JP4692267B2 - 電流検出装置および電流制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は電流検出装置および電流制御装置に係り、詳しくは、電流駆動素子に流れる電流を検出する電流検出装置、当該電流検出装置を用いて負荷の駆動電流を制御する電流制御装置、当該電流検出装置を用いて蓄電池の充電電流を制御する電流制御装置に関するものである。
従来より、電気負荷と電源との間に接続され、上記電気負荷に流れる電流を制御するパワーMOSFETと、上記パワーMOSFETと並列に接続され、上記パワーMOSFETに流れる電流の一部が流れるミラーMOSFETと、上記パワーMOSFETのソース電極と上記ミラーMOSFETのソース電極間に接続された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の両端に発生する正方向及び負方向の電圧を正若しくは負の電圧に変換する変換手段を備えた電流検出装置が開示されている(特許文献1参照)。
特開2004−201427号公報(第1〜11頁 図1,図4,図6)
特許文献1の技術では、パワーMOSFETのソース電極とミラーMOSFETのソース電極に接続された電流検出抵抗を設けているため、この電流検出抵抗の抵抗値の分だけミラーMOSFETのドレイン電流が減少し、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比が、各FETのトランジスタサイズによって決定されるミラー比とは異なる比率になる。
そして、特許文献1の電流検出装置を1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化したモノリシックIC(Integrated Circuit)によって構成した場合には、電流検出装置の個々の製品において、電流検出抵抗の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生すると、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比にもバラツキが生じることになる。
また、特許文献1の技術では、電流検出装置に供給される電源電圧に電圧脈動(リップル)が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によってパワーMOSFETとミラーMOSFETのそれぞれのゲート・ソース間電圧が変動し、そのゲート・ソース間電圧の変動によって各MOSFETのドレイン電流も変動する。
よって、特許文献1の技術では、電圧脈動により電源電圧が不安定で、且つ、電流検出抵抗に抵抗値のバラツキがある場合には、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比が変化し、電流検出抵抗の両端間に発生する電圧も変化するため、その電圧を変換する変換手段の動作に誤差が発生して不安定になることから、安定した電流検出を行うことができず、電流検出の精度が低下するという問題があった。
また、従来より、負荷と電源との間に接続された第1のパワーMOSトランジスタに加えて、負荷とアースとの間にシャント抵抗と第2のパワーMOSトランジスタとを直列接続し、そのシャント抵抗の両端間に発生する電圧に基づいて各パワーMOSトランジスタを駆動制御する電流検出装置が提案されている。
この技術では、第1のパワーMOSトランジスタと同様のトランジスタサイズの第2のパワーMOSトランジスタが必要になることに加え、負荷の駆動電流が大きくなると、第2のパワーMOSトランジスタのソース・ドレイン間電圧による電圧ドロップも大きくなるため、負荷の駆動効率が低下する上に、第2のパワーMOSトランジスタの消費電力が増大して発熱量も増大するという問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、以下の目的を有するものである。
(1)ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出装置を低コストに提供する。
(2)上記(1)の電流検出装置を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
(3)上記(1)の電流検出装置を用いることにより、蓄電池の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
請求項1に記載の発明は、
電源(11)から負荷(F)に供給される駆動電流を制御する第1電流駆動素子(13)と、
その第1電流駆動素子の駆動電流に比例した検出電流が流れる第2電流駆動素子(15)と、
その第2電流駆動素子の検出電流が流れる検出抵抗(19)と、
その検出抵抗の両端間に発生する電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換回路(20)と
を備えた電流検出装置(CDa,CDb)であって、
前記第1電流駆動素子は電源と負荷の間に接続されたハイサイド構成をとり、
前記各電流駆動素子に流れる電流の比を設定する電流設定回路(CA)を備え
前記AD変換回路(20)が出力したデジタル信号に合わせて前記検出抵抗(19)の抵抗値を調整することを技術的特徴とする。
請求項2に記載の発明は、
請求項1に記載の電流検出装置において、
前記AD変換回路は、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式であることを技術的特徴とする。
請求項3に記載の発明は、
請求項1または請求項2に記載の電流検出装置において、
前記各電流駆動素子と前記検出抵抗と前記AD変換回路とが1個の半導体チップ上に集積化されていることを技術的特徴とする。
請求項4に記載の発明は、
請求項1〜3のいずれか1項に記載の電流検出装置における前記AD変換回路が出力したデジタル信号に基づいて、前記第1電流駆動素子を駆動制御する駆動制御手段(21〜24)を備えた電流制御装置(12)を技術的特徴とする。
請求項5に記載の発明は、
請求項4に記載の電流制御装置において、
前記電源はオルタネータ(11)であると共に、前記負荷は前記オルタネータの界磁巻線(F)であり、その界磁巻線の駆動電流を制御することにより、前記電源に接続された蓄電池(BATT)の充電電流を制御することを技術的特徴とする。
<請求項1:第1実施形態に該当>
請求項1の発明では、検出抵抗(19)によって第2電流駆動素子(15)の検出電流が電圧に変換され、その検出抵抗が変換した電圧(検出抵抗の両端間電圧)がAD変換回路(20)によってデジタル信号に変換される。
そして、電流設定回路(CA)によって各電流駆動素子に流れる電流の比が設定され、各電流駆動素子の電流は比例するため、第2電流駆動素子(15)の検出電流を検出抵抗(19)およびAD変換回路(20)を用いて検出すれば、第1電流駆動素子(13)の駆動電流を間接的に検出することができる。
請求項1の電流検出装置(CDa)では、第1電流駆動素子(13)の駆動電流が負荷(F)の駆動電流となり、第2電流駆動素子(15)には負荷(F)の駆動電流が流れないため、検出抵抗(19)にも負荷(F)の駆動電流は流れず、各電流駆動素子の電流の比は検出抵抗の影響を受けない。
そのため、例えば、モノリシックICによって電流検出装置(CDa)を構成した場合に、その電流検出装置の個々の製品において、検出抵抗(19)の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生したとしても、各電流駆動素子の電流の比にはバラツキが生じない。
ここで、電源(11)の電源電圧に電圧脈動(リップル)が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によって各電流駆動素子の電流も変動する。
しかし、請求項1の電流検出装置(CDa)では、電圧脈動により電源電圧が不安定で、且つ、検出抵抗(19)に抵抗値のバラツキがある場合でも、各電流駆動素子の電流の比が変化せず、検出抵抗の両端間電圧も変化しないため、AD変換回路(20)の生成するデジタル信号に誤差が発生しないことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、請求項1の電流検出装置(CDa)では、負荷(F)に対して第1電流駆動素子(13)が直列接続されているだけであるため、負荷(F)とアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、負荷(F)の駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、請求項1によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出装置(CDa)を低コストに提供できる。
そして、請求項1の発明では、AD変換回路(20)が出力したデジタル信号に合わせて検出抵抗(19)の抵抗値を調整するため、第1電流駆動素子(13)の駆動電流を最適に設定可能になり、前記作用・効果を更に高めることができる。
請求項2
AD変換回路(20)として、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のAD変換回路を使用すれば、そのAD変換回路(20)のコンデンサと検出抵抗(19)とでパッシブ型の一次ローパスフィルタが構成されるため、検出抵抗(19)の両端間電圧に含まれるノイズ成分を吸収除去することができる。
尚、そのノイズ成分には、例えば、電源としてのオルタネータ(11)が発生した転流ノイズや、各電流駆動素子(13,15)が発生したスイッチングノイズなどがある。
そして、検出抵抗(19)の両端間電圧に含まれるノイズ成分を前記パッシブ型の一次ローパスフィルタで吸収除去すれば、AD変換回路(20)の生成するデジタル信号が当該ノイズの影響を受けないため、電流検出の精度を高めることが可能になり、請求項1の作用・効果を更に高めることができる。
ちなみに、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のAD変換回路には、例えば、重み付けされたコンデンサアレイを用いる逐次比較方式の電荷比較方式、電荷平衡形、二分割形逐次比較方式などがある。
請求項3
請求項3の発明によれば、電流検出装置は1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化されたモノリシックICによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
また、請求項2の発明において、AD変換回路(20)が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗(19)の抵抗値を適宜調整すれば、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数(カットオフ周波数)を最適に設定可能になるため、請求項2の作用・効果を更に高めることができる。
そして、検出抵抗(19)およびAD変換回路(20)は1個の半導体チップ上に集積化されているため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数を安定的に保証できる。
尚、半導体チップ上に集積化された検出抵抗(19)の抵抗値を調整するには、例えば、以下の方法などがある。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗(19)を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのPN接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
請求項4
請求項4の発明では、AD変換回路(20)が生成したデジタル信号(検出抵抗が変換した電圧)は、第1電流駆動素子(13)の駆動電流(負荷の駆動電流)に対応しているため、電流制御装置(12)は第1電流駆動素子(13)の駆動電流に基づいて当該駆動電流を制御していることになる。
つまり、電流検出装置(CDa,CDb)が間接的に検出した第1電流駆動素子(13)の駆動電流に基づいて、電源(11)から負荷(F)に供給される駆動電流が設定値になるように駆動制御手段(21〜24)がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、請求項4の発明によれば、請求項1〜3の電流検出装置(CDa,CDb)を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置(12)を低コストに提供できる。
請求項5
請求項5の発明において、負荷としての界磁巻線(F)の駆動電流(オルタネータ11の励磁電流)は、電源としてのオルタネータ(11)による蓄電池(BATT)の充電電流に対応しているため、界磁巻線(F)の駆動電流を電流検出装置(CDa,CDb)を用いて検出すれば、蓄電池の充電電流を間接的に検出することができる。
そして、界磁巻線(F)の駆動電流を電流制御装置(CDa,CDb)を用いて制御すれば、オルタネータ(11)による蓄電池(BATT)の充電電流を間接的に制御することができる。
従って、請求項5の発明によれば、請求項1〜3の電流検出装置(CDa,CDb)を用いることにより、蓄電池(BATT)の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置(12)を低コストに提供できる。
<用語の説明>
尚、上術した[課題を解決するための手段][発明の効果]に記載した( )内の符号等は、上述した[背景技術]と後述する[発明を実施するための最良の形態]に記載した構成部材・構成要素の符号に対応したものである。
そして、[課題を解決するための手段][発明の効果]に記載した構成部材・構成要素と、[発明を実施するための最良の形態]に記載した構成部材・構成要素との対応関係は以下のようになっている。
「第1電流駆動素子」は、第1実施形態ではトランジスタ13に該当し、第2実施形態ではトランジスタ32に該当する。
「第2電流駆動素子」は、第1実施形態ではトランジスタ15に該当し、第2実施形態ではトランジスタ33に該当する。
「電流検出装置」は、電流検出回路CDa,CDbに該当する。
「駆動制御手段」は、電流制御信号生成回路21、電圧制御信号生成回路22、AND回路23、駆動回路24に該当する。
以下、本発明を具体化した各実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、各実施形態において、同一の構成部材および構成要素については符号を等しくすると共に、同一内容の箇所については重複説明を省略してある。
<第1実施形態>
図1は、第1実施形態の制御システム10の概略構成を示す回路図である。
自動車に搭載された制御システム10は、車載バッテリBATT、スイッチSW、負荷LOAD、オルタネータ11、電流制御装置12から構成されている。
鉛蓄電池から成るバッテリBATTのプラス側は、オルタネータ11および電流制御装置12に接続されると共に、スイッチSWを介して負荷LOADに接続されている。また、バッテリBATTのマイナス側は、負荷LOAD、オルタネータ11、電流制御装置12のアースに共通接続されている。
そのため、スイッチSWのオン時には、バッテリBATTまたはオルタネータ11から負荷LOADに電源が供給される。
負荷LOADは、車両に搭載された各種電装品(例えば、ECU(Electronic Control Unit)、カーナビゲーション装置、カーエアコンなど)から成る。
オルタネータ11は、自励式交流発電機であり、3相リアクトルRT、界磁整流器S、界磁巻線Fなどを備えている。
Y結線された3相リアクトルは、6個のダイオードから成る界磁整流器Sに接続されている。界磁整流器Sは、バッテリBATTのプラス端子とマイナス端子の間に接続されている。
電流制御装置12は、Nチャネル・パワーMOSトランジスタ13,14、NチャネルMOSトランジスタ15、オペアンプ16、NPNトランジスタ17、保護抵抗18、検出抵抗19、AD(Analog-to-Digital)変換回路20、電流制御信号生成回路21、電圧制御信号生成回路22、AND回路23、駆動回路24を備えている。
尚、電流制御装置12は、1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化されたモノリシックICによって構成されている。
各トランジスタ13,14は直列接続され、トランジスタ13のドレインはバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ11の界磁整流器Sに接続され、トランジスタ14のソースはアースに接続されている。
トランジスタ15のドレインはバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ11の界磁整流器Sに接続され、トランジスタ15のソースはオペアンプ16の非反転入力端子に接続されている。
各トランジスタ13,15のゲートには、駆動回路24の生成した駆動制御信号Paが入力されている。
トランジスタ14のゲートには、駆動回路24の生成した駆動制御信号Paの反転制御信号バーPaが入力されている。
各トランジスタ13〜15のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードDa〜DcがMOSトランジスタの構造上存在している。
トランジスタ17のコレクタはオペアンプ16の非反転入力端子に接続され、トランジスタ17のベースは保護抵抗18を介してオペアンプ16の出力端子に接続され、トランジスタ17のエミッタは検出抵抗19を介してアースに接続されている。
界磁巻線Fの一端はアースに接続され、界磁巻線Fの他端はトランジスタ13のソース(トランジスタ14のドレイン)に接続されると共にオペアンプ16の反転入力端子に接続されている。
電流設定回路CAは、オペアンプ16、NPNトランジスタ17、保護抵抗18から構成されている。
電流設定回路CAは、オペアンプ16によってNPNトランジスタ17を駆動制御することにより、各トランジスタ13,15のドレイン電流の比が、各トランジスタ13,15のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなるように、各トランジスタ13,15のドレイン電流を設定する。
尚、保護抵抗18は、(1)トランジスタ17の寄生振動を防止する、(2)トランジスタ17のベースに過大電流が流れ込むのを防止する、(3)オペアンプ16の電流ドライブ能力とトランジスタ17との整合をとる、ことなどを目的に設けられている。
ここで、各トランジスタ13,15は駆動回路24の駆動制御信号Paによって同時にオンオフ動作が切り替えられ、トランジスタ14は駆動回路24の反転制御信号バーPaによってオンオフ動作が切り替えられる。つまり、相補的な各制御信号Pa,バーPaにより、各トランジスタ13,14は相補的にオンオフ動作が切り替えられる。
そのため、トランジスタ13のオン動作時(トランジスタ14のオフ動作時)には、オルタネータ11の界磁整流器S→トランジスタ13→界磁巻線F→アースの経路で、トランジスタ13のドレイン電流が界磁巻線Fの駆動電流として流れる。つまり、トランジスタ13は、電源としてのオルタネータ11から負荷としての界磁巻線Fに供給される駆動電流を制御する。
また、トランジスタ15のオン動作時には、オルタネータ11の界磁整流器S→トランジスタ15→トランジスタ17→検出抵抗19→アースの経路で、トランジスタ15のドレイン電流がトランジスタ17を介して検出抵抗19に流れる。
そして、トランジスタ14のオン動作時(トランジスタ13のオフ動作時)には、トランジスタ14が還流トランジスタとして機能し、界磁巻線Fに発生した還流電流がトランジスタ14を介して還流される。
また、トランジスタ13のオフ動作とトランジスタ14のオン動作の間では、トランジスタ14の寄生ダイオードDcが還流ダイオードとして機能し、還流電流が寄生ダイオードDcを介して還流される。
尚、トランジスタ14を還流ダイオードに置き換えてもよい。
検出抵抗19にはトランジスタ15のドレイン電流が流れ、検出抵抗19の両端間に発生する電圧は当該ドレイン電流に応じた電圧値になる。
AD変換回路20は、検出抵抗19の両端間電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換して、そのデジタル信号を電流制御信号生成回路21へ出力する。
電流制御信号生成回路21は、検出抵抗19の両端間電圧に応じたデジタル信号に基づいて、界磁巻線Fの駆動電流を設定値に制御するための電流制御信号Pbを生成し、その電流制御信号PbをAND回路23へ出力する。
電圧制御信号生成回路22は、オルタネータ11の発電電圧を検出し、その電圧に基づいて、界磁巻線Fの駆動電圧を設定値に制御するための電圧制御信号Pcを生成し、その電圧制御信号PcをAND回路23へ出力する。
AND回路23は、各制御信号Pb,Pcの論理積(AND)演算を行い、その演算結果を駆動回路24へ出力する。
駆動回路24は、各制御信号Pb,Pcの論理積に基づいて、各トランジスタ13〜15を駆動制御するための駆動制御信号Pa,バーPaを生成し、トランジスタ13から界磁巻線Fへ流れる駆動電流を制御する。
オルタネータ11は界磁巻線Fの駆動電流に従って発電し、オルタネータ11によってバッテリBATTが充電される。
また、オルタネータ11の発電電圧が電流制御装置12の電源電圧として供給される。
[第1実施形態の作用・効果]
第1実施形態によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
[1−1]第1実施形態の電流検出回路CDaは、各トランジスタ13,15、電流設定回路CA(オペアンプ16、NPNトランジスタ17、保護抵抗18)、検出抵抗19、AD変換回路20から構成されている。そして、電流検出回路CDaは、トランジスタ15のドレイン電流を検出することにより、トランジスタ13のドレイン電流を間接的に検出している。
すなわち、電流設定回路CAにより、各トランジスタ13,15のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなるように、各トランジスタ13,15のドレイン電流が設定される。
そのため、界磁巻線Fの駆動電流となるトランジスタ13のドレイン電流に比例したドレイン電流がトランジスタ15に流される。
そして、トランジスタ17を介してトランジスタ15に直列接続された検出抵抗19により、トランジスタ15のドレイン電流が電圧に変換される。
その検出抵抗19が変換した電圧(検出抵抗19の両端間電圧)がAD変換回路20により、デジタル信号に変換されて取り出される。
このように、各トランジスタ13,15のドレイン電流はミラー比と等しくなるように設定されるため、トランジスタ15のドレイン電流を検出抵抗19およびAD変換回路20を用いて検出すれば、トランジスタ13のドレイン電流を間接的に検出することができる。
[1−2]第1実施形態の電流検出回路CDaでは、トランジスタ13のドレイン電流が界磁巻線Fの駆動電流となり、トランジスタ15には界磁巻線Fの駆動電流が流れないため、検出抵抗19にも界磁巻線Fの駆動電流は流れず、各トランジスタ13,15のドレイン電流の比は検出抵抗19の影響を受けない。
そのため、モノリシックICによって構成した制御装置12(電流検出回路CDa)の個々の製品において、検出抵抗19の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生したとしても、各トランジスタ13,15のドレイン電流の比にはバラツキが生じない。
ここで、オルタネータ11の発電電圧が電流検出回路CDaの電源電圧として供給されるが、その電源電圧に電圧脈動(リップル)が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によって各トランジスタ13,15のゲート・ソース間電圧が変動し、そのゲート・ソース間電圧の変動によって各トランジスタ13,15のドレイン電流も変動する。
しかし、第1実施形態の電流検出回路CDaでは、電圧脈動により電源電圧(オルタネータ11の発電電圧)が不安定で、且つ、検出抵抗19に抵抗値のバラツキがある場合でも、各トランジスタ13,15のドレイン電流の比が変化せず、検出抵抗19の両端間電圧も変化しないため、AD変換回路20の生成するデジタル信号に誤差が発生しないことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、第1実施形態の電流検出回路CDaにおいて、トランジスタ13のオン動作時には、界磁巻線Fに対してトランジスタ13が直列接続されているだけであるため、界磁巻線Fとアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、界磁巻線Fの駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、第1実施形態によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出回路CDaを低コストに提供できる。
[1−3]第1実施形態の電流検出回路CDaにおいて、AD変換回路20として、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のAD変換回路を使用すれば、そのAD変換回路20のコンデンサと検出抵抗19とでパッシブ型の一次ローパスフィルタが構成されるため、検出抵抗19の両端間電圧に含まれるノイズ成分を吸収除去することができる。
尚、そのノイズ成分には、例えば、オルタネータ11が発生した転流ノイズや、各トランジスタ13,15が発生したスイッチングノイズなどがある。
そして、検出抵抗19の両端間電圧に含まれるノイズ成分を前記パッシブ型の一次ローパスフィルタで吸収除去すれば、AD変換回路20の生成するデジタル信号が当該ノイズの影響を受けないため、電流検出の精度を高めることが可能になり、前記[1−1][1−2]の作用・効果を更に高めることができる。
尚、前記ノイズの発生時間は例えば数μ〜数百μsecであるが、検出抵抗19の抵抗値は例えば数k〜数百kΩであり、AD変換回路20の前記コンデンサの容量値は例えば数p〜数千pFであるため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタで前記ノイズを確実に吸収除去できる。
ちなみに、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のAD変換回路には、例えば、重み付けされたコンデンサアレイを用いる逐次比較方式の電荷比較方式、電荷平衡形、二分割形逐次比較方式などがある。
尚、AD変換回路の前記方式については、各種文献(例えば、「図解A/Dコンバータ入門」著者:米山寿一,出版社:オーム社,昭和58年9月25日発行,p.99〜113など)に詳述されており公知であるため説明を省略する。
[1−4]AD変換回路20が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗19の抵抗値を適宜調整すれば、トランジスタ15のドレイン電流を最適に設定可能になるため、前記[1−1][1−2]の作用・効果を更に高めることができる。
また、AD変換回路20が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗19の抵抗値を適宜調整すれば、前記[1−3]で説明したAD変換回路20の前記コンデンサと検出抵抗19とから構成されるパッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数(カットオフ周波数)を最適に設定可能になるため、前記[1−3]の作用・効果を更に高めることができる。
そして、電流制御装置12(電流検出回路CDa)はモノリシックICによって構成され、検出抵抗19およびAD変換回路20は1個の半導体チップ(ワンチップ)上に集積化されているため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数を安定的に保証できる。
尚、半導体チップ上に集積化された検出抵抗19の抵抗値を調整するには、例えば、以下の方法などがある。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗19を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのPN接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
[1−5]電流制御装置12(電流検出回路CDa)は、電源としてのオルタネータ11と負荷としての界磁巻線Fとの間に、界磁巻線Fの駆動電流を制御する電流駆動素子としてのトランジスタ13が接続された構成であり、このような構成は一般に「ハイサイド構成」と呼ばれる。
[1−6]制御システム10は、電流検出回路CDaを備えた電流制御装置12によって界磁巻線Fの駆動電流を制御し、それによりバッテリBATTの充電電流を制御している。
そして、電流制御装置12はモノリシックICによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
すなわち、電流制御信号生成回路21により、AD変換回路20が生成したデジタル信号(検出抵抗19が変換した電圧)に基づいた電流制御信号Pbが生成される。
そして、AND回路23により、電圧制御信号生成回路22が生成した電圧制御信号Pcと、電流制御信号Pbとの論理積がとられる。
また、駆動回路24により、各制御信号Pb,Pcの論理積に基づいた駆動制御信号Paが生成される。
その駆動制御信号Paによって各トランジスタ13,15のオンオフ動作が駆動制御されることにより、界磁巻線Fの駆動電流が制御される。
このとき、前記[1−1]で説明したように、AD変換回路20が生成したデジタル信号(検出抵抗19が変換した電圧)は、トランジスタ13のドレイン電流(界磁巻線Fの駆動電流)に対応しているため、電流制御装置12はトランジスタ13のドレイン電流に基づいて当該ドレイン電流を制御していることになる。
つまり、制御システム10では、電流検出回路CDaが間接的に検出したトランジスタ13のドレイン電流(界磁巻線Fの駆動電流)に基づいて、界磁巻線Fの駆動電流が設定値になるように各回路20〜24がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、第1実施形態によれば、電流検出回路CDaを用いることにより、負荷としての界磁巻線Fの駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置12を低コストに提供できる。
ここで、界磁巻線Fの駆動電流(オルタネータ11の励磁電流)は、オルタネータ11によるバッテリBATTの充電電流に対応しているため、界磁巻線Fの駆動電流を電流検出回路CDaを用いて検出すれば、バッテリBATTの充電電流を間接的に検出することができる。
そして、界磁巻線Fの駆動電流を制御システム10(電流制御装置12)を用いて制御すれば、オルタネータ11によるバッテリBATTの充電電流を間接的に制御することができる。
従って、第1実施形態によれば、電流検出回路CDaを用いることにより、バッテリBATTの充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置12を低コストに提供できる。
<第2実施形態>
図2は、第2実施形態の制御システム30の概略構成を示す回路図である。
制御システム30において、第1実施形態の制御システム10と異なるのは以下の点だけである。
[A]第2実施形態は、第1実施形態の制御システム10を制御システム30に置き換え、第1実施形態の電流制御装置12を電流制御装置31に置き換え、第1実施形態の電流検出回路CDaを電流検出回路CDbに置き換えたものである。
[B]自動車に搭載された制御システム30は、車載バッテリBATT、スイッチSW、負荷LOAD、オルタネータ11、電流制御装置31から構成されている。
[C]電流制御装置31は、Pチャネル・パワーMOSトランジスタ32、PチャネルMOSトランジスタ33、検出抵抗19、AD変換回路20、電流制御信号生成回路21、電圧制御信号生成回路22、AND回路23、駆動回路24を備えている。尚、電流制御装置31はモノリシックICによって構成されている。
[D]トランジスタ32のドレインはアースに接続され、トランジスタ33のドレインは検出抵抗19を介してアースに接続され、各トランジスタ32,33のソースはオルタネータ11の界磁巻線Fを介してバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ11の界磁整流器Sに接続されている。
各トランジスタ32,33のゲートには、駆動回路24の生成した駆動制御信号Paが入力されている。
各トランジスタ32,33のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードDd,DeがMOSトランジスタの構造上存在している。
[E]トランジスタ32のオン動作時には、オルタネータ11の界磁整流器S→界磁巻線F→トランジスタ32→アースの経路で、トランジスタ32のドレイン電流が界磁巻線Fの駆動電流として流れる。つまり、トランジスタ32は、電源としてのオルタネータ11から負荷としての界磁巻線Fに供給される駆動電流を制御する。
また、トランジスタ33のオン動作時には、オルタネータ11の界磁整流器S→界磁巻線F→トランジスタ33→検出抵抗19→アースの経路で、トランジスタ33のドレイン電流が界磁巻線Fの駆動電流として流れると共に検出抵抗19に流れる。
そして、各トランジスタ32,33のオフ動作時には、各トランジスタ32,33の寄生ダイオードDd,Deが還流ダイオードとして機能し、界磁巻線Fに発生した還流電流が寄生ダイオードDd,Deを介して還流される。
検出抵抗19にはトランジスタ33のドレイン電流が流れ、検出抵抗19の両端間に発生する電圧は当該ドレイン電流に応じた電圧値になる。
[第2実施形態の作用・効果]
第2実施形態によれば、第2実施形態の前記[1−3][1−4][1−6]と同様の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
[2−1]第2実施形態の電流検出回路CDbは、各トランジスタ32,33、検出抵抗19、AD変換回路20から構成されている。そして、電流検出回路CDbは、トランジスタ33のドレイン電流を検出することにより、トランジスタ32のドレイン電流を間接的に検出している。
すなわち、各トランジスタ32,33にドレイン電流は、各トランジスタ32,33のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなる。つまり、トランジスタ32のドレイン電流に比例したドレイン電流がトランジスタ33に流れる。
ここで、界磁巻線Fの駆動電流は各トランジスタ32,33のドレイン電流の合計値である。
そして、トランジスタ33に直列接続された検出抵抗19により、トランジスタ33のドレイン電流が電圧に変換される。
その検出抵抗19が変換した電圧(検出抵抗19の両端間電圧)がAD変換回路20により、デジタル信号に変換されて取り出される。
このように、各トランジスタ32,33のドレイン電流はミラー比と等しくなるため、トランジスタ33のドレイン電流を検出抵抗19およびAD変換回路20を用いて検出すれば、トランジスタ32のドレイン電流を間接的に検出することができる。
[2−2]電流制御装置31(電流検出回路CDb)は、負荷としての界磁巻線Fとアースとの間に、界磁巻線Fの駆動電流を制御する電流駆動素子としてのトランジスタ32が接続された構成であり、このような構成は一般に「ローサイド構成」と呼ばれる。
[2−3]第2実施形態の電流検出回路CDbはローサイド構成であるため、オルタネータ11の発電電圧が、界磁巻線Fを介して電流検出回路CDbの電源電圧として供給される。
そのため、当該電源電圧に電圧脈動(リップル)が存在して電源電圧が不安定な場合でも、界磁巻線Fのインダクタンスにより、各トランジスタ32,33のゲート・ソース間電圧は変動し難くなり、各トランジスタ32,33のドレイン電流も変動し難くなる。
よって、第2実施形態の電流検出回路CDbでは、電圧脈動により電源電圧(オルタネータ11の発電電圧)が不安定な場合でも、各トランジスタ32,33のドレイン電流の比が変化し難く、検出抵抗19の両端間電圧も変化し難いため、AD変換回路20の生成するデジタル信号に誤差が発生し難いことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、第2実施形態の電流検出回路CDbでは、界磁巻線Fに対してそれぞれトランジスタ32,33が直列接続されているだけであるため、界磁巻線Fとアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、界磁巻線Fの駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、第2実施形態によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出回路CDbを低コストに提供できる。
<別の実施形態>
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
[1]第1実施形態において、NチャネルMOSトランジスタ13〜15をNPNトランジスタに置き換えてもよい。
また、第2において、PチャネルMOSトランジスタ32,33をPNPトランジスタに置き換えてもよい。
また、各トランジスタ13〜15,32,33は、MOSトランジスタやバイポーラトランジスタに限らず、どのような電流駆動素子(例えば、IGBT、SIT、サイリスタなど)に置き換えてもよい。
[2]上記各実施形態は、負荷として自動車に搭載されたオルタネータ11の界磁巻線Fの駆動電流を検出する電流検出回路CDa,CDbと、その電流検出回路CDa,CDbを用いることにより、界磁巻線Fの駆動電流を制御すると共にバッテリBATTの充電電流を制御する制御システム10,30(電流制御装置12,31)に適用したものである。
しかし、本発明は、界磁巻線Fに限らず、どのような電気負荷に流れる電流を検出する電流検出回路(電流検出装置)に適用してもよい。
また、本発明は、界磁巻線Fに限らず、どのような電気負荷の駆動電流を制御する制御システム(制御装置)に適用してもよい。
[3]上記各実施形態では、電流制御装置12,31をモノリシックICによって構成している。
しかし、電流制御装置12,31をハイブリッドICによって構成してもよい。
本発明を具体化した第1実施形態の制御システム10の概略構成を示す回路図。 本発明を具体化した第2実施形態の制御システム30の概略構成を示す回路図。
符号の説明
10,30…制御システム
BATT…車載バッテリ
SW…スイッチ
LOAD…負荷
11…オルタネータ
RT…3相リアクトル
S…界磁整流器
F…界磁巻線
12,31…電流制御装置
13,14…Nチャネル・パワーMOSトランジスタ
15…NチャネルMOSトランジスタ
16…オペアンプ
17…NPNトランジスタ
18…保護抵抗
19…検出抵抗
20…AD変換回路
21…電流制御信号生成回路
22…電圧制御信号生成回路
23…AND回路
24…駆動回路
CA…電流設定回路
CDa,CDb…電流検出回路(電流検出装置)

Claims (5)

  1. 電源から負荷に供給される駆動電流を制御する第1電流駆動素子と、
    その第1電流駆動素子の駆動電流に比例した検出電流が流れる第2電流駆動素子と、
    その第2電流駆動素子の検出電流が流れる検出抵抗と、
    その検出抵抗の両端間に発生する電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換回路と
    を備えた電流検出装置であって、
    前記第1電流駆動素子は電源と負荷の間に接続されたハイサイド構成をとり、
    前記各電流駆動素子に流れる電流の比を設定する電流設定回路を備え
    前記AD変換回路が出力したデジタル信号に合わせて前記検出抵抗の抵抗値を調整することを特徴とする電流検出装置。
  2. 請求項1に記載の電流検出装置において、
    前記AD変換回路は、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式であることを特徴とする電流検出装置。
  3. 請求項1または請求項2に記載の電流検出装置において、
    前記各電流駆動素子と前記検出抵抗と前記AD変換回路とが1個の半導体チップ上に集積化されていることを特徴とする電流検出装置。
  4. 請求項1〜3のいずれか1項に記載の電流検出装置における前記AD変換回路が出力したデジタル信号に基づいて、前記第1電流駆動素子を駆動制御する駆動制御手段を備えたことを特徴とする電流制御装置。
  5. 請求項4に記載の電流制御装置において、
    前記電源はオルタネータであると共に、前記負荷は前記オルタネータの界磁巻線であり、その界磁巻線の駆動電流を制御することにより、前記電源に接続された蓄電池の充電電流を制御することを特徴とする電流制御装置。
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