350mA之间。对于在电压VT4与第一阈值电压VT1之间的VCAP电压，在公差掩模的边界内的许可电流相应地减小。应当理解，图2B所示的电流ICHG关于电压VCAP的关系以及公差掩模的边界仅仅是很多可能示例中的一个示例。在本发明的备选实施例中，电流值、阈值电压和公差掩模值可以取决于特定实施例及其规定而不同。
在充电电路12的一些实施例实现中，对于低于电压VT3的电压VCAP的值，第一电流IC1与跨缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系可能不完全平坦，并且对于低于电压VT4的电压VCAP的值，第二电流IC2与跨缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系可能不是完全平坦的，如图2C所示。图2C类似于图2A，不同之处在于，当电压VCAP低于电压VT3时，第一电流IC1(由迹线72表示)具有斜率SLOPE3，并且当电压VCAP低于电压VT4时，第二电流IC2(由迹线74表示)具有斜率SLOPE4。在各种实施例中，第一电流IC1和第二电流IC2的持续上升是由于在充电电路12的特定实现中的有限阻抗。应当理解，图2C所示的第一电流IC1、第二电流IC2和缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系仅仅是很多示例关系之一。在备选实施例中，第一电流IC1和第二电流IC2可以具有与由迹线72和74的直线表示的一阶关系不同的关系。在这样的实施例中，第一电流IC1、第二电流IC2和缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系可以具有更高阶(例如，更“弯曲”)的关系，并且在某些情况下甚至可以是非单调的。
图2D示出了曲线图，其示出了根据以上关于图2E描述的第一电流IC1和第二电流IC2的电流特性的充电电路12的输出电流ICHG(由迹线76表示)与跨缓冲电容器36的电压VCAP之间的关系。如图所示，即使迹线76的形状不同于上面关于图2B示出和讨论的迹线66的形状，但是输出电流ICHG仍然保持在由线68和70表示的公差掩模内。
图3A示出了可以用于实现图1所示的充电电路12的充电电路12的示意图。在一个实施例中，低电流路径电路26使用具有耦合在电源节点HSS与驱动器电路电源节点之间的负载路径的PMOS晶体管MOUT1来实现，并且高电流路径电路28使用耦合在电源节点HSS与驱动器电路电源节点之间的PMOS晶体管MOUT2来实现。PMOS晶体管MOUT1具有长宽比m，而PMOS晶体管MOUT2具有长宽比n，其中n大于m(例如，PMOS晶体管MOUT2大于PMOS晶体管MOUT1以便提供更高的电流)。二极管D1防止缓冲电容器36通过PMOS晶体管MOUT1或PMOS晶体管MOUT2放电。图1所示的放大器22的功能使用第一参考电流发生器102、第一电压电流转换器104和第一限制放大器106来实现。类似地，图1所示的放大器22的功能使用第二参考电流发生器108、第二电压电流转换器110和第二限制放大器112来实现。电阻器RZ1和RZ2分别表示第一电压电流转换器104和第二电压电流转换器110的输出处的有限电阻。
在操作期间，第一电压电流转换器104将跨缓冲电容器36(耦合在升压电源节点BH与输出节点SH之间)的电压VCAP转换为第一测量电流IVI1。该电流与由第一参考电流发生器102生成的电流IREF1相加，并且该相加的电流被施加到电阻器RZ1以产生第一限制放大器106的输入电压VIN1。输入电压VIN1被第一限制放大器106放大以生成被配置为驱动PMOS晶体管MOUT1的电压VDR1。类似地，第二电压电流转换器104将跨缓冲电容器36的电压VCAP转换为第二测量电流IVI2。该电流与由第二参考电流发生器108生成的电流IREF2相加，并且该相加的电流被施加到电阻器RZ2以产生第二限制放大器112的输入电压VIN2。输入电压VIN2被第二限制放大器112放大以生成被配置为驱动PMOS晶体管MOUT2的电压VDR2。在各种实施例中，第一电压阈值VT1可以通过选择参考电流IREF1和第一电压电流转换器104的跨导来设置。PMOS晶体管的输出电流IC1的大小可以通过选择PMOS晶体管MOUT1的大小以及选择第一限制放大器106的输出电压极限来设置。同样，PMOS晶体管的输出电流IC2的大小可以通过选择PMOS晶体管MOUT2的大小以及选择第二限制放大器112的输出电压极限来设置。在一些实施例中，PMOS晶体管MOUT1和MOUT2的有效尺寸、第一限制放大器106和第二限制放大器112的增益和极限、第一电压电流转换器104和第二电压电流转换器110的跨导、以及由第一参考电流发生器102和第二参考电流发生器108产生的参考电流IREF1和IREF2可以是可编程的。
图3B示出了可以用于实现图1和图3A所示的充电电路12的晶体管级电路的示意图。如图所示，第一电压电流转换器104使用NMOS晶体管M1和耦合到NMOS晶体管M1的源极的电阻器R1来实现。第一参考电流发生器102使用电流源来实现，并且第一限制放大器使用PMOS晶体管M3、电流源122和齐纳二极管D5来实现。可选的二极管D3可以耦合在第一参考电流发生器102与第一电压电流转换器104之间。类似地，第二电压电流转换器110使用NMOS晶体管M2和耦合到NMOS晶体管M2的源极的电阻器R2来实现。第二参考电流发生器108使用电流源实现，并且第二限制放大器112使用PMOS晶体管M4、电流源124和齐纳二极管D4来实现。可选的二极管D2可以耦合在第二参考电流发生器108与第二电压电流转换器110之间。
当晶体管M1具有高长宽比并且当跨缓冲电容器36的电压VCAP超过NMOS晶体管M1的阈值电压VTM1时，第一电压电流转换器104的跨导约为1/R1；当晶体管M2具有高纵横比并且当跨缓冲电容器36的电压VCAP超过NMOS晶体管M1的阈值电压VTM2时，第二电压电流转换器110的跨导约为1/R2。在各种实施例中，由第一参考电流发生器102产生的电流IREF1被设置为(VREF+VOFF)/R，由第二参考电流发生器108产生的第二电流IREF2被设置为VREF/R，并且其中VREF表示参考电压，VOFF表示偏移电压，R表示参考电阻器的电阻。
在一些实施例中，与(VREF+VOFF)/R和VREF/R成比例的参考电流是通过以下方式生成的：将由带隙电压参考电路产生的电压(或缩放电压)施加到具有与R成比例的值的一个或多个参考电阻器(未示出)以使用本领域已知的偏置生成电路和方法来产生参考电流。这些参考电流使用例如本领域已知的电流镜电路(未示出)被镜像到第一参考电流发生器102和第二参考电流发生器108。在各种实施例中，在偏置发生器中使用的参考电阻器使用与第一和第二电压电流转换器104和110中的电阻器R1和R2相同的材料(例如，多晶硅、扩散等)，使得比率R/R1和R/R2在半导体工艺和温度范围内基本恒定。在一个实施例中，第一阈值电压VT1和第二阈值电压VT2可以如下表示：
Figure BDA0002570783520000151
并且
Figure BDA0002570783520000152
在操作期间，加载有第一限制放大器106的电流源122的PMOS晶体管M3放大输入电压VIN1以生成被配置为驱动PMOS晶体管MOUT1的电压VDR1。齐纳二极管D5将第一限制放大器的输出电压VDR1限制/钳位到其齐纳电压，以有效地限制由PMOS晶体管MOUT1输出的电流量。类似地，加载有第一限制放大器106的电流源124的PMOS晶体管M4放大输入电压VIN2以生成被配置为驱动PMOS晶体管MOUT2的电压VDR2。齐纳二极管D4将第一限制放大器的输出电压VDR2限制/钳位到其齐纳电压，以有效地限制由PMOS晶体管MOUT2输出的电流量。
应当理解，以上关于图3A和3B示出和描述的充电电路12的实施例仅仅是很多可能的实施例充电电路的具体示例。在备选实施例中，可以使用其他晶体管类型代替PMOS晶体管来用于MOUT1和MOUT2，诸如NMOS晶体管、NPN或PNP BJT晶体管、JFETS和本领域已知的其他晶体管类型。第一电压电流转换器104和第二电压电流转换器110可以使用其他电压电流转换器电路和系统来实现，并且第一限制放大器106和第二限制放大器112可以使用本领域已知的其他限制放大器电路和系统来实现。另外，上述齐纳二极管D4和D5的钳位功能可以使用本领域已知的其他钳位电路和系统来实现。例如，在一些实施例中，可以使用基于晶体管的钳位电路。
图4示出了包括经由三个半桥驱动器电路15耦合到三相电机216的集成电路202的电机系统200。在一些实施例中，可以在汽车系统中使用三相电机216。在一个示例中，三相电机是用于动力转向的电机。集成电路202在结构和操作方面类似于图1所示的集成电路10，不同之处在于，实现了三个并行的半桥驱动器通道而不是单个通道。例如，控制逻辑204被配置为提供由信号DHx和DLx表示的输入驱动信号的三个通道。提供三个电平转换器206、三个高侧驱动器32和三个低侧驱动器34，以经由驱动输出GHx和GLx来支持三个半桥驱动器15中的每个的驱动和激活。因此，在一些实施例中，根据本文中描述的实施例，三个实施例充电电路12被配置为对三个缓冲电容器36充电，以向三个对应的驱动器电路32提供电力。在各种实施例中，三个电流测量电路40被配置为通过在节点DLx处测量跨半桥驱动器15的电阻器38的电压来测量每个半桥驱动器的电流。
在各种实施例中，控制逻辑204被配置为生成三相输入驱动信号DHx和DLx，该三相输入驱动信号DHx和DLx被配置为根据本领域已知的三相电机驱动方法来驱动三相电机216。在一些实施例中，输入驱动信号DHx和DLx的个相被配置为提供三相脉冲宽度调制信号，该三相脉冲宽度调制信号提供彼此相移约120度的电机驱动信号。在一些实施例中，每个脉冲宽度调制信号包括多个脉冲周期，其脉冲宽度和/或脉冲密度在单个电机驱动周期上增大和减小。每个通道的峰值脉冲宽度相对于其他通道偏移120度。在其他实施例中，每个脉冲宽度调制信号包括用于单个电机驱动周期的单个脉冲周期。在这样的实施例中，每个通道的每个单个脉冲周期相对于其他通道移位120度。
数字接口212被示出为耦合到具有n个信号引脚的数字总线DBUS，并且可以用于控制、配置和监测集成电路202的操作。在各种实施例中，数字接口212可以是串行总线接口电路、并行总线接口电路，和/或可以符合任何总线标准，包括但不限于SPI、CAN、I2C、LVDS和USB。因此，数字总线DBUS的信号引脚的数目n可以是适合于所实现的总线协议的任何数目。在一些实施例中，集成电路202的各种操作参数可以经由数字接口212从数字总线DBUS接收，并且被传输到控制逻辑204内的寄存器，以便控制驱动信号DH和DL的生成。
图5示出了实施例方法300的框图。在步骤302中，监测跨缓冲电容器的第一电压，诸如图1、3A，3B和4所示的跨缓冲电容器36的电压VCAP。在一些实施例中，第一电压使用放大器来监测，诸如图3A和3B所示的放大器22和24或电压电流转换器104和110。在其他实施例中，第一电压可以使用比较器电路来监测。
在步骤304中，当所监测的第一电压低于第一阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第一电流路径。在一些实施例中，第一电流路径可以使用图1所示的低电流路径电路26来实现，和/或可以使用图3A和3B所示的PMOS晶体管MOUT1来实现。在各种实施例中，第一电流路径提供与第一阈值电压与所监测的第一电压之间的差成比例的第一电流，第一电流不超过第一最大电流。
在步骤306中，当所监测的第一电压低于第二阈值电压时，激活电源节点与缓冲电容器之间的第二电流路径。在一些实施例中，第二电流路径可以使用图1所示的高电流路径电路28来实现，和/或可以使用图3A和3B所示的PMOS晶体管MOUT2来实现。在各种实施例中，第二电流路径提供与第二阈值电压与所监测的第一电压之间的差成比例的第二电流，直至第二最大电流，使得第一阈值电压大于第二阈值电压，并且第一最大电流小于第二最大电流。在步骤308中，将电力从缓冲电容器传输到跨缓冲电容器耦合的驱动器电路。在各种实施例中，驱动器电路可以使用驱动器32来实现，该驱动器32可以是例如高侧驱动器。
在此总结本发明的实施例。根据本文中提交的整个说明书和权利要求书，也可以理解其他实施例。
示例1.一种方法，包括：监测跨缓冲电容器的第一电压；当所述监测的第一电压低于第一阈值电压时，激活电源节点与所述缓冲电容器之间的第一电流路径，其中所述第一电流路径提供与所述第一阈值电压与所述监测的第一电压之间的差成比例的第一电流，第一电流不超过第一最大电流；当所述监测的第一电压低于第二阈值电压时，激活所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第二电流路径，其中所述第二电流路径提供与所述第二阈值电压与所述监测的第一电压之间的差成比例的第二电流，第二电流不超过第二最大电流，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且所述第一最大电流小于所述第二最大电流；以及将电力从所述缓冲电容器传输到跨所述缓冲电容器耦合的驱动器电路。
示例2.根据示例1所述的方法，还包括使用所述驱动器电路来驱动半桥电路的开关晶体管的控制节点。
示例3.根据示例2所述的方法，还包括利用所述半桥电路驱动电机。
示例4.根据示例2或3所述的方法，还包括测量所述半桥电路的电流。
示例5.根据示例4所述的方法，其中：测量所述半桥电路的所述电流包括使用模数转换器；以及所述第一电流对应的幅度小于所述模数转换器的最低有效位。
示例6.根据示例1至5中任一项所述的方法，其中监测所述第一电压包括：将所述第一电压转换为第一测量电流；将所述第一测量电流与第一参考电流进行比较；将所述第一电压转换为第二测量电流；以及将所述第二测量电流与第二参考电流进行比较。
示例7.根据示例6所述的方法，其中：激活所述第一电流路径包括：当所述第一测量电流小于所述第二测量电流时，导通耦合在所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第一晶体管；以及激活所述第二电流路径包括：当所述第二测量电流小于所述第二测量电流时，导通耦合在所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第二晶体管，其中所述第二晶体管大于所述第一晶体管。
示例8.根据示例1至7中任一项所述的方法，其中所述第二电流为所述第一电流的至少十倍。
示例9.一种系统，包括：驱动器电路，具有被配置为耦合到缓冲电容器的第一端子的驱动器电路电源节点、被配置为耦合到所述缓冲电容器的第二端子的参考节点、以及被配置为耦合到开关晶体管的控制节点的驱动输出；第一电流路径电路，耦合在电源节点与所述驱动器电路电源节点之间；第二电流路径电路，耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间；以及缓冲电容器监测电路，被配置为：测量所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间的第一电压，当所述测量的第一电压低于第一阈值电压时，激活所述第一电流路径电路，并且引起所述第一电流路径电路输出与所述第一阈值电压与所述第一电压之间的差成比例的第一电流，第一电流不超过第一最大电流，以及当所述测量的第一电压低于第二阈值电压时，激活所述第二电流路径电路，并且引起所述第二电流路径电路输出与所述第二阈值电压与所述第一电压之间的差成比例的第二电流，第二电流不超过第二最大电流，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且所述第一最大电流小于所述第二最大电流。
示例10.根据示例9所述的系统，其中所述开关晶体管是半桥电路的高侧晶体管，并且所述参考节点还被配置为耦合到所述高侧晶体管的输出节点。
示例11.根据示例9或10中任一项所述的系统，还包括所述缓冲电容器和所述半桥电路。
示例12.根据示例9至11中任一项所述的系统，还包括耦合到所述半桥电路的输出的电机。
示例13.根据示例9至12中任一项所述的系统，还包括具有模数转换器的电流测量电路，其中所述电流测量电路被配置为耦合到所述半桥电路，所述电流测量电路被配置为使用所述模数转换器测量所述半桥电路的电流，以及所述第一电流对应的幅度小于所述模数转换器的最低有效位。
示例14.根据示例9至13中任一项所述的系统，其中所述缓冲电容器监测电路包括：第一电压电流转换器，耦合在所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间；第一参考电流发生器，耦合到所述第一电压电流转换器和所述第一电流路径电路；第二电压电流转换器，耦合在所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间；以及第二参考电流发生器，耦合到所述第二电压电流转换器和所述第二电流路径电路。
示例15，根据示例14所述的系统，其中：所述第一电流路径电路包括第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间的负载路径和耦合到所述第一电压电流转换器的控制节点；以及所述第二电流路径电路包括第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间的负载路径和耦合到所述第二电压电流转换器的控制节点，其中所述第二晶体管大于所述第一晶体管。
示例16.根据示例9至15中任一项所述的系统，其中所述第二电流为所述第一电流的至少十倍。
示例17.根据示例9至16中任一项所述的系统，其中所述驱动器电路、所述第一电流路径电路、所述第二电流路径电路和所述缓冲电容器监测电路设置在单个半导体基板上。
示例18.一种电机系统，包括：半桥电路，包括高侧晶体管和低侧晶体管；高侧驱动器，具有耦合到所述高侧晶体管的控制节点的输出；低侧驱动器，具有耦合到所述低侧晶体管的控制节点的输出；缓冲电容器，具有耦合到升压电源节点和所述高侧驱动器的电源节点的第一端子和耦合到所述高侧驱动器的参考节点和所述半桥电路的输出节点的第二端子；第一晶体管，耦合在电源节点与所述升压电源节点之间，所述第一晶体管被配置为提供第一电流；第二晶体管，耦合在所述电源节点与所述升压电源节点之间，所述第二晶体管被配置为提供为所述第一电流的至少十倍的第二电流；缓冲电容器监测电路，被配置为：测量所述升压电源节点与所述参考节点之间的第一电压，当所述测量的第一电压低于第一阈值时，激活所述第一晶体管，测量所述升压电源节点与所述参考节点之间的第二电压，以及当所述测量的第一电压低于第二阈值时，激活所述第二晶体管，其中所述第一阈值大于所述第二阈值；以及模数转换器，耦合到所述半桥电路并且被配置为数字化流过所述半桥电路的电流。
示例19.根据示例18所述的电机系统，还包括耦合到所述半桥电路的所述输出节点的电机。
示例20.根据示例18或19中任一项所述的电机系统，其中所述高侧晶体管和所述低侧晶体管均包括MOSFET。
尽管已经参考说明性实施例描述了本发明，但是该描述并非旨在以限制性的意义来解释。参考说明书，示例性实施例以及本发明的其他实施例的各种修改和组合对于本领域技术人员将是很清楚的。因此，意图在于，所附权利要求涵盖任何这样的修改或实施例。

Claims (20)

1.一种方法，包括：
监测跨缓冲电容器的第一电压；
当监测的所述第一电压低于第一阈值电压时，激活电源节点与所述缓冲电容器之间的第一电流路径，其中所述第一电流路径提供与所述第一阈值电压和监测的所述第一电压之间的差成比例的第一电流，所述第一电流不超过第一最大电流；
当监测的所述第一电压低于第二阈值电压时，激活所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第二电流路径，其中所述第二电流路径提供与所述第二阈值电压和监测的所述第一电压之间的差成比例的第二电流，所述第二电流不超过第二最大电流，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且所述第一最大电流小于所述第二最大电流；以及
将电力从所述缓冲电容器传输到跨所述缓冲电容器耦合的驱动器电路。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括使用所述驱动器电路来驱动半桥电路的开关晶体管的控制节点。
3.根据权利要求2所述的方法，还包括利用所述半桥电路驱动电机。
4.根据权利要求2所述的方法，还包括测量所述半桥电路的电流。
5.根据权利要求4所述的方法，其中：
测量所述半桥电路的所述电流包括使用模数转换器；以及
所述第一电流对应的幅度小于所述模数转换器的最低有效位。
6.根据权利要求1所述的方法，其中监测所述第一电压包括：
将所述第一电压转换为第一测量电流；
将所述第一测量电流与第一参考电流进行比较；
将所述第一电压转换为第二测量电流；以及
将所述第二测量电流与第二参考电流进行比较。
7.根据权利要求6所述的方法，其中：
激活所述第一电流路径包括：当所述第一测量电流小于所述第二测量电流时，导通耦合在所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第一晶体管；以及
激活所述第二电流路径包括：当所述第二测量电流小于所述第二测量电流时，导通耦合在所述电源节点与所述缓冲电容器之间的第二晶体管，其中所述第二晶体管大于所述第一晶体管。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二电流为所述第一电流的至少十倍。
9.一种系统，包括：
驱动器电路，具有被配置为耦合到缓冲电容器的第一端子的驱动器电路电源节点、被配置为耦合到所述缓冲电容器的第二端子的参考节点、以及被配置为耦合到开关晶体管的控制节点的驱动输出；
第一电流路径电路，耦合在电源节点与所述驱动器电路电源节点之间；
第二电流路径电路，耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间；以及
缓冲电容器监测电路，被配置为：
测量所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间的第一电压，
当测量的所述第一电压低于第一阈值电压时，激活所述第一电流路径电路，并且使所述第一电流路径电路输出与所述第一阈值电压和所述第一电压之间的差成比例的第一电流，所述第一电流不超过第一最大电流，以及
当测量的所述第一电压低于第二阈值电压时，激活所述第二电流路径电路，并且使所述第二电流路径电路输出与所述第二阈值电压和所述第一电压之间的差成比例的第二电流，所述第二电流不超过第二最大电流，其中所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压，并且所述第一最大电流小于所述第二最大电流。
10.根据权利要求9所述的系统，其中所述开关晶体管是半桥电路的高侧晶体管，并且所述参考节点还被配置为耦合到所述高侧晶体管的输出节点。
11.根据权利要求10所述的系统，还包括所述缓冲电容器和所述半桥电路。
12.根据权利要求11所述的系统，还包括耦合到所述半桥电路的输出的电机。
13.根据权利要求10所述的系统，还包括具有模数转换器的电流测量电路，其中
所述电流测量电路被配置为耦合到所述半桥电路，
所述电流测量电路被配置为使用所述模数转换器测量所述半桥电路的电流，以及
所述第一电流对应的幅度小于所述模数转换器的最低有效位。
14.根据权利要求9所述的系统，其中所述缓冲电容器监测电路包括：
第一电压电流转换器，耦合在所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间；
第一参考电流发生器，耦合到所述第一电压电流转换器和所述第一电流路径电路；
第二电压电流转换器，耦合在所述驱动器电路电源节点与所述参考节点之间；以及
第二参考电流发生器，耦合到所述第二电压电流转换器和所述第二电流路径电路。
15.根据权利要求14所述的系统，其中：
所述第一电流路径电路包括第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间的负载路径、和耦合到所述第一电压电流转换器的控制节点；以及
所述第二电流路径电路包括第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合在所述电源节点与所述驱动器电路电源节点之间的负载路径、和耦合到所述第二电压电流转换器的控制节点，其中所述第二晶体管大于所述第一晶体管。
16.根据权利要求9所述的系统，其中所述第二电流为所述第一电流的至少十倍。
17.根据权利要求9所述的系统，其中所述驱动器电路、所述第一电流路径电路、所述第二电流路径电路和所述缓冲电容器监测电路设置在单个半导体基板上。
18.一种电机系统，包括：
半桥电路，包括高侧晶体管和低侧晶体管；
高侧驱动器，具有耦合到所述高侧晶体管的控制节点的输出；
低侧驱动器，具有耦合到所述低侧晶体管的控制节点的输出；
缓冲电容器，具有耦合到升压电源节点且耦合到所述高侧驱动器的电源节点的第一端子、以及耦合到所述高侧驱动器的参考节点且耦合到所述半桥电路的输出节点的第二端子；
第一晶体管，耦合在电源节点与所述升压电源节点之间，所述第一晶体管被配置为提供第一电流；
第二晶体管，耦合在所述电源节点与所述升压电源节点之间，所述第二晶体管被配置为提供第二电流；
缓冲电容器监测电路，被配置为：
测量所述升压电源节点与所述参考节点之间的第一电压，
当测量的所述第一电压低于第一阈值时，激活所述第一晶体管，
测量所述升压电源节点与所述参考节点之间的第二电压，以及
当测量的所述第一电压低于第二阈值时，激活所述第二晶体管，其中所述第一阈值大于所述第二阈值；以及
模数转换器，耦合到所述半桥电路并且被配置为数字化流过所述半桥电路的电流。
19.根据权利要求18所述的电机系统，还包括耦合到所述半桥电路的所述输出节点的电机。
20.根据权利要求18所述的电机系统，其中所述高侧晶体管和所述低侧晶体管均包括MOSFET。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114584126A (zh) * 2022-05-07 2022-06-03 深圳芯能半导体技术有限公司 一种开关管驱动电路

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11082038B1 (en) * 2020-09-10 2021-08-03 Allegro Microsystems, Llc Gate driver isolating circuit
US11075622B1 (en) 2020-09-10 2021-07-27 Allegro Microsystems, Llc Switch turn on in a gate driver circuit
US20220209669A1 (en) * 2020-12-29 2022-06-30 Texas Instruments Incorporated DC-DC Converter with Out-of-Audio Circuit
US20230396141A1 (en) * 2022-06-02 2023-12-07 Psemi Corporation Circuits and methods for generating a continuous current sense signal

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1228509B (it) 1988-10-28 1991-06-19 Sgs Thomson Microelectronics Dispositivo per generare una tensione di alimentazione flottante per un circuito bootstrap capacitivo
US5365118A (en) * 1992-06-04 1994-11-15 Linear Technology Corp. Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration
US5783948A (en) 1995-06-23 1998-07-21 Micron Technology, Inc. Method and apparatus for enhanced booting and DC conditions
DE69502093T2 (de) 1995-06-30 1998-10-08 Sgs Thomson Microelectronics Versorgungsspannungsregler für Bootstrapleitung ohne Filterkondensator
US7215189B2 (en) 2003-11-12 2007-05-08 International Rectifier Corporation Bootstrap diode emulator with dynamic back-gate biasing
US20070146020A1 (en) 2005-11-29 2007-06-28 Advanced Analogic Technologies, Inc High Frequency Power MESFET Gate Drive Circuits
EP2143194B1 (en) 2007-04-25 2015-10-21 Advanced Analogic Technologies, Inc. Step-down switching regulator with freewheeling diode
US7812647B2 (en) 2007-05-21 2010-10-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. MOSFET gate drive with reduced power loss
US7960997B2 (en) 2007-08-08 2011-06-14 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode current sensor for discrete power semiconductor devices
CA2655013A1 (en) 2008-02-22 2009-08-22 Queen's University At Kingston Current-source gate driver
WO2012177873A2 (en) 2011-06-22 2012-12-27 Arkansas Power Electronics International, Inc. High temperature half bridge gate driver
JP5236822B1 (ja) * 2012-01-30 2013-07-17 シャープ株式会社 ドライバ回路
US8558586B1 (en) 2012-08-30 2013-10-15 Infineon Technologies Ag Circuit arrangement for driving transistors in bridge circuits
CN104218803B (zh) 2014-08-27 2017-04-12 成都芯源系统有限公司 一种自举电压充电电路和电压转换电路
CN104485806B (zh) * 2014-11-08 2017-07-28 成都芯源系统有限公司 一种自举电压刷新控制电路、电压转换电路及其控制方法
US9577505B1 (en) * 2015-07-28 2017-02-21 Dell Products L.P. Bootstrap controller for switching power supply
CN105827101B (zh) 2016-05-06 2019-02-05 成都芯源系统有限公司 电压转换集成电路、自举电路以及开关驱动方法
DE102017117031A1 (de) 2017-07-27 2019-01-31 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Nachladeschaltung für modulare Multilevelkonverter
US10574229B1 (en) * 2019-01-23 2020-02-25 Tagore Technology, Inc. System and device for high-side supply

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114584126A (zh) * 2022-05-07 2022-06-03 深圳芯能半导体技术有限公司 一种开关管驱动电路

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