JP2021016297A - バッファコンデンサを充電するシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

【課題】バッファコンデンサを充電するシステムおよび方法を提供する。【解決手段】充電システムによる方法は、バッファコンデンサの両端の第１の電圧を監視するステップと、監視された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第１の電流パスを作動させるステップと、監視された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第２の電流パスを作動させるステップと、バッファコンデンサから、該バッファコンデンサの両端に結合されたドライバ回路に電力を転送するステップと、を含む。【選択図】図５

Description

本発明は、一般に、バッファコンデンサを充電するためのシステムおよび方法に関する。

三相モーターなどのＡＣモーターは、自動車分野、産業界、およびＨＶＡＣ（熱、換気、および空調）分野などの用途でその人気が高まっている。従来のモーターで使用されていた機械式整流子を電子装置に置き換えることにより、信頼性の向上、耐久性の向上、およびフォームファクタの小型化が達成される。ＡＣモーターのさらなる利点には、速度対トルク特性の向上、動的応答の高速化、より高い速度レンジなどが例として含まれる。一般に、ＡＣモーター（例えば三相モーター）は、モーターの異なる相に結合された電源スイッチ用の駆動信号を生成するために用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する制御器を有している。これらのＰＷＭ信号は、モーターのコイルに供給される平均電圧と平均電流とを決定することができ、したがって、モーターの速度およびトルクを制御している。

電力スイッチを作動させるために用いられる駆動信号の電圧レベルは、モーター制御システムに供給される電圧レベルよりも高いことが多い。例えば１２Ｖの自動車用バッテリーからモーターに電流を供給するハイサイドパワースイッチは、自動車用バッテリーによって供給される１２Ｖを超える駆動電圧を必要とする場合がある。したがって、多くのシステムでは、電源スイッチの作動に用いられるより高い電圧レベルを生成するために、付加的な昇圧回路が使用されている。この昇圧回路は、例えば、スイッチモード電力変換器、チャージポンプ、および／またはブーストコンデンサを含み得る。しかしながら、そのようなスイッチモード昇圧回路の使用は、特にモーターシステムの動作、またはモーターが存在するシステムの動作に影響を及ぼす電気的干渉を引き起こす場合がある。

一実施形態によれば、本方法は、以下のステップを含む。すなわち、
バッファコンデンサの両端の第１の電圧を監視するステップと、
監視された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第１の電流パスを作動させ、該第１の電流パスは、第１の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を、第１の最大電流まで供給するステップと、
監視された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第２の電流パスを作動させ、該第２の電流パスは、第２の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を、第２の最大電流まで供給するステップと、ただし、第１の閾値電圧は、第２の閾値電圧よりも大きく、かつ第１の最大電流は、第２の最大電流よりも小さいものであり、
バッファコンデンサから、該バッファコンデンサの両端に結合されたドライバ回路に電力を転送するステップと、を含む。

他の実施形態によれば、本システムは、以下を含む。すなわち、
バッファコンデンサの第１の端子に結合されるように構成されたドライバ回路供給ノードと、バッファコンデンサの第２の端子に結合されるように構成された基準ノードと、スイッチングトランジスタの制御ノードに結合されるように構成された駆動出力側とを有するドライバ回路と、
電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された第１の電流パス回路と、
電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された第２の電流パス回路と、
バッファコンデンサ監視回路と、を含む。該バッファコンデンサ監視回路は、ドライバ回路供給ノードと基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、測定された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、第１の電流パス回路を作動させ、該第１の電流パス回路に、第１の閾値電圧と第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を第１の最大電流まで出力させ、測定された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、第２の電流パス回路を作動させ、該第２の電流パス回路に、第２の閾値電圧と第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を第２の最大電流まで出力させるように構成されている。ただし、第１の閾値電圧は、第２の閾値電圧よりも大きく、かつ第１の最大電流は、第２の最大電流よりも小さい。

さらなる実施形態によれば、本モーターシステムは、以下を含む。すなわち、
ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを有するハーフブリッジ回路と、
ハイサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するハイサイドドライバと、
ローサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するローサイドドライバと、
昇圧された供給ノードおよびハイサイドドライバの供給ノードに結合された第１の端子と、ハイサイドドライバの基準ノードおよびハーフブリッジ回路の出力ノードに結合された第２の端子とを有するバッファコンデンサと、
電源ノードと昇圧された供給ノードとの間に結合され、第１の電流を供給するように構成された第１のトランジスタと、
電源ノードと昇圧された供給ノードとの間に結合され、第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい第２の電流を供給するように構成された第２のトランジスタと、
バッファコンデンサ監視回路と、を含み、該バッファコンデンサ監視回路は、
昇圧された供給ノードと基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、
測定された第１の電圧が第１の閾値を下回った場合に、第１のトランジスタを作動させ、
昇圧された供給ノードと基準ノードとの間の第２の電圧を測定し、
測定された第１の電圧が第２の閾値を下回った場合に、第２のトランジスタを作動させるように構成されており、ただし、第１の閾値は、第２の閾値より大きく、さらに、
ハーフブリッジ回路に結合され、ハーフブリッジ回路を通って流れる電流をデジタル化するように構成されたアナログ／デジタル変換器を含む。

以下では、現時点で好適な実施形態の構成および使用を詳細に説明する。しかしながら、本発明からは、多種多様な特定の状況で実施することができる多くの適用可能な発明概念が提供されることも理解されたい。説明される特定の実施形態は、本発明を構成し使用する特定の方法の単なる例示であり、本発明の権利範囲を限定するものではない。

一実施形態の充電システムの概略図 Ａ、Ｂ、Ｃ、およびＤは、一実施形態の充電回路の動作を表したグラフ Ａ、Ｂは、一実施形態の充電回路の概略図 一実施形態のモーター制御システムの概略図 一実施形態の方法のブロック図

異なる図面において、対応する数字および符号は、一般に、他の表記がない限り、対応する部品を指す。これらの図面は、好適な実施形態の関連する態様を明確に示すために描かれており、必ずしも規定の縮尺で描かれているわけではない。特定の実施形態をより明確に示すために、同じ構造、材料、または方法ステップの変形を示す文字が図番の後に続く場合がある。

以下では、現時点で好適な実施形態の構成および使用を詳細に説明する。しかしながら、本発明からは、多種多様な特定の状況で実施することができる多くの適用可能な発明概念が提供されることも理解されたい。ここで説明される特定の実施形態は、本発明を構成し使用する特定の方法の単なる例示であり、本発明の権利範囲を限定するものではない。

本発明では、特定の状況における好適な実施形態に関連して、バッファコンデンサを充電するためのシステムおよび方法をモーター制御回路の状況で説明する。しかしながら、本発明は、スイッチモード電源システム、電力システム、産業用制御システム、オーディオシステム、および処理システムを含むがこれらに限定されない、１つ以上のトランジスタのスイッチング状態を制御する他のタイプの回路にも適用可能である。

一実施形態によれば、少なくとも２つの異なるレベルの電流、すなわちより高い電流レベルとより低い電流レベルとを用いるスイッチドライバのバッファコンデンサの充電のために充電回路が使用される。バッファコンデンサがより多く放電している場合には、より高い電流レベルがバッファコンデンサの充電のために使用され、バッファコンデンサがより低い程度に放電している場合には、より低い電流レベルがバッファコンデンサの充電のために使用される。例えば、コンデンサの両端の電圧が閾値電圧よりも低い場合、コンデンサはより高い電流レベルを用いて充電することができるが、一方、コンデンサの両端の電圧が閾値電圧よりも大きい場合（ただしフル充電電圧未満）、コンデンサはより低い電流レベルを用いて充電することができる。バッファコンデンサがより低い程度に放電している場合に、より低い電流レベルをバッファコンデンサの充電のために用いることにより、大きな過渡電流の発生を有利に低減または回避することができる。そのような過渡電流のこの低減または回避も、測定誤差を誘発する干渉の発生を有利に低減し得る。

図１は、本発明の実施形態によるスイッチングシステム２を示す。図示のように、充電システム２は、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９を有するハーフブリッジドライバ１５に結合された集積回路１０を含む。ハーフブリッジドライバ１５は、負荷２０に結合されて示されている。この負荷２０は、モーター、スイッチモード電源内のインダクターもしくはトランス、または他のタイプの負荷を含むがこれらに限定されない、任意のタイプの負荷を表し得る。集積回路１０は、昇圧器３０、充電回路１２、電流測定回路４０、制御器４６、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８を駆動するように構成されたドライブ回路３２、および、ローサイドスイッチングトランジスタ１９を駆動するように構成されたドライブ回路３４を含む。一部の実施形態では、集積回路１０のさまざまな回路は、単一の半導体基板などの単一のモノリシック半導体集積回路上、かつ／または他の開示されたシステムコンポーネントと同じモノリシック半導体集積回路上に配置され得る。

図示のように、ドライバ３２は、ドライバ３２に対するローカル電源として機能するバッファコンデンサ３６に並列に結合された浮遊ゲートドライバであり、それにより、バッファコンデンサ３６の一方の端子は、昇圧された供給ノードＢＨにおけるドライバ３２のドライバ回路供給ノードに結合され、バッファコンデンサ３６の他方の端子は、出力ノードＳＨにおけるドライバ３２の基準ノードに結合されている。動作中、充電回路１２は、ドライバ３２がハイサイドトランジスタ１８のターンオンのために十分に高い電源電圧を有することを保証するために、バッファコンデンサ３６を予め定められた電圧まで充電する。充電回路１２は、低電流パス回路２６（「第１の電流パス回路」とも称される）、この低電流パス回路２６を制御する増幅器２２、高電流パス回路２８（「第２の電流パス回路」とも称される）、およびこの高電流パス回路２８を制御する増幅器２４を含む。増幅器２２および２４は、一括してバッファコンデンサ監視回路とも称され得る。ダイオードＤ１は、充電回路１２を介したバッファコンデンサの放電を防止するために、昇圧された供給ノードＢＨと、低電流パス回路２６および高電流パス回路２８の出力側と、の間に結合されてもよい。代替的な実施形態では、バッファコンデンサ３６の両端の電圧と、充電回路１２によって供給される電流量と、の間の関係をより精細に提供するために、付加的な電流パス回路を（付加的に対応する制御増幅器と一緒に）、低電流パス回路２６および高電流パス回路２８に並列に結合してもよい。

動作中、増幅器２２は、バッファコンデンサ３６の両端の電圧（「第１の電圧」とも称する）を、第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１と比較し、低電流パス回路２６の電流を、第１の電圧と第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１との間の差分に従って制御する。同様に、増幅器２４は、バッファコンデンサ３６の両端の電圧を、第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２と比較し、高電流パス回路２８の電流を、第１の電圧と第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２との間の差分に従って制御する。さまざまな実施形態では、高電流パス回路２８によって供給される電流は、低電流パス回路２６によって供給される電流よりも大きく、第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１は、第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２よりも高い。例えば、一実施形態では、高電流パス回路２８によって供給される電流は、約１００ｍＡと約３５０ｍＡとの間であり、低電流パス回路２６によって供給される電流は、約１０ｍＡと約３５ｍＡとの間であり、第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１は約１０Ｖであり、第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２は約９Ｖである。なお、特定の実施形態およびその仕様に依存して他の閾値電圧が使用されてもよい。一部の実施形態では、高電流パス回路２８によって供給される電流は、低電流パス回路２６によって供給される電流よりも約１０倍大きい。しかしながら、他の実施形態では、高電流パス回路２８によって供給される電流は、低電流パス回路２６によって供給される電流よりも大きいが１０倍には満たない。

さまざまな実施形態において、バッファコンデンサ３６の静電容量は、低電流パス回路２６によって供給される電流が、公称動作条件下でバッファ３６の両端の電圧ＶＣＡＰが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１よりも大きいことを保証するのに十分であるように設定される。バッファコンデンサ３６の電荷の維持のために、低電流パス回路２６の比較的低い電流を用いることにより、ドライバ回路３２の電源入力側にわたって見られる電源妨害の発生は、制御されていないバッファコンデンサ充電を利用するシステムおよび／またはバッファコンデンサが高突入電流の影響を受けるシステムと比較して大幅に低減する。そのようなシステムでは、そのような高い突入電流により、ハーフブリッジドライバで過渡電流が引き起こされる可能性がある。これらの過渡電流は、電流測定誤差につながり、ドライバ回路の能力に影響を及ぼす可能性がある。本発明の一部の実施形態では、公称動作条件下での低電流パス回路２６の使用は、アナログ／デジタル変換器４２および以下で説明する電流測定回路４０によって測定されるように、そのような外乱電流の大きさを１最下位ビット（ＬＳＢ）未満に保つことができる。

しかしながら、非公称または緊急動作状況では、高電流パス回路２８によって供給されるより高い電流を、バッファコンデンサ３６の迅速な再充電のために使用することができる。例えば、充電システム２が強い電磁干渉（ＥＭＩ）、静電放電（ＥＳＤ）にさらされている状況またはその他の過渡条件において、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰが、第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２を下回る可能性があり、このケースでは、バッファコンデンサ３６の迅速な再充電のために、高電流パス回路２８が作動される。バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰを十分に高い電圧に維持することは、ハイサイドトランジスタ１８が、自身の損傷または破壊を引き起こしかねない危険な動作領域で動作するのを防止する。そのような非公称または緊急状況では、バッファコンデンサ３６の高速充電によって引き起こされる突入電流が、ハーフブリッジドライバ電流Ｉ_ＨＢにおいて、公称動作条件中に見られるより小さな外乱よりも大きな外乱を引き起こす可能性がある。そのような状況では、電磁干渉事象の時点で行われた１つ以上の電流測定が破棄され、非公称または緊急システム条件からの系統立てた回復を支援するために、外部システムコントローラ（図示せず）に対してエラー通知が送信され得る。

任意のケースでは、この充電回路１２の実施形態の使用は、充電システム２が、１２ボルトおよび２４ボルトの電気システムを有する陸上車両用の電磁場適合性に向けられた国際標準化機構（ＩＳＯ）規格７６３７などのさまざまな電磁場適合性規格の順守を維持することを支援し得る。この規格は、さまざまなタイプのシステムに向けられた他の規格と同様に、準拠システムが耐えることを要求されるさまざまな電磁波形およびパルスを定める。

さまざまな実施形態では、昇圧回路３０は、入力電圧ＶＢＡＴの電圧を、電源ノードＨＳＳにおけるより高い電圧に逓昇または増加させるように構成されている。例えば、一実施形態では、入力電圧ＶＢＡＴは約１２Ｖの電圧を有するように構成されている一方で、電源ノードＨＳＳは、約２４Ｖの電圧を有するように構成されているが、入力電圧ＶＢＡＴおよび電源ノードＨＳＳについては特定の実施形態およびその仕様に依存してその他の電圧が使用されてもよい。自動車用途に向けられた実施形態などの一部の実施形態においては、入力電圧ＶＢＡＴは、バッテリー電圧かまたはバッテリー電圧から導出された電圧であってもよい。代替的な実施形態では、入力電圧ＶＢＡＴは、他の電源に結合されてもよい。昇圧回路３０は、チャージポンプ、スイッチモード電源回路、または当該技術分野で公知の他の昇圧回路を用いて実現することができる。昇圧回路３０のためにスイッチモード電源回路を利用する実施形態では、当該技術分野で公知のさまざまなスイッチモード電源アーキテクチャ、例えば、ブーストコンバータを使用することができる。

一部の実施形態では、ハーフブリッジ１５を通って流れる電流Ｉ_ＨＢは、電流測定回路４０により、分流抵抗器３８の両端の電圧を測定することによって決定され得る。一部の実施形態では、電流測定回路４０は、アナログ／デジタル変換器４２および増幅器４４を含み得る。このアナログ／デジタル変換器４２は、シグマデルタアナログ／デジタル変換器、逐次比較アナログ／デジタル変換器、フラッシュアナログ／デジタル変換器などのさまざまなアナログ／デジタル変換器アーキテクチャかまたは当該技術分野で公知の任意の他の適切なアナログ／デジタル変換器アーキテクチャを用いて実現することができる。しかしながら、一部の実施形態では、増幅器４４は省略されてもよい。動作中、増幅器４４は、抵抗器３８の両端の電圧を増幅し、アナログ／デジタル変換器４２は、増幅器４４のアナログ出力をデジタル領域に変換する。

アナログ／デジタル変換器４２の出力は、スイッチング信号ＤＨおよびＤＬを制御するためのフィードバック信号として、制御器４６によって使用されてもよい。例えば、電流Ｉ_ＨＢの測定は、当該技術分野で公知のスイッチ制御方法に従って、いつハイサイドトランジスタ１８および／またはローサイドトランジスタ１９を作動および／または非作動させるかを決定するために使用されてもよい。また電流Ｉ_ＨＢの測定は、当該技術分野で公知の方法に従って、過電圧および過電流保護スキームを実現するために使用されてもよい。上述のように、さまざまな実施形態において、アナログ／デジタル変換器４２によって測定されるようなハーフブリッジ電流Ｉ_ＨＢに対する外乱電流の量は、アナログ／デジタル変換器４２の１ＬＳＢ未満に維持することができる。この外乱レベルを１ＬＳＢ未満に維持することにより、充電システム２内で高い測定精度が動作中に維持され得る。そのような実施形態では、バッファコンデンサ３６について、駆動信号に依存せず、測定精度も損なうことなくアナログ／デジタル変換器４２のサンプリングと非同期的な方法で周期的に再充電させることが可能となる。本発明の代替的な実施形態では、充電システム２は、公称動作中のバッファコンデンサ３６の再充電によって引き起こされる外乱の量が、アナログ／デジタル変換器４２による測定として１ＬＳＢを超える外乱を引き起こしつつも、性能がまだシステムの要求を満たすように構成し得る。

本発明の代替的な実施形態では、電流測定回路４０は、特定の実施形態およびその仕様に依存して省略されてもよい。同様に、ハーフブリッジ回路１５の電流Ｉ_ＨＢが測定されない実施形態についてもハーフブリッジ回路１５に示される抵抗器３８は省略されてもよい。他の実施形態では、電流Ｉ_ＨＢは、抵抗器３８の両端の電圧を測定することとは異なる方法で測定され得る。例えば、一部の実施形態では、ハイサイドトランジスタ１８またはローサイドトランジスタ１９の一方もしくは両方は、ハイサイドトランジスタ１８またはローサイドトランジスタ１９の一方もしくは両方を通って流れる電流のスケーリングバージョンを提供するレプリカ電流測定トランジスタを含み得る。

ドライバ回路３２は、駆動入力側ＤＨと、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８のゲート（「制御ノード」とも称される）に結合された駆動出力側ＧＨとを含む。同様に、ドライバ回路３４は、駆動入力側３４ＤＬと、ローサイドスイッチングトランジスタ１９のゲートに結合された駆動出力側ＧＬとを含む。動作中、ドライバ回路３２は、駆動入力側ＤＨの第１の駆動入力信号に基づき駆動出力側ＧＨにおいて第１の駆動出力信号を生成する。この第１の駆動出力信号は、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８の状態を変更するように構成することができる（例えばハイサイドスイッチングトランジスタ１８のターンオン／ターンオフなど）。同様に、ドライバ回路３４は、駆動入力側ＤＬと、ローサイドスイッチングトランジスタ１９のゲートに結合されたドライブ出力側ＧＬとを含む。動作中、ドライバ回路３４は、駆動入力側ＤＬの第２の駆動入力信号に基づき駆動出力側ＧＬにおいて第２の駆動出力信号を生成する。この第２の駆動出力信号は、ローサイドスイッチングトランジスタ１９の状態を変更するように構成することができる（例えばローサイドスイッチングトランジスタ１９のターンオン／ターンオフなど）。

一例では、駆動信号ＤＨがアサートされると（アクティブハイまたはアクティブローのいずれか）、ドライブ回路３２は、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８がターンオンされるように駆動信号ＧＨの電圧を増加させる。ハイサイドスイッチングトランジスタ１８がターンオンされた場合には、電流は、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８のソースを介して負荷２０および出力ノードＳＨに供給される。ＤＨがデアサートされると、ドライブ回路３２は、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８がターンオフされるように駆動信号ＧＨの電圧を低下させる。同様に、駆動信号ＤＬがアサートされると（アクティブハイまたはアクティブローのいずれか）、ドライブ回路３４は、ローサイドスイッチングトランジスタ１９がターンオンされるように駆動信号ＧＬの電圧を増加させる。ローサイドスイッチングトランジスタ１９がターンオンされた場合には、電流は、ローサイドスイッチングトランジスタ１９のドレインを介して負荷２０および出力ノードＳＨから導出される。駆動信号ＤＬがデアサートされると、ドライブ回路３４は、ローサイドスイッチングトランジスタ１９がターンオフされるように駆動信号ＧＬの電圧を低下させる。ｐ型チャネルまたはＰＮＰデバイスを利用する実施形態では、さまざまな駆動信号は、スイッチングトランジスタをターンオンさせるために電圧を低下させ、スイッチングトランジスタをターンオフさせるために電圧を増加させる。

一部の実施形態では、駆動信号ＤＨおよびＤＬは、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９の一方のみが特定の時点で作動されるように交互にアサートされる。駆動信号ＤＨおよびＤＬの生成は、図示のように、制御器４６を用いて実行されるか、または集積回路１０の外部で生成され得る。そのような駆動信号生成回路は、パルス幅変調回路、パルス周波数変調回路、非重複信号生成回路、および駆動信号を生成するように構成された当該技術分野で公知の他の回路を含み得るがこれらに限定されない。ドライバ回路３２およびドライバ回路３４は、当該技術分野で公知のスイッチングトランジスタドライバを用いて実現され、駆動信号ＧＨおよびＧＬは、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９を実現するために使用される特定のトランジスタ技術に適合され得る。

さまざまな実施形態では、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９は、例えば、ＩＧＢＴトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳおよび／またはＰＭＯＳ）、バイポーラトランジスタ、または他のタイプのトランジスタなどのトランジスタを用いて実現され得る。一部の実施形態では、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９は、高電流および高電力用途を支援するためのパワーＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴまたはパワーバイポーラトランジスタであり得る。一部の実施形態では、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８およびローサイドスイッチングトランジスタ１９は、スイッチモード電源において使用される、またはモーターの駆動に使用されるスイッチングトランジスタとして動作し得る。一部の実施形態では、充電システム２は、単一のスイッチングトランジスタの駆動を支援するように適合され得る。例えば、ドライブ回路３４およびローサイドスイッチングトランジスタ１９は省略されてもよい。

ドライバ回路３２および３４は、当該技術分野で公知のドライブ回路アーキテクチャを用いて実現され、バッファ、レベルシフタ、絶縁体、および本明細書の実施形態に関連してより詳細に説明されるような回路などの補助および支援回路を含み得る。図示のように、ドライバ回路３２は、当該技術分野で公知の浮遊ハイサイドドライブ回路を用いたバッファコンデンサ３６によって給電される浮遊ドライバである。上述したように、バッファコンデンサ３６は、ブースターコンデンサ３６の両端の電圧が、少なくとも、一部の実施形態では約１０Ｖであり得るが他の電圧が使用されてもよい閾値電圧Ｖ_Ｔ１となるように、充電回路１２および任意の昇圧器３０によって周期的に充電されている。したがって、公称動作中、昇圧された供給ノードＢＨの電圧は、通常、出力ノードＳＨの電圧よりも少なくとも１０Ｖ高い。したがって、ハイサイドスイッチングトランジスタ１８が非作動になり、ローサイドスイッチングトランジスタ１９が作動され、出力ノードＳＨの電圧がほぼ接地電圧になると、昇圧された供給ノードＢＨの電圧は少なくとも１０Ｖになる。ハイサイドスイッチングトランジスタ１８が作動され、ローサイドスイッチングトランジスタ１９が非作動になり、出力ノードＳＨの電圧がほぼ入力電圧ＶＢＡＴの電圧になると、昇圧された供給ノードＢＨの電圧は少なくとも２４Ｖになる（例えば１２Ｖバッテリー電圧＋１２Ｖの第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１）。浮遊ドライバを用いることにより、駆動信号ＤＨがアサートされたときにハイサイドスイッチングトランジスタ１８のターンオンを維持するのに十分なゲート駆動電圧の存在が保証される。本明細書で言及される特定の電圧は、特定の実施形態の電圧の単なる一例にすぎず、特定の動作電圧は、特定の実施形態の詳細およびその仕様に応じて異なり得ることを理解されたい。

図２Ａは、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰに関して、低電流パス回路２６および高電流パス回路２８によってそれぞれ生成される電流Ｉ_Ｃ１およびＩ_Ｃ２の間の関係を表すグラフを示す。トレース６２は、低電流パス回路２６によって生成される第１の電流Ｉ_Ｃ１を表し、トレース６４は、高電流パス回路２８によって生成される第２の電流Ｉ_Ｃ２を表す。トレース６２に関して示されるように、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１を超えた場合には、低電流パス回路２６によって生成される電流はほぼゼロになる。電圧ＶＣＡＰが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１を下回った場合には、低電流パス回路２６は、第１の勾配ＳＬＯＰＥ１に従って電圧ＶＣＡＰに反比例する電流を生成する。一度、電流Ｉ_Ｃ１が第１の最大電流Ｉ_{Ｃ１＿ＭＡＸ}に達すると（例えば電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ３に低下した場合）、低電流パス回路２６は、第１の最大電流Ｉ_{Ｃ１＿ＭＡＸ}を出力する。同様に、電圧ＶＣＡＰが第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２を下回った場合には、高電流パス回路２８は、第２の勾配ＳＬＯＰＥ２に従って電圧ＶＣＡＰに反比例する電流Ｉ_Ｃ２（トレース６４によって表される）を生成する。一度、電流Ｉ_Ｃ２が第２の最大電流Ｉ_{Ｃ２＿ＭＡＸ}に達すると（例えば電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ４に低下した場合）、高電流パス回路２８は、第２の最大電流Ｉ_{Ｃ２＿ＭＡＸ}を出力する。さまざまな実施形態では、第１の最大電流Ｉ_{Ｃ１＿ＭＡＸ}は、第２の最大電流Ｉ_{Ｃ２＿ＭＡＸ}よりも小さい。一実施形態では、第１の最大電流Ｉ_{Ｃ１＿ＭＡＸ}は約２０ｍＡであり、第２の最大電流Ｉ_{Ｃ２＿ＭＡＸ}は約２００ｍＡであり、第１の閾値Ｖ_Ｔ１は約１０Ｖであり、および第２の閾値Ｖ_Ｔ２は約９Ｖであるが、その他の最大電流および閾値も実施形態およびその仕様に応じて使用することが可能である。第１の電流Ｉ_Ｃ１の勾配ＳＬＯＰＥ１および第２の電流Ｉ_Ｃ２の勾配ＳＬＯＰＥ２は、特定の実施形態およびその仕様に依存して同一であってもよいし異なっていてもよい。比較器を用いる実施形態および／または第１の電流パス回路２６および第２の電流パス回路２８が徐々にターンオンおよびターンオフされない実施形態などの一部の実施形態では、第１の電流Ｉ_Ｃ１の勾配ＳＬＯＰＥ１および第２の電流Ｉ_Ｃ２の勾配ＳＬＯＰＥ２は、非常に高くなり得る。一部の実施形態では、ヒステリシスが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１および／または第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２に適用され得る。

図２Ｂは、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰに関する充電回路１２の出力電流Ｉ_ＣＨＧ（トレース６６によって表される）間の関係を表すグラフを示す。出力電流Ｉ_ＣＨＧは、図２Ａに示される低電流パス回路２６および高電流パス回路２８によってそれぞれ生成される電流Ｉ_Ｃ１およびＩ_Ｃ２の合計である。図示のように、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１を超えた場合には、低電流パス回路２６によって生成される電流はほぼゼロになる。電圧ＶＣＡＰが第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１を下回った場合には、充電回路１２は、第１の勾配ＳＬＯＰＥ１に従って電圧ＶＣＡＰに反比例する電流を生成し、電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ３に達した場合には、電流Ｉ_ＣＨＧは電流Ｉ_１で平坦となり、これは図１Ａに示す第１の最大電流Ｉ_{Ｃ１＿ＭＡＸ}に対応する。電圧ＶＣＡＰが第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２を下回った場合には、充電回路１２は第２の勾配ＳＬＯＰＥ２に従って電圧ＶＣＡＰに反比例する電流を生成し、電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ４に達した場合には、電流Ｉ_ＣＨＧは電流Ｉ_２で平坦となり、これは図１Ａに示す第２の最大電流Ｉ_{Ｃ２＿ＭＡＸ}に対応する。

一部の実施形態では、電圧ＶＣＡＰに関する電流Ｉ_ＣＨＧの実際値は、温度、動作条件、ならびに第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１および第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ２に対するヒステリシスの適用に従って変化し得る。一部の実施形態では、この変化は、図２Ｂの線６８および７０によって表される許容差マスクの境界内で維持されてもよい。例えば、電圧ＶＣＡＰが電圧ＶＴ４よりも低い場合には、電流Ｉ_ＣＨＧは、約１００ｍＡと約３５０ｍＡとの間であり得る。電圧Ｖ_Ｔ４と第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１との間の電圧ＶＣＡＰについては、許容値マスクの境界内の許容電流はそれに応じて減少する。電圧ＶＣＡＰに関する電流Ｉ_ＣＨＧの関係ならびに図２Ｂに示される許容差マスクの境界は、多くの可能な実施例の単なる一例にすぎないことを理解されたい。本発明の代替的な実施形態では、電流値、閾値電圧、および許容差マスク値は、特定の実施形態およびその仕様に依存して異なっていてもよい。

図２Ｃに示されるように、充電回路１２の一部の実施形態の実現では、第１の電流Ｉ_Ｃ１とバッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰとの間の関係は、電圧Ｖ_Ｔ３を下回る電圧ＶＣＡＰの値に対して完全に平坦ではないことがあり、第２の電流Ｉ_Ｃ２とバッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰとの間の関係は、電圧Ｖ_Ｔ４を下回る電圧ＶＣＡＰの値に対して完全に平坦ではないことがある。図２Ｃは、電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ３を下回ると第１の電流Ｉ_Ｃ１（トレース７２で表される）が勾配ＳＬＯＰＥ３を有し、電圧ＶＣＡＰが電圧Ｖ_Ｔ４を下回ると第２の電流Ｉ_Ｃ２（トレース７４で表される）が勾配ＳＬＯＰＥ４を有することを除いて図２Ａに類似している。さまざまな実施形態において、第１の電流Ｉ_Ｃ１および第２の電流Ｉ_Ｃ２の継続的な上昇は、充電回路１２の特定の実現における有限インピーダンスによるものである。図２Ｃに示す第１の電流Ｉ_Ｃ１、第２の電流Ｉ_Ｃ２、およびバッファコンデンサ３６の電圧ＶＣＡＰの間の関係は、多くの例示的な関係の１つにすぎないことを理解されたい。代替的な実施形態では、第１の電流Ｉ_Ｃ１および第２の電流Ｉ_Ｃ２は、トレース７２および７４の直線によって表される一次関係とは異なる関係を有し得る。そのような実施形態では、第１の電流Ｉ_Ｃ１、第２の電流Ｉ_Ｃ２、およびバッファコンデンサ３６の電圧ＶＣＡＰの間の関係は、より高次の（例えばより「湾曲した」）関係を有することがあり、一部のケースでは非単調なことさえある。

図２Ｄは、図２Ｂに関連して上述した第１の電流Ｉ_Ｃ１および第２の電流Ｉ_Ｃ２の電流特性による、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰに関する、充電回路１２の出力電流Ｉ_ＣＨＧ（トレース７６によって表される）間の関係を表すグラフを示す。図示のように、トレース７６の形状は、図２Ｂに関連して上記に示され論じられたトレース６６の形状とは異なるものではあるが、出力電流Ｉ_ＣＨＧは、線６８および７０によって表される許容差マスク内に維持される。

図３Ａは、図１に示される充電回路１２を実現するために使用され得る充電回路１２の概略図を示す。一実施形態において、低電流パス回路２６は、電源ノードＨＳＳとドライバ回路供給ノードとの間に結合された負荷パスを有するＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１を用いて実現され、高電流パス回路２８は、電源ノードＨＳＳとドライバ回路供給ノードとの間に結合されたＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２を用いて実現されている。ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１はアスペクト比ｍを有し、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２はアスペクト比ｎを有し、ただし、ｎはｍよりも大きい（例えばＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２は、より高い電流を供給するためにＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１よりも大きい）。ダイオードＤ１は、バッファコンデンサ３６がＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１またはＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２を介した放電を防止する。図１に示される増幅器２２の機能は、第１の基準電流発生器１０２、第１の電圧／電流変換器１０４、および第１の制限増幅器１０６を用いて実現されている。同様に、図１に示される増幅器２４の機能は、第２の基準電流発生器１０８、第２の電圧／電流変換器１１０、および第２の制限増幅器１１２を用いて実現されている。抵抗器ＲＺ１およびＲＺ２は、それぞれ、第１の電圧／電流変換器１０４および第２の電圧／電流変換器１１０の出力における有限抵抗を表す。

動作中、第１の電圧／電流変換器１０４は、（昇圧された供給ノードＢＨと出力ノードＳＨとの間に結合された）バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰを第１の測定電流Ｉ_ＶＩ１に変換する。この電流は、第１の基準電流発生器１０２によって生成された電流Ｉ_ＲＥＦ１と合計され、この合計された電流は、第１の制限増幅器１０６に対する入力電圧ＶＩＮ_１を生成するために抵抗器ＲＺ１に加えられている。この入力電圧ＶＩＮ_１は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１を駆動するように構成された電圧Ｖ_ＤＲ１を生成するために第１の制限増幅器１０６によって増幅されている。同様に、第２の電圧／電流変換器１１０は、バッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰを第２の測定電流Ｉ_ＶＩ２に変換する。この電流は、第２の基準電流発生器１０８によって生成された電流Ｉ_ＲＥＦ２と合計され、この合計された電流は、第２の制限増幅器１１２に対する入力電圧ＶＩＮ_２を生成するために抵抗器ＲＺ２に加えられている。この入力電圧ＶＩＮ_２は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２を駆動するように構成された電圧Ｖ_ＤＲ２を生成するために、第２の制限増幅器１１２によって増幅されている。さまざまな実施形態では、第１の閾値電圧Ｖ_Ｔ１は、基準電流Ｉ_ＲＥＦ１および第１の電圧／電流変換器１０４の相互コンダクタンスの選択を介して設定され得る。ＰＭＯＳトランジスタの出力電流Ｉ_Ｃ１の大きさは、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１のサイズの選択ならびに第１の制限増幅器１０６の出力電圧制限の選択によって設定することができる。同様に、ＰＭＯＳトランジスタの出力電流Ｉ_Ｃ２の大きさは、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２のサイズの選択ならびに第２の制限増幅器１１２の出力電圧制限の選択によって設定することができる。一部の実施形態では、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１およびＭＯＵＴ２の有効サイズ、第１の制限増幅器１０６および第２の制限増幅器１１２の利得と制限、第１の電圧／電流変換器１０４および第２の電圧／電流変換器１１０の相互コンダクタンス、ならびに第１の基準電流発生器１０２と第２の基準電流発生器１０８とによって生成される基準電流Ｉ_ＲＥＦ１およびＩ_ＲＥＦ２は、プログラミング可能であってもよい。

図３Ｂは、図１および図３Ａに示される充電回路１２を実現するために使用され得るトランジスタレベル回路の概略図を示す。図示のように、第１の電圧／電流変換器１０４は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１と、該ＮＭＯＳトランジスタＭ１のソースに結合された抵抗器Ｒ１とを用いて実現されている。第１の基準電流発生器１０２は、電流源を用いて実現され、第１の制限増幅器は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３、電流源１２２、およびツェナーダイオードＤ５を用いて実現されている。任意のダイオードＤ３は、第１の基準電流発生器１０２と第１の電圧／電流変換器１０４との間に結合され得る。同様に、第２の電圧／電流変換器１１０は、ＮＭＯＳトランジスタＭ２と、該ＮＭＯＳトランジスタＭ２のソースに結合された抵抗器Ｒ２とを用いて実現されている。第２の基準電流発生器１０８は、電流源を用いて実現され、第２の制限増幅器１１２は、ＰＭＯＳトランジスタＭ４、電流源１２４、およびツェナーダイオードＤ４を使用して実現されている。任意のダイオードＤ２は、第２の基準電流発生器１０８と第２の電圧／電流変換器１１０との間に結合され得る。

第１の電圧／電流変換器１０４は、トランジスタＭ１が高いアスペクト比を有し、かつバッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰがＮＭＯＳトランジスタＭ１の閾値電圧Ｖ_ＴＭ１を超えた場合には、約１／Ｒ１の相互コンダクタンスを有し、第２の電圧／電流変換器１１０は、トランジスタＭ２が高いアスペクト比を有し、かつバッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰがＮＭＯＳトランジスタＭ２の閾値電圧ＶＴＭ２を超えた場合に、約１／Ｒ２の相互コンダクタンスを有する。さまざまな実施形態では、第１の基準電流発生器１０２により生成される電流Ｉ_ＲＥＦ１は（Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_ＯＦＦ）／Ｒに設定され、第２の基準電流発生器１０８により生成される第２の電流Ｉ_ＲＥＦ２はＶ_ＲＥＦ／Ｒに設定されている。ただし、Ｖ_ＲＥＦは基準電圧を表し、Ｖ_ＯＦＦはオフセット電圧を表し、Ｒは基準抵抗器の抵抗を表す。

一部の実施形態では、（Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_ＯＦＦ）／ＲおよびＶ_ＲＥＦ／Ｒに比例する基準電流は、バンドギャップ電圧基準回路によって生成された電圧（またはスケーリングされた電圧）を、バイアス発生回路および当該技術分野で公知の方法を用いて基準電流を生成するＲに比例する値を有する１つ以上の基準抵抗器（図示せず）に印加することによって生成されている。これらの基準電流は、例えば当該技術分野で公知の電流ミラー回路（図示せず）を用いて、第１の基準電流発生器１０２および第２の基準電流発生器１０８にミラーリングされている。さまざまな実施形態では、バイアス発生器で使用される基準抵抗器は、第１および第２の電圧／電流変換器１０４および１１０の抵抗器Ｒ１およびＲ２と同じ材料（例えばポリシリコン、拡散など）を使用し、それによって、Ｒ／Ｒ１およびＲ／Ｒ２の比は、半導体プロセスと、温度とにわたって実質的に一定である。一実施形態では、第１および第２の閾値電圧Ｖ_Ｔ１およびＶ_Ｔ２は、以下のように表すことができる。
Ｖ_Ｔ１＝（Ｖ_ＲＥＦ＋Ｖ_ＯＦＦ）×（Ｒ２／Ｒ）＋Ｖ_ＴＭ１
および
Ｖ_Ｔ２＝Ｖ_ＲＥＦ×（Ｒ２／Ｒ）＋Ｖ_ＴＭ１

動作中、第１の制限増幅器１０６の電流源１２２によって負荷されたＰＭＯＳトランジスタＭ３は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１を駆動するように構成された電圧Ｖ_ＤＲ１を生成するために入力電圧ＶＩＮ_１を増幅する。ツェナーダイオードＤ５は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１によって出力される電流量を効果的に制限するために、第１の制限増幅器の出力電圧Ｖ_ＤＲ１を自身のツェナー電圧に制限／クランプする。同様に、第２の制限増幅器１１２の電流源１２４によって負荷されたＰＭＯＳトランジスタＭ４は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２を駆動するように構成された電圧Ｖ_ＤＲ２を生成するために入力電圧ＶＩＮ_２を増幅する。ツェナーダイオードＤ４は、ＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２によって出力される電流量を効果的に制限するために、第２の制限増幅器の出力電圧Ｖ_ＤＲ２を自身のツェナー電圧に制限／クランプする。

図３Ａおよび図３Ｂに関連して上記に示され説明された充電回路１２の実施形態の例は、多くの可能な実施形態の充電回路の特定の例にすぎないことを理解されたい。代替的な実施形態では、ＮＭＯＳトランジスタ、ＮＰＮまたはＰＮＰ ＢＪＴトランジスタ、ＪＦＥＴ、および当該技術分野で公知の他のトランジスタタイプなど、他のトランジスタタイプを、ＭＯＵＴ１およびＭＯＵＴ２用のＰＭＯＳトランジスタの代わりに使用することができる。第１および第２の電圧／電流変換器１０４および１１０は、他の電圧／電流変換器回路およびシステムを用いて実現することができ、第１および第２の制限増幅器１０６および１１２は、当該技術分野で公知の他の制限増幅器回路およびシステムを用いて実現することができる。付加的に、上述のツェナーダイオードＤ４およびＤ５のクランプ機能は、当該技術分野で公知の他のクランプ回路およびシステムを用いて実現することができる。例えば、一部の実施形態では、トランジスタベースのクランプ回路が使用されてもよい。

図４は、３つのハーフブリッジドライバ回路１５を介して三相モーター２１６に結合された集積回路２０２を含むモーターシステム２００を示す。一部の実施形態では、三相モーター２１６は、自動車システムで使用され得る。一例では、三相モーターは、パワーステアリングに使用されるモーターである。集積回路２０２は、３つの並列ハーフブリッジドライバチャネルが単一チャネルの代わりに実現されていることを除いて、構造および動作に関しては図１に示される集積回路１０と同様である。例えば、制御ロジック２０４は、信号ＤＨｘおよびＤＬｘによって表される入力駆動信号の３つのチャネルを提供するように構成されている。３つのレベルシフタ２０６、３つのハイサイドドライバ３２、および３つのローサイドドライバ３４は、駆動出力側ＧＨｘおよびＧＬｘを介して３つのハーフブリッジドライバ１５の各々の駆動および作動を支援するために設けられている。したがって、一部の実施形態では、３つの実施形態の充電回路１２は、本明細書で説明する実施形態による３つの対応するドライバ回路３２に電力を供給するために３つのバッファコンデンサ３６を充電するように構成されている。さまざまな実施形態では、３つの電流測定回路４０は、ノードＳＬｘでハーフブリッジドライバ１５の分流抵抗器３８の両端の電圧を測定することにより、各ハーフブリッジドライバの電流を測定するように構成されている。

さまざまな実施形態では、制御ロジック２０４は、当該技術分野で公知の三相モーター駆動方法に従って三相モーター２１６を駆動するように構成された三相入力駆動信号ＤＨｘおよびＤＬｘを生成するように構成されている。一部の実施形態では、これらの入力駆動信号ＤＨｘおよびＤＬｘの各位相は、互いに約１２０度位相シフトされたモーター駆動信号を供給する三相パルス幅変調信号を供給するように構成されている。一部の実施形態では、各パルス幅変調信号は、そのパルス幅および／またはパルス密度が単一のモーター駆動サイクルにわたって増減する複数のパルスサイクルを含む。各チャネルのピークパルス幅は、他のチャネルに対して１２０度シフトされている。他の実施形態では、各パルス幅変調信号は、単一のモーター駆動サイクルのための単一のパルスサイクルを含む。そのような実施形態では、各チャネルの各単一パルスサイクルは、他のチャネルに対して１２０度シフトされている。

デジタルインターフェース２１２は、ｎ個の信号ピンを有するデジタルバスＤＢＵＳに結合されて示され、集積回路２０２の動作を制御、構成および監視するために使用することができる。さまざまな実施形態では、このデジタルインターフェース２１２は、シリアルバスインターフェース回路、パラレルバスインターフェース回路であってもよいし、かつ／またはＳＰＩ、ＣＡＮ、Ｉ２Ｃ、ＬＶＤＳ、ＵＳＢを含むがこれらに限定されない任意のバス規格に準拠していてもよい。したがって、デジタルバスＤＢＵＳの信号ピンの数ｎは、実現されたバスプロトコルに適する任意の数であり得る。一部の実施形態では、集積回路２０２のさまざまな動作パラメータは、デジタルバスＤＢＵＳからデジタルインターフェース２１２を介して受信され、駆動信号ＤＨおよびＤＬの生成を制御するために制御ロジック２０４内のレジスタに転送され得る。

図５は、一実施形態の方法３００のブロック図を示す。ステップ３０２では、図１、図３Ａ、図３Ｂ、および図４に示されるバッファコンデンサ３６の両端の電圧ＶＣＡＰなどの第１の電圧が、バッファコンデンサの両端で監視される。一部の実施形態では、第１の電圧は、図３Ａおよび３Ｂに示される増幅器２２および２４または電圧／電流変換器１０４および１１０などの増幅器を用いて監視されている。他の実施形態では、第１の電圧は、コンパレータ回路を用いて監視することができる。

ステップ３０４では、監視された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第１の電流パスが作動する。一部の実施形態では、第１の電流パスは、図１に示される低電流パス回路２６を用いて実現することができ、かつ／または図３Ａおよび図３Ｂに示されるＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ１を用いて実現することができる。種々の実施形態では、第１の電流パスは、第１の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を、第１の最大電流まで供給する。

ステップ３０６では、監視された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第２の電流経パスが作動する。一部の実施形態では、第２の電流パスは、図１に示される高電流パス回路２８を用いて実現することができ、かつ／または図３Ａおよび図３Ｂに示されるＰＭＯＳトランジスタＭＯＵＴ２を用いて実現することができる。種々の実施形態では、第２の電流パスは、第２の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を、第２の最大電流まで供給し、ただし、第１の閾値電圧は、第２の閾値電圧よりも大きく、かつ第１の最大電流は、第２の最大電流よりも小さいものである。ステップ３０８では、バッファコンデンサから、該バッファコンデンサの両端に結合されたドライバ回路に電力が転送される。種々の実施形態では、ドライバ回路は、ドライバ３２を用いて実現することができ、このドライバ３２は、例えばハイサイドドライバであり得る。

本発明の実施形態は、ここに集約されている。他の実施形態も、本明細書および本明細書に添付される特許請求の範囲の全体から理解することができる。

実施例１．本方法は、以下のステップを含む。すなわち、
バッファコンデンサの両端の第１の電圧を監視するステップと、監視された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第１の電流パスを作動させ、ここで、該第１の電流パスは、第１の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を、第１の最大電流まで供給するステップと、監視された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間で第２の電流パスを作動させ、ここで、該第２の電流パスは、第２の閾値電圧と監視された第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を、第２の最大電流まで供給するステップと、ただし、第１の閾値電圧は、第２の閾値電圧よりも大きく、かつ第１の最大電流は、第２の最大電流よりも小さいものであり、バッファコンデンサから、該バッファコンデンサの両端に結合されたドライバ回路に電力を転送するステップとを含む。

実施例２．実施例１の方法は、さらにドライバ回路を用いてハーフブリッジ回路のスイッチングトランジスタの制御ノードを駆動するステップを含む。

実施例３．実施例２の方法は、さらにハーフブリッジ回路でモーターを駆動するステップを含む。

実施例４．実施例２または３の方法は、さらにハーフブリッジ回路の電流を測定するステップを含む。

実施例５．実施例４の方法では、ここにおいて、ハーフブリッジ回路の電流を測定するステップは、アナログ／デジタル変換器を用いることを含み、第１の電流は、アナログ／デジタル変換器の最下位ビットよりも小さい大きさに対応する。

実施例６．実施例１から５までのいずれか１つの方法では、ここにおいて、第１の電圧を監視するステップは、第１の電圧を第１の測定電流に変換するステップと、第１の測定電流を第１の基準電流と比較するステップと、第１の電圧を第２の測定電流に変換するステップと、第２の測定電流を第２の基準電流と比較するステップとを含む。

実施例７．実施例６の方法では、ここにおいて、第１の電流パスを作動させるステップは、第１の測定電流が第２の測定電流よりも小さい場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間に結合された第１のトランジスタをターンオンさせるステップを含み、第２の電流パスを作動させるステップは、第２の測定電流が第２の測定電流よりも小さい場合に、電源ノードとバッファコンデンサとの間に結合された第２のトランジスタをターンオンさせるステップを含み、ただし、第２のトランジスタは、第１のトランジスタよりも大きい。

実施例８．実施例１から７までのいずれか１つの方法では、ここにおいて、第２の電流は、第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい。

実施例９．本システムは、以下を含む。すなわち、
バッファコンデンサの第１の端子に結合されるように構成されたドライバ回路供給ノードと、バッファコンデンサの第２の端子に結合されるように構成された基準ノードと、スイッチングトランジスタの制御ノードに結合されるように構成された駆動出力側とを有するドライバ回路と、電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された第１の電流パス回路と、電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された第２の電流パス回路と、バッファコンデンサ監視回路とを含み、該バッファコンデンサ監視回路は、ドライバ回路供給ノードと基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、測定された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、第１の電流パス回路を作動させ、該第１の電流パス回路に、第１の閾値電圧と第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を第１の最大電流まで出力させ、測定された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、第２の電流パス回路を作動させ、該第２の電流パス回路に、第２の閾値電圧と第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を第２の最大電流まで出力させるように構成されており、ただし、第１の閾値電圧は、第２の閾値電圧よりも大きく、かつ第１の最大電流は、第２の最大電流よりも小さい。

実施例１０．実施例９のシステムでは、ここにおいて、スイッチングトランジスタは、ハーフブリッジ回路のハイサイドトランジスタであり、基準ノードは、さらにハイサイドトランジスタの出力ノードに結合されるように構成されている。

実施例１１．実施例９または１０のシステムは、さらにバッファコンデンサとハーフブリッジ回路とを含む。

実施例１２．実施例９から１１までのいずれか１つのシステムは、さらにハーフブリッジ回路の出力側に結合されたモーターを含む。

実施例１３．実施例９から１２までのいずれか１つのシステムは、さらにアナログ／デジタル変換器を有する電流測定回路を含み、ここでは、電流測定回路は、ハーフブリッジ回路に結合されるように構成されており、電流測定回路は、アナログ／デジタル変換器を用いてハーフブリッジ回路の電流を測定するように構成されており、第１の電流は、アナログ／デジタル変換器の最下位ビットよりも小さい大きさに対応する。

実施例１４．実施例９から１３までのいずれか１つの方法では、ここにおいて、バッファコンデンサ監視回路は、ドライバ回路供給ノードと基準ノードとの間に結合された第１の電圧／電流変換器と、第１の電圧／電流変換器および第１の電流パス回路に結合された第１の基準電流発生器と、ドライバ回路供給ノードと基準ノードとの間に結合された第２の電圧／電流変換器と、第２の電圧／電流変換器および第２の電流パス回路に結合された第２の基準電流発生器とを含む。

実施例１５．実施例１４のシステムでは、ここにおいて、第１の電流パス回路は、電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された負荷パスと、第１の電圧／電流変換器に結合された制御ノードとを有する第１のトランジスタを含み、
第２の電流パス回路は、電源ノードとドライバ回路供給ノードとの間に結合された負荷パスと、第２の電圧／電流変換器に結合された制御ノードとを有する第２のトランジスタを含み、ただし、第２のトランジスタは、第１のトランジスタより大きい。

実施例１６．実施例９から１５までのいずれか１つの方法では、ここにおいて、第２の電流は、第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい。

実施例１７．実施例９から１６までのいずれか１つの方法では、ここにおいて、ドライバ回路、第１の電流パス回路、第２の電流パス回路、およびバッファコンデンサ監視回路は、単一の半導体基板上に配置されている。

実施例１８．本モーターシステムは、以下を含む。すなわち、
ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを有するハーフブリッジ回路と、
ハイサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するハイサイドドライバと、
ローサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するローサイドドライバと、
昇圧された供給ノードおよびハイサイドドライバの供給ノードに結合された第１の端子と、ハイサイドドライバの基準ノードおよびハーフブリッジ回路の出力ノードに結合された第２の端子とを有するバッファコンデンサと、
電源ノードと昇圧された供給ノードとの間に結合され、第１の電流を供給するように構成された第１のトランジスタと、
電源ノードと昇圧された供給ノードとの間に結合され、第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい第２の電流を供給するように構成された第２のトランジスタと、
バッファコンデンサ監視回路と、を含み、該バッファコンデンサ監視回路は、
昇圧された供給ノードと基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、
測定された第１の電圧が第１の閾値を下回った場合に、第１のトランジスタを作動させ、
昇圧された供給ノードと基準ノードとの間の第２の電圧を測定し、
測定された第１の電圧が第２の閾値を下回った場合に、第２のトランジスタを作動させるように構成されており、ただし、第１の閾値は、第２の閾値より大きく、さらに、
ハーフブリッジ回路に結合され、ハーフブリッジ回路を通って流れる電流をデジタル化するように構成されたアナログ／デジタル変換器を含む。

実施例１９．実施例１８のモーターシステムは、さらにハーフブリッジ回路の出力ノードに結合されたモーターを含む。

実施例２０．実施例１８または１９のモーターシステムでは、ここにおいて、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタは、それぞれＭＯＳＦＥＴを含む。

本発明は、例示的な実施形態を参照して説明されてきたが、この説明は、限定的な意味で解釈されることを意図するものではない。例示的な実施形態のさまざまな変更および組み合わせ、ならびに本発明の他の実施形態は、説明を参照することで当業者には明らかになるであろう。それゆえ、添付の特許請求の範囲は、任意のそのような変更または実施形態を包含することが意図されている。

Claims (20)

1. 方法であって、前記方法は、
   バッファコンデンサの両端の第１の電圧を監視するステップと、
   前記監視された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、電源ノードと前記バッファコンデンサとの間で第１の電流パスを作動させ、前記第１の電流パスは、前記第１の閾値電圧と前記監視された第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を、第１の最大電流まで供給するステップと、
   前記監視された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、前記電源ノードと前記バッファコンデンサとの間で第２の電流パスを作動させ、前記第２の電流パスは、前記第２の閾値電圧と前記監視された第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を、第２の最大電流まで供給するステップであって、前記第１の閾値電圧は、前記第２の閾値電圧よりも大きく、前記第１の最大電流は、前記第２の最大電流よりも小さいステップと、
   前記バッファコンデンサから、前記バッファコンデンサの両端に結合されたドライバ回路に電力を転送するステップと、
   を含む方法。
2. 前記方法は、さらにドライバ回路を用いてハーフブリッジ回路のスイッチングトランジスタの制御ノードを駆動するステップを含む、
   請求項１記載の方法。
3. 前記方法は、さらに前記ハーフブリッジ回路でモーターを駆動するステップを含む、
   請求項２記載の方法。
4. 前記方法は、さらに前記ハーフブリッジ回路の電流を測定するステップを含む、
   請求項２記載の方法。
5. 前記ハーフブリッジ回路の電流を測定するステップは、アナログ／デジタル変換器を用いることを含み、前記第１の電流は、前記アナログ／デジタル変換器の最下位ビットよりも小さい大きさに対応する、
   請求項４記載の方法。
6. 前記第１の電圧を監視するステップは、
   前記第１の電圧を第１の測定電流に変換するステップと、
   前記第１の測定電流を第１の基準電流と比較するステップと、
   前記第１の電圧を第２の測定電流に変換するステップと、
   前記第２の測定電流を第２の基準電流と比較するステップと、
   を含む、
   請求項１記載の方法。
7. 前記第１の電流パスを作動させるステップは、前記第１の測定電流が前記第２の測定電流よりも小さい場合に、前記電源ノードと前記バッファコンデンサとの間に結合された第１のトランジスタをターンオンさせるステップを含み、
   前記第２の電流パスを作動させるステップは、前記第２の測定電流が前記第２の測定電流よりも小さい場合に、前記電源ノードと前記バッファコンデンサとの間に結合された第２のトランジスタをターンオンさせるステップを含み、前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタよりも大きい、
   請求項６記載の方法。
8. 前記第２の電流は、前記第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい、
   請求項１記載の方法。
9. システムであって、前記システムは、
   バッファコンデンサの第１の端子に結合されるように構成されたドライバ回路供給ノードと、前記バッファコンデンサの第２の端子に結合されるように構成された基準ノードと、スイッチングトランジスタの制御ノードに結合されるように構成された駆動出力側と、を有するドライバ回路と、
   電源ノードと前記ドライバ回路供給ノードとの間に結合された第１の電流パス回路と、
   前記電源ノードと前記ドライバ回路供給ノードとの間に結合された第２の電流パス回路と、
   バッファコンデンサ監視回路と、
   を含み、
   前記バッファコンデンサ監視回路は、
   前記ドライバ回路供給ノードと前記基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、
   前記測定された第１の電圧が第１の閾値電圧を下回った場合に、前記第１の電流パス回路を作動させ、前記第１の電流パス回路に、前記第１の閾値電圧と前記第１の電圧との間の差分に比例する第１の電流を第１の最大電流まで出力させ、
   前記測定された第１の電圧が第２の閾値電圧を下回った場合に、前記第２の電流パス回路を作動させ、前記第２の電流パス回路に、前記第２の閾値電圧と前記第１の電圧との間の差分に比例する第２の電流を第２の最大電流まで出力させるように構成されており、前記第１の閾値電圧は、前記第２の閾値電圧よりも大きく、前記第１の最大電流は、前記第２の最大電流よりも小さい、
   システム。
10. 前記スイッチングトランジスタは、ハーフブリッジ回路のハイサイドトランジスタであり、前記基準ノードは、さらに前記ハイサイドトランジスタの出力ノードに結合されるように構成されている、
    請求項９記載のシステム。
11. 前記システムは、さらにバッファコンデンサとハーフブリッジ回路とを含む、
    請求項１０記載のシステム。
12. 前記システムは、さらに前記ハーフブリッジ回路の出力側に結合されたモーターを含む、
    請求項１１記載のシステム。
13. 前記システムは、さらにアナログ／デジタル変換器を有する電流測定回路を含み、
    前記電流測定回路は、前記ハーフブリッジ回路に結合されるように構成されており、
    前記電流測定回路は、前記アナログ／デジタル変換器を用いて前記ハーフブリッジ回路の電流を測定するように構成されており、
    前記第１の電流は、前記アナログ／デジタル変換器の最下位ビットよりも小さい大きさに対応する、
    請求項１０記載のシステム。
14. 前記バッファコンデンサ監視回路は、
    前記ドライバ回路供給ノードと前記基準ノードとの間に結合された第１の電圧／電流変換器と、
    前記第１の電圧／電流変換器および前記第１の電流パス回路に結合された第１の基準電流発生器と、
    前記ドライバ回路供給ノードと前記基準ノードとの間に結合された第２の電圧／電流変換器と、
    前記第２の電圧／電流変換器および前記第２の電流パス回路に結合された第２の基準電流発生器と、
    を含む、
    請求項９記載のシステム。
15. 前記第１の電流パス回路は、前記電源ノードと前記ドライバ回路供給ノードとの間に結合された負荷パスと、前記第１の電圧／電流変換器に結合された制御ノードと、を有する第１のトランジスタを含み、
    前記第２の電流パス回路は、前記電源ノードと前記ドライバ回路供給ノードとの間に結合された負荷パスと、前記第２の電圧／電流変換器に結合された制御ノードと、を有する第２のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタは、前記第１のトランジスタより大きい、
    請求項１４記載のシステム。
16. 前記第２の電流は、前記第１の電流よりも少なくとも１０倍大きい、
    請求項９記載のシステム。
17. 前記ドライバ回路、前記第１の電流パス回路、前記第２の電流パス回路、および、前記バッファコンデンサ監視回路は、単一の半導体基板上に配置されている、
    請求項９記載のシステム。
18. モーターシステムであって、前記モーターシステムは、
    ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを有するハーフブリッジ回路と、
    前記ハイサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するハイサイドドライバと、
    前記ローサイドトランジスタの制御ノードに結合された出力側を有するローサイドドライバと、
    昇圧された供給ノードおよび前記ハイサイドドライバの供給ノードに結合された第１の端子と、前記ハイサイドドライバの基準ノードおよび前記ハーフブリッジ回路の出力ノードに結合された第２の端子と、を有するバッファコンデンサと、
    電源ノードと前記昇圧された供給ノードとの間に結合され、第１の電流を供給するように構成された第１のトランジスタと、
    前記電源ノードと前記昇圧された供給ノードとの間に結合され、第２の電流を供給するように構成された第２のトランジスタと、
    バッファコンデンサ監視回路と、
    前記ハーフブリッジ回路に結合され、前記ハーフブリッジ回路を通って流れる電流をデジタル化するように構成されたアナログ／デジタル変換器と、
    を含み、
    前記バッファコンデンサ監視回路は、
    前記昇圧された供給ノードと前記基準ノードとの間の第１の電圧を測定し、
    前記測定された第１の電圧が第１の閾値を下回った場合に、前記第１のトランジスタを作動させ、
    前記昇圧された供給ノードと前記基準ノードとの間の第２の電圧を測定し、
    前記測定された第１の電圧が第２の閾値を下回った場合に、前記第２のトランジスタを作動させるように構成されており、前記第１の閾値は、前記第２の閾値より大きい、
    モーターシステム。
19. 前記モーターシステムは、さらに前記ハーフブリッジ回路の前記出力ノードに結合されたモーターを含む、
    請求項１８記載のモーターシステム。
20. 前記ハイサイドトランジスタおよび前記ローサイドトランジスタは、それぞれＭＯＳＦＥＴを含む、
    請求項１８記載のモーターシステム。