JP4692267B2 - 電流検出装置および電流制御装置 - Google Patents
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Description
本発明は電流検出装置および電流制御装置に係り、詳しくは、電流駆動素子に流れる電流を検出する電流検出装置、当該電流検出装置を用いて負荷の駆動電流を制御する電流制御装置、当該電流検出装置を用いて蓄電池の充電電流を制御する電流制御装置に関するものである。
従来より、電気負荷と電源との間に接続され、上記電気負荷に流れる電流を制御するパワーMOSFETと、上記パワーMOSFETと並列に接続され、上記パワーMOSFETに流れる電流の一部が流れるミラーMOSFETと、上記パワーMOSFETのソース電極と上記ミラーMOSFETのソース電極間に接続された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の両端に発生する正方向及び負方向の電圧を正若しくは負の電圧に変換する変換手段を備えた電流検出装置が開示されている（特許文献１参照）。
特開２００４−２０１４２７号公報（第１〜１１頁 図１，図４，図６）
特許文献１の技術では、パワーMOSFETのソース電極とミラーMOSFETのソース電極に接続された電流検出抵抗を設けているため、この電流検出抵抗の抵抗値の分だけミラーMOSFETのドレイン電流が減少し、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比が、各FETのトランジスタサイズによって決定されるミラー比とは異なる比率になる。
そして、特許文献１の電流検出装置を１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化したモノリシックＩＣ（Integrated Circuit）によって構成した場合には、電流検出装置の個々の製品において、電流検出抵抗の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生すると、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比にもバラツキが生じることになる。
また、特許文献１の技術では、電流検出装置に供給される電源電圧に電圧脈動（リップル）が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によってパワーMOSFETとミラーMOSFETのそれぞれのゲート・ソース間電圧が変動し、そのゲート・ソース間電圧の変動によって各MOSFETのドレイン電流も変動する。
よって、特許文献１の技術では、電圧脈動により電源電圧が不安定で、且つ、電流検出抵抗に抵抗値のバラツキがある場合には、パワーMOSFETとミラーMOSFETのドレイン電流の比が変化し、電流検出抵抗の両端間に発生する電圧も変化するため、その電圧を変換する変換手段の動作に誤差が発生して不安定になることから、安定した電流検出を行うことができず、電流検出の精度が低下するという問題があった。
また、従来より、負荷と電源との間に接続された第１のパワーＭＯＳトランジスタに加えて、負荷とアースとの間にシャント抵抗と第２のパワーＭＯＳトランジスタとを直列接続し、そのシャント抵抗の両端間に発生する電圧に基づいて各パワーＭＯＳトランジスタを駆動制御する電流検出装置が提案されている。
この技術では、第１のパワーＭＯＳトランジスタと同様のトランジスタサイズの第２のパワーＭＯＳトランジスタが必要になることに加え、負荷の駆動電流が大きくなると、第２のパワーＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン間電圧による電圧ドロップも大きくなるため、負荷の駆動効率が低下する上に、第２のパワーＭＯＳトランジスタの消費電力が増大して発熱量も増大するという問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、以下の目的を有するものである。
（１）ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出装置を低コストに提供する。
（２）上記（１）の電流検出装置を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
（３）上記（１）の電流検出装置を用いることにより、蓄電池の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
（１）ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出装置を低コストに提供する。
（２）上記（１）の電流検出装置を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
（３）上記（１）の電流検出装置を用いることにより、蓄電池の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置を低コストに提供する。
請求項１に記載の発明は、
電源（１１）から負荷（Ｆ）に供給される駆動電流を制御する第１電流駆動素子（１３）と、
その第１電流駆動素子の駆動電流に比例した検出電流が流れる第２電流駆動素子（１５）と、
その第２電流駆動素子の検出電流が流れる検出抵抗（１９）と、
その検出抵抗の両端間に発生する電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路（２０）と
を備えた電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）であって、
前記第１電流駆動素子は電源と負荷の間に接続されたハイサイド構成をとり、
前記各電流駆動素子に流れる電流の比を設定する電流設定回路（ＣＡ）を備え、
前記ＡＤ変換回路（２０）が出力したデジタル信号に合わせて前記検出抵抗（１９）の抵抗値を調整することを技術的特徴とする。
電源（１１）から負荷（Ｆ）に供給される駆動電流を制御する第１電流駆動素子（１３）と、
その第１電流駆動素子の駆動電流に比例した検出電流が流れる第２電流駆動素子（１５）と、
その第２電流駆動素子の検出電流が流れる検出抵抗（１９）と、
その検出抵抗の両端間に発生する電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路（２０）と
を備えた電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）であって、
前記第１電流駆動素子は電源と負荷の間に接続されたハイサイド構成をとり、
前記各電流駆動素子に流れる電流の比を設定する電流設定回路（ＣＡ）を備え、
前記ＡＤ変換回路（２０）が出力したデジタル信号に合わせて前記検出抵抗（１９）の抵抗値を調整することを技術的特徴とする。
請求項２に記載の発明は、
請求項１に記載の電流検出装置において、
前記ＡＤ変換回路は、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式であることを技術的特徴とする。
請求項１に記載の電流検出装置において、
前記ＡＤ変換回路は、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式であることを技術的特徴とする。
請求項３に記載の発明は、
請求項１または請求項２に記載の電流検出装置において、
前記各電流駆動素子と前記検出抵抗と前記ＡＤ変換回路とが１個の半導体チップ上に集積化されていることを技術的特徴とする。
請求項１または請求項２に記載の電流検出装置において、
前記各電流駆動素子と前記検出抵抗と前記ＡＤ変換回路とが１個の半導体チップ上に集積化されていることを技術的特徴とする。
請求項４に記載の発明は、
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流検出装置における前記ＡＤ変換回路が出力したデジタル信号に基づいて、前記第１電流駆動素子を駆動制御する駆動制御手段（２１〜２４）を備えた電流制御装置（１２）を技術的特徴とする。
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流検出装置における前記ＡＤ変換回路が出力したデジタル信号に基づいて、前記第１電流駆動素子を駆動制御する駆動制御手段（２１〜２４）を備えた電流制御装置（１２）を技術的特徴とする。
請求項５に記載の発明は、
請求項４に記載の電流制御装置において、
前記電源はオルタネータ（１１）であると共に、前記負荷は前記オルタネータの界磁巻線（Ｆ）であり、その界磁巻線の駆動電流を制御することにより、前記電源に接続された蓄電池(BATT）の充電電流を制御することを技術的特徴とする。
請求項４に記載の電流制御装置において、
前記電源はオルタネータ（１１）であると共に、前記負荷は前記オルタネータの界磁巻線（Ｆ）であり、その界磁巻線の駆動電流を制御することにより、前記電源に接続された蓄電池(BATT）の充電電流を制御することを技術的特徴とする。
＜請求項１：第１実施形態に該当＞
請求項１の発明では、検出抵抗（１９）によって第２電流駆動素子（１５）の検出電流が電圧に変換され、その検出抵抗が変換した電圧（検出抵抗の両端間電圧）がＡＤ変換回路（２０）によってデジタル信号に変換される。
そして、電流設定回路（ＣＡ）によって各電流駆動素子に流れる電流の比が設定され、各電流駆動素子の電流は比例するため、第２電流駆動素子（１５）の検出電流を検出抵抗（１９）およびＡＤ変換回路（２０）を用いて検出すれば、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流を間接的に検出することができる。
請求項１の発明では、検出抵抗（１９）によって第２電流駆動素子（１５）の検出電流が電圧に変換され、その検出抵抗が変換した電圧（検出抵抗の両端間電圧）がＡＤ変換回路（２０）によってデジタル信号に変換される。
そして、電流設定回路（ＣＡ）によって各電流駆動素子に流れる電流の比が設定され、各電流駆動素子の電流は比例するため、第２電流駆動素子（１５）の検出電流を検出抵抗（１９）およびＡＤ変換回路（２０）を用いて検出すれば、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流を間接的に検出することができる。
請求項１の電流検出装置（ＣＤａ）では、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流が負荷（Ｆ）の駆動電流となり、第２電流駆動素子（１５）には負荷（Ｆ）の駆動電流が流れないため、検出抵抗（１９）にも負荷（Ｆ）の駆動電流は流れず、各電流駆動素子の電流の比は検出抵抗の影響を受けない。
そのため、例えば、モノリシックＩＣによって電流検出装置（ＣＤａ）を構成した場合に、その電流検出装置の個々の製品において、検出抵抗（１９）の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生したとしても、各電流駆動素子の電流の比にはバラツキが生じない。
ここで、電源（１１）の電源電圧に電圧脈動（リップル）が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によって各電流駆動素子の電流も変動する。
しかし、請求項１の電流検出装置（ＣＤａ）では、電圧脈動により電源電圧が不安定で、且つ、検出抵抗（１９）に抵抗値のバラツキがある場合でも、各電流駆動素子の電流の比が変化せず、検出抵抗の両端間電圧も変化しないため、ＡＤ変換回路（２０）の生成するデジタル信号に誤差が発生しないことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
しかし、請求項１の電流検出装置（ＣＤａ）では、電圧脈動により電源電圧が不安定で、且つ、検出抵抗（１９）に抵抗値のバラツキがある場合でも、各電流駆動素子の電流の比が変化せず、検出抵抗の両端間電圧も変化しないため、ＡＤ変換回路（２０）の生成するデジタル信号に誤差が発生しないことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、請求項１の電流検出装置（ＣＤａ）では、負荷（Ｆ）に対して第１電流駆動素子（１３）が直列接続されているだけであるため、負荷（Ｆ）とアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、負荷（Ｆ）の駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、請求項１によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出装置（ＣＤａ）を低コストに提供できる。
そして、請求項１の発明では、ＡＤ変換回路（２０）が出力したデジタル信号に合わせて検出抵抗（１９）の抵抗値を調整するため、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流を最適に設定可能になり、前記作用・効果を更に高めることができる。
そして、請求項１の発明では、ＡＤ変換回路（２０）が出力したデジタル信号に合わせて検出抵抗（１９）の抵抗値を調整するため、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流を最適に設定可能になり、前記作用・効果を更に高めることができる。
＜請求項２＞
ＡＤ変換回路（２０）として、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路を使用すれば、そのＡＤ変換回路（２０）のコンデンサと検出抵抗（１９）とでパッシブ型の一次ローパスフィルタが構成されるため、検出抵抗（１９）の両端間電圧に含まれるノイズ成分を吸収除去することができる。
尚、そのノイズ成分には、例えば、電源としてのオルタネータ（１１）が発生した転流ノイズや、各電流駆動素子（１３，１５）が発生したスイッチングノイズなどがある。
ＡＤ変換回路（２０）として、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路を使用すれば、そのＡＤ変換回路（２０）のコンデンサと検出抵抗（１９）とでパッシブ型の一次ローパスフィルタが構成されるため、検出抵抗（１９）の両端間電圧に含まれるノイズ成分を吸収除去することができる。
尚、そのノイズ成分には、例えば、電源としてのオルタネータ（１１）が発生した転流ノイズや、各電流駆動素子（１３，１５）が発生したスイッチングノイズなどがある。
そして、検出抵抗（１９）の両端間電圧に含まれるノイズ成分を前記パッシブ型の一次ローパスフィルタで吸収除去すれば、ＡＤ変換回路（２０）の生成するデジタル信号が当該ノイズの影響を受けないため、電流検出の精度を高めることが可能になり、請求項１の作用・効果を更に高めることができる。
ちなみに、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路には、例えば、重み付けされたコンデンサアレイを用いる逐次比較方式の電荷比較方式、電荷平衡形、二分割形逐次比較方式などがある。
ちなみに、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路には、例えば、重み付けされたコンデンサアレイを用いる逐次比較方式の電荷比較方式、電荷平衡形、二分割形逐次比較方式などがある。
＜請求項３＞
請求項３の発明によれば、電流検出装置は１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化されたモノリシックＩＣによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
請求項３の発明によれば、電流検出装置は１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化されたモノリシックＩＣによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
また、請求項２の発明において、ＡＤ変換回路（２０）が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗（１９）の抵抗値を適宜調整すれば、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数（カットオフ周波数）を最適に設定可能になるため、請求項２の作用・効果を更に高めることができる。
そして、検出抵抗（１９）およびＡＤ変換回路（２０）は１個の半導体チップ上に集積化されているため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数を安定的に保証できる。
そして、検出抵抗（１９）およびＡＤ変換回路（２０）は１個の半導体チップ上に集積化されているため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数を安定的に保証できる。
尚、半導体チップ上に集積化された検出抵抗（１９）の抵抗値を調整するには、例えば、以下の方法などがある。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗（１９）を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのＰＮ接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗（１９）を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのＰＮ接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
＜請求項４＞
請求項４の発明では、ＡＤ変換回路（２０）が生成したデジタル信号（検出抵抗が変換した電圧）は、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流（負荷の駆動電流）に対応しているため、電流制御装置（１２）は第１電流駆動素子（１３）の駆動電流に基づいて当該駆動電流を制御していることになる。
つまり、電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）が間接的に検出した第１電流駆動素子（１３）の駆動電流に基づいて、電源（１１）から負荷（Ｆ）に供給される駆動電流が設定値になるように駆動制御手段（２１〜２４）がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、請求項４の発明によれば、請求項１〜３の電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置（１２）を低コストに提供できる。
請求項４の発明では、ＡＤ変換回路（２０）が生成したデジタル信号（検出抵抗が変換した電圧）は、第１電流駆動素子（１３）の駆動電流（負荷の駆動電流）に対応しているため、電流制御装置（１２）は第１電流駆動素子（１３）の駆動電流に基づいて当該駆動電流を制御していることになる。
つまり、電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）が間接的に検出した第１電流駆動素子（１３）の駆動電流に基づいて、電源（１１）から負荷（Ｆ）に供給される駆動電流が設定値になるように駆動制御手段（２１〜２４）がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、請求項４の発明によれば、請求項１〜３の電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いることにより、負荷の駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置（１２）を低コストに提供できる。
＜請求項５＞
請求項５の発明において、負荷としての界磁巻線（Ｆ）の駆動電流（オルタネータ１１の励磁電流）は、電源としてのオルタネータ（１１）による蓄電池（BATT）の充電電流に対応しているため、界磁巻線（Ｆ）の駆動電流を電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いて検出すれば、蓄電池の充電電流を間接的に検出することができる。
そして、界磁巻線（Ｆ）の駆動電流を電流制御装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いて制御すれば、オルタネータ（１１）による蓄電池（BATT）の充電電流を間接的に制御することができる。
従って、請求項５の発明によれば、請求項１〜３の電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いることにより、蓄電池（BATT）の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置（１２）を低コストに提供できる。
請求項５の発明において、負荷としての界磁巻線（Ｆ）の駆動電流（オルタネータ１１の励磁電流）は、電源としてのオルタネータ（１１）による蓄電池（BATT）の充電電流に対応しているため、界磁巻線（Ｆ）の駆動電流を電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いて検出すれば、蓄電池の充電電流を間接的に検出することができる。
そして、界磁巻線（Ｆ）の駆動電流を電流制御装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いて制御すれば、オルタネータ（１１）による蓄電池（BATT）の充電電流を間接的に制御することができる。
従って、請求項５の発明によれば、請求項１〜３の電流検出装置（ＣＤａ，ＣＤｂ）を用いることにより、蓄電池（BATT）の充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置（１２）を低コストに提供できる。
＜用語の説明＞
尚、上術した［課題を解決するための手段］［発明の効果］に記載した（ ）内の符号等は、上述した［背景技術］と後述する［発明を実施するための最良の形態］に記載した構成部材・構成要素の符号に対応したものである。
そして、［課題を解決するための手段］［発明の効果］に記載した構成部材・構成要素と、［発明を実施するための最良の形態］に記載した構成部材・構成要素との対応関係は以下のようになっている。
尚、上術した［課題を解決するための手段］［発明の効果］に記載した（ ）内の符号等は、上述した［背景技術］と後述する［発明を実施するための最良の形態］に記載した構成部材・構成要素の符号に対応したものである。
そして、［課題を解決するための手段］［発明の効果］に記載した構成部材・構成要素と、［発明を実施するための最良の形態］に記載した構成部材・構成要素との対応関係は以下のようになっている。
「第１電流駆動素子」は、第１実施形態ではトランジスタ１３に該当し、第２実施形態ではトランジスタ３２に該当する。
「第２電流駆動素子」は、第１実施形態ではトランジスタ１５に該当し、第２実施形態ではトランジスタ３３に該当する。
「電流検出装置」は、電流検出回路ＣＤａ，ＣＤｂに該当する。
「駆動制御手段」は、電流制御信号生成回路２１、電圧制御信号生成回路２２、ＡＮＤ回路２３、駆動回路２４に該当する。
「第２電流駆動素子」は、第１実施形態ではトランジスタ１５に該当し、第２実施形態ではトランジスタ３３に該当する。
「電流検出装置」は、電流検出回路ＣＤａ，ＣＤｂに該当する。
「駆動制御手段」は、電流制御信号生成回路２１、電圧制御信号生成回路２２、ＡＮＤ回路２３、駆動回路２４に該当する。
以下、本発明を具体化した各実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、各実施形態において、同一の構成部材および構成要素については符号を等しくすると共に、同一内容の箇所については重複説明を省略してある。
＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態の制御システム１０の概略構成を示す回路図である。
自動車に搭載された制御システム１０は、車載バッテリBATT、スイッチSW、負荷LOAD、オルタネータ１１、電流制御装置１２から構成されている。
図１は、第１実施形態の制御システム１０の概略構成を示す回路図である。
自動車に搭載された制御システム１０は、車載バッテリBATT、スイッチSW、負荷LOAD、オルタネータ１１、電流制御装置１２から構成されている。
鉛蓄電池から成るバッテリBATTのプラス側は、オルタネータ１１および電流制御装置１２に接続されると共に、スイッチSWを介して負荷LOADに接続されている。また、バッテリBATTのマイナス側は、負荷LOAD、オルタネータ１１、電流制御装置１２のアースに共通接続されている。
そのため、スイッチSWのオン時には、バッテリBATTまたはオルタネータ１１から負荷LOADに電源が供給される。
負荷LOADは、車両に搭載された各種電装品（例えば、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）、カーナビゲーション装置、カーエアコンなど）から成る。
負荷LOADは、車両に搭載された各種電装品（例えば、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）、カーナビゲーション装置、カーエアコンなど）から成る。
オルタネータ１１は、自励式交流発電機であり、３相リアクトルRT、界磁整流器Ｓ、界磁巻線Ｆなどを備えている。
Ｙ結線された３相リアクトルは、６個のダイオードから成る界磁整流器Ｓに接続されている。界磁整流器Ｓは、バッテリBATTのプラス端子とマイナス端子の間に接続されている。
Ｙ結線された３相リアクトルは、６個のダイオードから成る界磁整流器Ｓに接続されている。界磁整流器Ｓは、バッテリBATTのプラス端子とマイナス端子の間に接続されている。
電流制御装置１２は、Ｎチャネル・パワーＭＯＳトランジスタ１３，１４、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１５、オペアンプ１６、ＮＰＮトランジスタ１７、保護抵抗１８、検出抵抗１９、ＡＤ（Analog-to-Digital）変換回路２０、電流制御信号生成回路２１、電圧制御信号生成回路２２、ＡＮＤ回路２３、駆動回路２４を備えている。
尚、電流制御装置１２は、１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化されたモノリシックＩＣによって構成されている。
尚、電流制御装置１２は、１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化されたモノリシックＩＣによって構成されている。
各トランジスタ１３，１４は直列接続され、トランジスタ１３のドレインはバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ１１の界磁整流器Ｓに接続され、トランジスタ１４のソースはアースに接続されている。
トランジスタ１５のドレインはバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ１１の界磁整流器Ｓに接続され、トランジスタ１５のソースはオペアンプ１６の非反転入力端子に接続されている。
各トランジスタ１３，１５のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａが入力されている。
トランジスタ１４のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａの反転制御信号バーＰａが入力されている。
各トランジスタ１３〜１５のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードＤａ〜ＤｃがＭＯＳトランジスタの構造上存在している。
トランジスタ１５のドレインはバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ１１の界磁整流器Ｓに接続され、トランジスタ１５のソースはオペアンプ１６の非反転入力端子に接続されている。
各トランジスタ１３，１５のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａが入力されている。
トランジスタ１４のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａの反転制御信号バーＰａが入力されている。
各トランジスタ１３〜１５のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードＤａ〜ＤｃがＭＯＳトランジスタの構造上存在している。
トランジスタ１７のコレクタはオペアンプ１６の非反転入力端子に接続され、トランジスタ１７のベースは保護抵抗１８を介してオペアンプ１６の出力端子に接続され、トランジスタ１７のエミッタは検出抵抗１９を介してアースに接続されている。
界磁巻線Ｆの一端はアースに接続され、界磁巻線Ｆの他端はトランジスタ１３のソース（トランジスタ１４のドレイン）に接続されると共にオペアンプ１６の反転入力端子に接続されている。
電流設定回路ＣＡは、オペアンプ１６、ＮＰＮトランジスタ１７、保護抵抗１８から構成されている。
電流設定回路ＣＡは、オペアンプ１６によってＮＰＮトランジスタ１７を駆動制御することにより、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流の比が、各トランジスタ１３，１５のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなるように、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流を設定する。
電流設定回路ＣＡは、オペアンプ１６によってＮＰＮトランジスタ１７を駆動制御することにより、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流の比が、各トランジスタ１３，１５のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなるように、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流を設定する。
尚、保護抵抗１８は、(1)トランジスタ１７の寄生振動を防止する、(2)トランジスタ１７のベースに過大電流が流れ込むのを防止する、(3)オペアンプ１６の電流ドライブ能力とトランジスタ１７との整合をとる、ことなどを目的に設けられている。
ここで、各トランジスタ１３，１５は駆動回路２４の駆動制御信号Ｐａによって同時にオンオフ動作が切り替えられ、トランジスタ１４は駆動回路２４の反転制御信号バーＰａによってオンオフ動作が切り替えられる。つまり、相補的な各制御信号Ｐａ，バーＰａにより、各トランジスタ１３，１４は相補的にオンオフ動作が切り替えられる。
そのため、トランジスタ１３のオン動作時（トランジスタ１４のオフ動作時）には、オルタネータ１１の界磁整流器Ｓ→トランジスタ１３→界磁巻線Ｆ→アースの経路で、トランジスタ１３のドレイン電流が界磁巻線Ｆの駆動電流として流れる。つまり、トランジスタ１３は、電源としてのオルタネータ１１から負荷としての界磁巻線Ｆに供給される駆動電流を制御する。
また、トランジスタ１５のオン動作時には、オルタネータ１１の界磁整流器Ｓ→トランジスタ１５→トランジスタ１７→検出抵抗１９→アースの経路で、トランジスタ１５のドレイン電流がトランジスタ１７を介して検出抵抗１９に流れる。
そして、トランジスタ１４のオン動作時（トランジスタ１３のオフ動作時）には、トランジスタ１４が還流トランジスタとして機能し、界磁巻線Ｆに発生した還流電流がトランジスタ１４を介して還流される。
また、トランジスタ１３のオフ動作とトランジスタ１４のオン動作の間では、トランジスタ１４の寄生ダイオードＤｃが還流ダイオードとして機能し、還流電流が寄生ダイオードＤｃを介して還流される。
尚、トランジスタ１４を還流ダイオードに置き換えてもよい。
また、トランジスタ１３のオフ動作とトランジスタ１４のオン動作の間では、トランジスタ１４の寄生ダイオードＤｃが還流ダイオードとして機能し、還流電流が寄生ダイオードＤｃを介して還流される。
尚、トランジスタ１４を還流ダイオードに置き換えてもよい。
検出抵抗１９にはトランジスタ１５のドレイン電流が流れ、検出抵抗１９の両端間に発生する電圧は当該ドレイン電流に応じた電圧値になる。
ＡＤ変換回路２０は、検出抵抗１９の両端間電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換して、そのデジタル信号を電流制御信号生成回路２１へ出力する。
電流制御信号生成回路２１は、検出抵抗１９の両端間電圧に応じたデジタル信号に基づいて、界磁巻線Ｆの駆動電流を設定値に制御するための電流制御信号Ｐｂを生成し、その電流制御信号ＰｂをＡＮＤ回路２３へ出力する。
ＡＤ変換回路２０は、検出抵抗１９の両端間電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換して、そのデジタル信号を電流制御信号生成回路２１へ出力する。
電流制御信号生成回路２１は、検出抵抗１９の両端間電圧に応じたデジタル信号に基づいて、界磁巻線Ｆの駆動電流を設定値に制御するための電流制御信号Ｐｂを生成し、その電流制御信号ＰｂをＡＮＤ回路２３へ出力する。
電圧制御信号生成回路２２は、オルタネータ１１の発電電圧を検出し、その電圧に基づいて、界磁巻線Ｆの駆動電圧を設定値に制御するための電圧制御信号Ｐｃを生成し、その電圧制御信号ＰｃをＡＮＤ回路２３へ出力する。
ＡＮＤ回路２３は、各制御信号Ｐｂ，Ｐｃの論理積（ＡＮＤ）演算を行い、その演算結果を駆動回路２４へ出力する。
駆動回路２４は、各制御信号Ｐｂ，Ｐｃの論理積に基づいて、各トランジスタ１３〜１５を駆動制御するための駆動制御信号Ｐａ，バーＰａを生成し、トランジスタ１３から界磁巻線Ｆへ流れる駆動電流を制御する。
駆動回路２４は、各制御信号Ｐｂ，Ｐｃの論理積に基づいて、各トランジスタ１３〜１５を駆動制御するための駆動制御信号Ｐａ，バーＰａを生成し、トランジスタ１３から界磁巻線Ｆへ流れる駆動電流を制御する。
オルタネータ１１は界磁巻線Ｆの駆動電流に従って発電し、オルタネータ１１によってバッテリBATTが充電される。
また、オルタネータ１１の発電電圧が電流制御装置１２の電源電圧として供給される。
また、オルタネータ１１の発電電圧が電流制御装置１２の電源電圧として供給される。
［第１実施形態の作用・効果］
第１実施形態によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
第１実施形態によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
［１−１］第１実施形態の電流検出回路ＣＤａは、各トランジスタ１３，１５、電流設定回路ＣＡ（オペアンプ１６、ＮＰＮトランジスタ１７、保護抵抗１８）、検出抵抗１９、ＡＤ変換回路２０から構成されている。そして、電流検出回路ＣＤａは、トランジスタ１５のドレイン電流を検出することにより、トランジスタ１３のドレイン電流を間接的に検出している。
すなわち、電流設定回路ＣＡにより、各トランジスタ１３，１５のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなるように、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流が設定される。
そのため、界磁巻線Ｆの駆動電流となるトランジスタ１３のドレイン電流に比例したドレイン電流がトランジスタ１５に流される。
そのため、界磁巻線Ｆの駆動電流となるトランジスタ１３のドレイン電流に比例したドレイン電流がトランジスタ１５に流される。
そして、トランジスタ１７を介してトランジスタ１５に直列接続された検出抵抗１９により、トランジスタ１５のドレイン電流が電圧に変換される。
その検出抵抗１９が変換した電圧（検出抵抗１９の両端間電圧）がＡＤ変換回路２０により、デジタル信号に変換されて取り出される。
その検出抵抗１９が変換した電圧（検出抵抗１９の両端間電圧）がＡＤ変換回路２０により、デジタル信号に変換されて取り出される。
このように、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流はミラー比と等しくなるように設定されるため、トランジスタ１５のドレイン電流を検出抵抗１９およびＡＤ変換回路２０を用いて検出すれば、トランジスタ１３のドレイン電流を間接的に検出することができる。
［１−２］第１実施形態の電流検出回路ＣＤａでは、トランジスタ１３のドレイン電流が界磁巻線Ｆの駆動電流となり、トランジスタ１５には界磁巻線Ｆの駆動電流が流れないため、検出抵抗１９にも界磁巻線Ｆの駆動電流は流れず、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流の比は検出抵抗１９の影響を受けない。
そのため、モノリシックＩＣによって構成した制御装置１２（電流検出回路ＣＤａ）の個々の製品において、検出抵抗１９の製造バラツキにより抵抗値にバラツキが発生したとしても、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流の比にはバラツキが生じない。
ここで、オルタネータ１１の発電電圧が電流検出回路ＣＤａの電源電圧として供給されるが、その電源電圧に電圧脈動（リップル）が存在して電源電圧が不安定な場合には、その電源電圧の変動によって各トランジスタ１３，１５のゲート・ソース間電圧が変動し、そのゲート・ソース間電圧の変動によって各トランジスタ１３，１５のドレイン電流も変動する。
しかし、第１実施形態の電流検出回路ＣＤａでは、電圧脈動により電源電圧（オルタネータ１１の発電電圧）が不安定で、且つ、検出抵抗１９に抵抗値のバラツキがある場合でも、各トランジスタ１３，１５のドレイン電流の比が変化せず、検出抵抗１９の両端間電圧も変化しないため、ＡＤ変換回路２０の生成するデジタル信号に誤差が発生しないことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、第１実施形態の電流検出回路ＣＤａにおいて、トランジスタ１３のオン動作時には、界磁巻線Ｆに対してトランジスタ１３が直列接続されているだけであるため、界磁巻線Ｆとアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、界磁巻線Ｆの駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、第１実施形態によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出回路ＣＤａを低コストに提供できる。
［１−３］第１実施形態の電流検出回路ＣＤａにおいて、ＡＤ変換回路２０として、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路を使用すれば、そのＡＤ変換回路２０のコンデンサと検出抵抗１９とでパッシブ型の一次ローパスフィルタが構成されるため、検出抵抗１９の両端間電圧に含まれるノイズ成分を吸収除去することができる。
尚、そのノイズ成分には、例えば、オルタネータ１１が発生した転流ノイズや、各トランジスタ１３，１５が発生したスイッチングノイズなどがある。
尚、そのノイズ成分には、例えば、オルタネータ１１が発生した転流ノイズや、各トランジスタ１３，１５が発生したスイッチングノイズなどがある。
そして、検出抵抗１９の両端間電圧に含まれるノイズ成分を前記パッシブ型の一次ローパスフィルタで吸収除去すれば、ＡＤ変換回路２０の生成するデジタル信号が当該ノイズの影響を受けないため、電流検出の精度を高めることが可能になり、前記［１−１］［１−２］の作用・効果を更に高めることができる。
尚、前記ノイズの発生時間は例えば数μ〜数百μsecであるが、検出抵抗１９の抵抗値は例えば数ｋ〜数百ｋΩであり、ＡＤ変換回路２０の前記コンデンサの容量値は例えば数ｐ〜数千ｐＦであるため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタで前記ノイズを確実に吸収除去できる。
尚、前記ノイズの発生時間は例えば数μ〜数百μsecであるが、検出抵抗１９の抵抗値は例えば数ｋ〜数百ｋΩであり、ＡＤ変換回路２０の前記コンデンサの容量値は例えば数ｐ〜数千ｐＦであるため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタで前記ノイズを確実に吸収除去できる。
ちなみに、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式のＡＤ変換回路には、例えば、重み付けされたコンデンサアレイを用いる逐次比較方式の電荷比較方式、電荷平衡形、二分割形逐次比較方式などがある。
尚、ＡＤ変換回路の前記方式については、各種文献（例えば、「図解Ａ／Ｄコンバータ入門」著者：米山寿一，出版社：オーム社，昭和５８年９月２５日発行，p.99〜113など）に詳述されており公知であるため説明を省略する。
尚、ＡＤ変換回路の前記方式については、各種文献（例えば、「図解Ａ／Ｄコンバータ入門」著者：米山寿一，出版社：オーム社，昭和５８年９月２５日発行，p.99〜113など）に詳述されており公知であるため説明を省略する。
［１−４］ＡＤ変換回路２０が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗１９の抵抗値を適宜調整すれば、トランジスタ１５のドレイン電流を最適に設定可能になるため、前記［１−１］［１−２］の作用・効果を更に高めることができる。
また、ＡＤ変換回路２０が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗１９の抵抗値を適宜調整すれば、前記［１−３］で説明したＡＤ変換回路２０の前記コンデンサと検出抵抗１９とから構成されるパッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数（カットオフ周波数）を最適に設定可能になるため、前記［１−３］の作用・効果を更に高めることができる。
また、ＡＤ変換回路２０が生成したデジタル信号に合わせて検出抵抗１９の抵抗値を適宜調整すれば、前記［１−３］で説明したＡＤ変換回路２０の前記コンデンサと検出抵抗１９とから構成されるパッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数（カットオフ周波数）を最適に設定可能になるため、前記［１−３］の作用・効果を更に高めることができる。
そして、電流制御装置１２（電流検出回路ＣＤａ）はモノリシックＩＣによって構成され、検出抵抗１９およびＡＤ変換回路２０は１個の半導体チップ（ワンチップ）上に集積化されているため、前記パッシブ型一次ローパスフィルタのフィルタ定数を安定的に保証できる。
尚、半導体チップ上に集積化された検出抵抗１９の抵抗値を調整するには、例えば、以下の方法などがある。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗１９を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのＰＮ接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
(A)レーザートリミング可能な薄膜抵抗によって検出抵抗１９を形成しておき、当該薄膜抵抗にレーザーを照射してカットすることで抵抗値を調整する方法。
(B)直列接続されたツェナーダイオードと抵抗から成る素子を複数個設けて各素子を並列接続しておき、ツェナーダイオードのＰＮ接合間に対して逆方向に過大な電力を印加すると破壊される性質を利用したツェナーザッピング技術により、前記各素子のうち適宜な素子のツェナーダイオードを破壊断線させることで並列接続された各素子全体の抵抗値を調整する方法。
(C)複数個の抵抗を並列接続しておき、各抵抗のうちの適宜な抵抗に過大電流を流して破壊断線させることで並列接続された各抵抗全体の抵抗値を調整する方法。
［１−５］電流制御装置１２（電流検出回路ＣＤａ）は、電源としてのオルタネータ１１と負荷としての界磁巻線Ｆとの間に、界磁巻線Ｆの駆動電流を制御する電流駆動素子としてのトランジスタ１３が接続された構成であり、このような構成は一般に「ハイサイド構成」と呼ばれる。
［１−６］制御システム１０は、電流検出回路ＣＤａを備えた電流制御装置１２によって界磁巻線Ｆの駆動電流を制御し、それによりバッテリBATTの充電電流を制御している。
そして、電流制御装置１２はモノリシックＩＣによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
そして、電流制御装置１２はモノリシックＩＣによって構成されているため、小型化できると共に低コストに提供できる。
すなわち、電流制御信号生成回路２１により、ＡＤ変換回路２０が生成したデジタル信号（検出抵抗１９が変換した電圧）に基づいた電流制御信号Ｐｂが生成される。
そして、ＡＮＤ回路２３により、電圧制御信号生成回路２２が生成した電圧制御信号Ｐｃと、電流制御信号Ｐｂとの論理積がとられる。
また、駆動回路２４により、各制御信号Ｐｂ，Ｐｃの論理積に基づいた駆動制御信号Ｐａが生成される。
その駆動制御信号Ｐａによって各トランジスタ１３，１５のオンオフ動作が駆動制御されることにより、界磁巻線Ｆの駆動電流が制御される。
そして、ＡＮＤ回路２３により、電圧制御信号生成回路２２が生成した電圧制御信号Ｐｃと、電流制御信号Ｐｂとの論理積がとられる。
また、駆動回路２４により、各制御信号Ｐｂ，Ｐｃの論理積に基づいた駆動制御信号Ｐａが生成される。
その駆動制御信号Ｐａによって各トランジスタ１３，１５のオンオフ動作が駆動制御されることにより、界磁巻線Ｆの駆動電流が制御される。
このとき、前記［１−１］で説明したように、ＡＤ変換回路２０が生成したデジタル信号（検出抵抗１９が変換した電圧）は、トランジスタ１３のドレイン電流（界磁巻線Ｆの駆動電流）に対応しているため、電流制御装置１２はトランジスタ１３のドレイン電流に基づいて当該ドレイン電流を制御していることになる。
つまり、制御システム１０では、電流検出回路ＣＤａが間接的に検出したトランジスタ１３のドレイン電流（界磁巻線Ｆの駆動電流）に基づいて、界磁巻線Ｆの駆動電流が設定値になるように各回路２０〜２４がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、第１実施形態によれば、電流検出回路ＣＤａを用いることにより、負荷としての界磁巻線Ｆの駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置１２を低コストに提供できる。
つまり、制御システム１０では、電流検出回路ＣＤａが間接的に検出したトランジスタ１３のドレイン電流（界磁巻線Ｆの駆動電流）に基づいて、界磁巻線Ｆの駆動電流が設定値になるように各回路２０〜２４がフィードバック制御を行っているわけである。
従って、第１実施形態によれば、電流検出回路ＣＤａを用いることにより、負荷としての界磁巻線Ｆの駆動電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置１２を低コストに提供できる。
ここで、界磁巻線Ｆの駆動電流（オルタネータ１１の励磁電流）は、オルタネータ１１によるバッテリBATTの充電電流に対応しているため、界磁巻線Ｆの駆動電流を電流検出回路ＣＤａを用いて検出すれば、バッテリBATTの充電電流を間接的に検出することができる。
そして、界磁巻線Ｆの駆動電流を制御システム１０（電流制御装置１２）を用いて制御すれば、オルタネータ１１によるバッテリBATTの充電電流を間接的に制御することができる。
従って、第１実施形態によれば、電流検出回路ＣＤａを用いることにより、バッテリBATTの充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置１２を低コストに提供できる。
そして、界磁巻線Ｆの駆動電流を制御システム１０（電流制御装置１２）を用いて制御すれば、オルタネータ１１によるバッテリBATTの充電電流を間接的に制御することができる。
従って、第１実施形態によれば、電流検出回路ＣＤａを用いることにより、バッテリBATTの充電電流を安定かつ高精度に制御可能で低消費電力な電流制御装置１２を低コストに提供できる。
＜第２実施形態＞
図２は、第２実施形態の制御システム３０の概略構成を示す回路図である。
制御システム３０において、第１実施形態の制御システム１０と異なるのは以下の点だけである。
図２は、第２実施形態の制御システム３０の概略構成を示す回路図である。
制御システム３０において、第１実施形態の制御システム１０と異なるのは以下の点だけである。
［Ａ］第２実施形態は、第１実施形態の制御システム１０を制御システム３０に置き換え、第１実施形態の電流制御装置１２を電流制御装置３１に置き換え、第１実施形態の電流検出回路ＣＤａを電流検出回路ＣＤｂに置き換えたものである。
［Ｂ］自動車に搭載された制御システム３０は、車載バッテリBATT、スイッチSW、負荷LOAD、オルタネータ１１、電流制御装置３１から構成されている。
［Ｃ］電流制御装置３１は、Ｐチャネル・パワーＭＯＳトランジスタ３２、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３３、検出抵抗１９、ＡＤ変換回路２０、電流制御信号生成回路２１、電圧制御信号生成回路２２、ＡＮＤ回路２３、駆動回路２４を備えている。尚、電流制御装置３１はモノリシックＩＣによって構成されている。
［Ｄ］トランジスタ３２のドレインはアースに接続され、トランジスタ３３のドレインは検出抵抗１９を介してアースに接続され、各トランジスタ３２，３３のソースはオルタネータ１１の界磁巻線Ｆを介してバッテリBATTのプラス端子およびオルタネータ１１の界磁整流器Ｓに接続されている。
各トランジスタ３２，３３のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａが入力されている。
各トランジスタ３２，３３のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードＤｄ，ＤｅがＭＯＳトランジスタの構造上存在している。
各トランジスタ３２，３３のゲートには、駆動回路２４の生成した駆動制御信号Ｐａが入力されている。
各トランジスタ３２，３３のソース・ドレイン間には、それぞれ寄生ダイオードＤｄ，ＤｅがＭＯＳトランジスタの構造上存在している。
［Ｅ］トランジスタ３２のオン動作時には、オルタネータ１１の界磁整流器Ｓ→界磁巻線Ｆ→トランジスタ３２→アースの経路で、トランジスタ３２のドレイン電流が界磁巻線Ｆの駆動電流として流れる。つまり、トランジスタ３２は、電源としてのオルタネータ１１から負荷としての界磁巻線Ｆに供給される駆動電流を制御する。
また、トランジスタ３３のオン動作時には、オルタネータ１１の界磁整流器Ｓ→界磁巻線Ｆ→トランジスタ３３→検出抵抗１９→アースの経路で、トランジスタ３３のドレイン電流が界磁巻線Ｆの駆動電流として流れると共に検出抵抗１９に流れる。
そして、各トランジスタ３２，３３のオフ動作時には、各トランジスタ３２，３３の寄生ダイオードＤｄ，Ｄｅが還流ダイオードとして機能し、界磁巻線Ｆに発生した還流電流が寄生ダイオードＤｄ，Ｄｅを介して還流される。
検出抵抗１９にはトランジスタ３３のドレイン電流が流れ、検出抵抗１９の両端間に発生する電圧は当該ドレイン電流に応じた電圧値になる。
そして、各トランジスタ３２，３３のオフ動作時には、各トランジスタ３２，３３の寄生ダイオードＤｄ，Ｄｅが還流ダイオードとして機能し、界磁巻線Ｆに発生した還流電流が寄生ダイオードＤｄ，Ｄｅを介して還流される。
検出抵抗１９にはトランジスタ３３のドレイン電流が流れ、検出抵抗１９の両端間に発生する電圧は当該ドレイン電流に応じた電圧値になる。
［第２実施形態の作用・効果］
第２実施形態によれば、第２実施形態の前記［１−３］［１−４］［１−６］と同様の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
第２実施形態によれば、第２実施形態の前記［１−３］［１−４］［１−６］と同様の作用・効果に加えて、以下の作用・効果を得ることができる。
［２−１］第２実施形態の電流検出回路ＣＤｂは、各トランジスタ３２，３３、検出抵抗１９、ＡＤ変換回路２０から構成されている。そして、電流検出回路ＣＤｂは、トランジスタ３３のドレイン電流を検出することにより、トランジスタ３２のドレイン電流を間接的に検出している。
すなわち、各トランジスタ３２，３３にドレイン電流は、各トランジスタ３２，３３のトランジスタサイズによって決定されるミラー比と等しくなる。つまり、トランジスタ３２のドレイン電流に比例したドレイン電流がトランジスタ３３に流れる。
ここで、界磁巻線Ｆの駆動電流は各トランジスタ３２，３３のドレイン電流の合計値である。
ここで、界磁巻線Ｆの駆動電流は各トランジスタ３２，３３のドレイン電流の合計値である。
そして、トランジスタ３３に直列接続された検出抵抗１９により、トランジスタ３３のドレイン電流が電圧に変換される。
その検出抵抗１９が変換した電圧（検出抵抗１９の両端間電圧）がＡＤ変換回路２０により、デジタル信号に変換されて取り出される。
その検出抵抗１９が変換した電圧（検出抵抗１９の両端間電圧）がＡＤ変換回路２０により、デジタル信号に変換されて取り出される。
このように、各トランジスタ３２，３３のドレイン電流はミラー比と等しくなるため、トランジスタ３３のドレイン電流を検出抵抗１９およびＡＤ変換回路２０を用いて検出すれば、トランジスタ３２のドレイン電流を間接的に検出することができる。
［２−２］電流制御装置３１（電流検出回路ＣＤｂ）は、負荷としての界磁巻線Ｆとアースとの間に、界磁巻線Ｆの駆動電流を制御する電流駆動素子としてのトランジスタ３２が接続された構成であり、このような構成は一般に「ローサイド構成」と呼ばれる。
［２−３］第２実施形態の電流検出回路ＣＤｂはローサイド構成であるため、オルタネータ１１の発電電圧が、界磁巻線Ｆを介して電流検出回路ＣＤｂの電源電圧として供給される。
そのため、当該電源電圧に電圧脈動（リップル）が存在して電源電圧が不安定な場合でも、界磁巻線Ｆのインダクタンスにより、各トランジスタ３２，３３のゲート・ソース間電圧は変動し難くなり、各トランジスタ３２，３３のドレイン電流も変動し難くなる。
そのため、当該電源電圧に電圧脈動（リップル）が存在して電源電圧が不安定な場合でも、界磁巻線Ｆのインダクタンスにより、各トランジスタ３２，３３のゲート・ソース間電圧は変動し難くなり、各トランジスタ３２，３３のドレイン電流も変動し難くなる。
よって、第２実施形態の電流検出回路ＣＤｂでは、電圧脈動により電源電圧（オルタネータ１１の発電電圧）が不安定な場合でも、各トランジスタ３２，３３のドレイン電流の比が変化し難く、検出抵抗１９の両端間電圧も変化し難いため、ＡＤ変換回路２０の生成するデジタル信号に誤差が発生し難いことから、安定した電流検出を行うことが可能になり、電流検出の精度を高めることができる。
また、第２実施形態の電流検出回路ＣＤｂでは、界磁巻線Ｆに対してそれぞれトランジスタ３２，３３が直列接続されているだけであるため、界磁巻線Ｆとアースとの間に別のトランジスタを設けた場合に比べて、界磁巻線Ｆの駆動効率が低下しない上に、当該別のトランジスタの消費電力が存在しないため発熱量も増大しない。
従って、第２実施形態によれば、ノイズに強く安定かつ高精度に電流検出を行うことが可能で低消費電力な電流検出回路ＣＤｂを低コストに提供できる。
＜別の実施形態＞
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
［１］第１実施形態において、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３〜１５をＮＰＮトランジスタに置き換えてもよい。
また、第２において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２，３３をＰＮＰトランジスタに置き換えてもよい。
また、各トランジスタ１３〜１５，３２，３３は、ＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタに限らず、どのような電流駆動素子（例えば、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、サイリスタなど）に置き換えてもよい。
また、第２において、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２，３３をＰＮＰトランジスタに置き換えてもよい。
また、各トランジスタ１３〜１５，３２，３３は、ＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタに限らず、どのような電流駆動素子（例えば、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、サイリスタなど）に置き換えてもよい。
［２］上記各実施形態は、負荷として自動車に搭載されたオルタネータ１１の界磁巻線Ｆの駆動電流を検出する電流検出回路ＣＤａ，ＣＤｂと、その電流検出回路ＣＤａ，ＣＤｂを用いることにより、界磁巻線Ｆの駆動電流を制御すると共にバッテリBATTの充電電流を制御する制御システム１０，３０（電流制御装置１２，３１）に適用したものである。
しかし、本発明は、界磁巻線Ｆに限らず、どのような電気負荷に流れる電流を検出する電流検出回路（電流検出装置）に適用してもよい。
また、本発明は、界磁巻線Ｆに限らず、どのような電気負荷の駆動電流を制御する制御システム（制御装置）に適用してもよい。
しかし、本発明は、界磁巻線Ｆに限らず、どのような電気負荷に流れる電流を検出する電流検出回路（電流検出装置）に適用してもよい。
また、本発明は、界磁巻線Ｆに限らず、どのような電気負荷の駆動電流を制御する制御システム（制御装置）に適用してもよい。
［３］上記各実施形態では、電流制御装置１２，３１をモノリシックＩＣによって構成している。
しかし、電流制御装置１２，３１をハイブリッドＩＣによって構成してもよい。
しかし、電流制御装置１２，３１をハイブリッドＩＣによって構成してもよい。
１０，３０…制御システム
BATT…車載バッテリ
SW…スイッチ
LOAD…負荷
１１…オルタネータ
RT…３相リアクトル
Ｓ…界磁整流器
Ｆ…界磁巻線
１２，３１…電流制御装置
１３，１４…Ｎチャネル・パワーＭＯＳトランジスタ
１５…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１６…オペアンプ
１７…ＮＰＮトランジスタ
１８…保護抵抗
１９…検出抵抗
２０…ＡＤ変換回路
２１…電流制御信号生成回路
２２…電圧制御信号生成回路
２３…ＡＮＤ回路
２４…駆動回路
ＣＡ…電流設定回路
ＣＤａ，ＣＤｂ…電流検出回路（電流検出装置）
BATT…車載バッテリ
SW…スイッチ
LOAD…負荷
１１…オルタネータ
RT…３相リアクトル
Ｓ…界磁整流器
Ｆ…界磁巻線
１２，３１…電流制御装置
１３，１４…Ｎチャネル・パワーＭＯＳトランジスタ
１５…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１６…オペアンプ
１７…ＮＰＮトランジスタ
１８…保護抵抗
１９…検出抵抗
２０…ＡＤ変換回路
２１…電流制御信号生成回路
２２…電圧制御信号生成回路
２３…ＡＮＤ回路
２４…駆動回路
ＣＡ…電流設定回路
ＣＤａ，ＣＤｂ…電流検出回路（電流検出装置）
Claims (5)
- 電源から負荷に供給される駆動電流を制御する第１電流駆動素子と、
その第１電流駆動素子の駆動電流に比例した検出電流が流れる第２電流駆動素子と、
その第２電流駆動素子の検出電流が流れる検出抵抗と、
その検出抵抗の両端間に発生する電圧をアナログ信号とし、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と
を備えた電流検出装置であって、
前記第１電流駆動素子は電源と負荷の間に接続されたハイサイド構成をとり、
前記各電流駆動素子に流れる電流の比を設定する電流設定回路を備え、
前記ＡＤ変換回路が出力したデジタル信号に合わせて前記検出抵抗の抵抗値を調整することを特徴とする電流検出装置。 - 請求項１に記載の電流検出装置において、
前記ＡＤ変換回路は、アナログ信号がコンデンサに直接入力される形式であることを特徴とする電流検出装置。 - 請求項１または請求項２に記載の電流検出装置において、
前記各電流駆動素子と前記検出抵抗と前記ＡＤ変換回路とが１個の半導体チップ上に集積化されていることを特徴とする電流検出装置。 - 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流検出装置における前記ＡＤ変換回路が出力したデジタル信号に基づいて、前記第１電流駆動素子を駆動制御する駆動制御手段を備えたことを特徴とする電流制御装置。
- 請求項４に記載の電流制御装置において、
前記電源はオルタネータであると共に、前記負荷は前記オルタネータの界磁巻線であり、その界磁巻線の駆動電流を制御することにより、前記電源に接続された蓄電池の充電電流を制御することを特徴とする電流制御装置。
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|---|---|---|---|---|
| JPH0622470A (ja) * | 1992-07-07 | 1994-01-28 | Hitachi Ltd | 半導体充電制御装置 |
| JPH06180332A (ja) * | 1992-12-14 | 1994-06-28 | Nec Kansai Ltd | 電流検出回路 |
| JPH09266446A (ja) * | 1996-03-28 | 1997-10-07 | Seiko Epson Corp | アナログ・デジタル変換器及びそれを内蔵したシングルチップ・マイクロコンピュータ |
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- 2005-12-21 JP JP2005367982A patent/JP4692267B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH06180332A (ja) * | 1992-12-14 | 1994-06-28 | Nec Kansai Ltd | 電流検出回路 |
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